JP2011010426A - 電力制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力制御装置において、電力変換器を用いて直流電圧の昇降圧を可能とし、バッテリを充電する構成において、交流電源電圧及びバッテリ電圧にかかわらず、外部交流電源側の電流を交流電源電圧と同位相の正弦波に制御することである。
【解決手段】電力制御装置は、制御部４２を備える。制御部４２は、正弦波の交流電流指令値の絶対値に、検出された交流電源電圧Ｖ（ｔ）及び直流出力電圧Ｖｂから決定される分流比を乗じた値と、リアクトル成分の検出電流との偏差に補償器を乗じて、補償器から出力される値に直流出力電圧Ｖｂを加算し、交流電源電圧Ｖ（ｔ）の絶対値に直流出力電圧Ｖｂを加算した値で除算して得られたＰＷＭ変調率を演算する。演算したＰＷＭ変調率に基づくＰＷＭ信号により、インバータ１２のスイッチング素子をオンオフ制御することで外部交流電源２８からバッテリ１０への充電を可能とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、外部交流電源の単相交流電源電圧をダイオード整流素子で直流に変換し、電力変換器を用いて、バッテリを充電するための直流出力電圧を制御する電力制御装置に関する。

従来から、特許文献１に記載された単相整流回路が知られている。特許文献１に記載された単相整流回路は、高力率を得る単相電源を提案することを目的として考えられたもので、単相ブリッジ整流器と、高周波フィルタと、電流追従型チョッパと、負荷とにより構成している。電流追従形チョッパを構成するリアクトルを流れる電流の指令値と検出電流との差をヒステリシス回路に加えることにより、追従制御が可能であるとされている。

また、特許文献２に記載された単相正弦波入力形コンバータの場合、入力電流のみを検出するだけで高力率を確保することを目的として考えられたもので、単相ブリッジ整流器で交流電圧を直流電圧に変換し、その出力の直流電圧を昇圧コンバータである昇圧チョッパで、交流側の入力電流波形を正弦波に制御しつつ制御するとされている。また、特許文献２に記載された回路構成の場合、入力電流を検出する電流検出器と、直流電圧偏差より電流制御ゲインを算出するマイコンと、入力電流と電流制御ゲインを乗算する乗算器と、最大通流比より乗算器の出力を差し引く演算増幅器と、三角波と演算増幅器の出力とを比較して通流比を決定する比較器とにより構成している。特許文献１，２のいずれに記載された構成の場合も、交流電源側の交流電流を正弦波に制御するために、昇圧チョッパの入力側電流を検出し、この検出した電流が正弦波の交流電流の波形の絶対値に追従するように昇圧チョッパのスイッチング素子を制御して交流側の入力電流波形を正弦波に制御している。

高橋、池下、井出、「４６４総合力率≒１の単相整流回路の回路構成」、昭和５９年電気学会全国大会、Ｐ．５５３ 能登原、二見、田原、遠藤、山下、「基準波形を省略した単相正弦波入力形コンバータ」、電気学会論文誌Ｄ、平成６年、１１４巻、６号、Ｐ．６５４−６６１

ただし、非特許文献１，２のいずれに記載された構成の場合も、昇圧コンバータを用いて出力電圧を制御しているため、その出力電圧は出力交流電圧の最大値以上でなければならない。出力電圧を入力交流電圧の最大値以下でも制御できるようにするためには、昇降圧コンバータを用いる必要がある。昇降圧コンバータを用いる場合には、昇降圧コンバータを構成するスイッチング素子のオフ時にはリアクトルを流れる電流が交流電源側の入力には流れず、バッテリに充電する場合にバッテリ側にだけ流れる。このため、リアクトルの電流を正弦波の絶対値に追従するように制御しても、交流入力電流は正弦波とならない。すなわち、交流入力電流は入力交流電圧と出力電圧とに依存した歪み波形となる。このため、単相交流電源電圧をダイオード整流素子で直流電圧に変換し、少なくとも一部が昇降圧コンバータとして機能する電力変換器を用いて直流電圧の昇降圧を可能とし、バッテリを充電する構成において、入力側である外部交流電源の交流電源電圧及び出力側であるバッテリ電圧にかかわらず、外部交流電源側の電流を交流電源電圧と同位相の正弦波に制御できる電力制御装置の実現が望まれている。

本発明の目的は、電力制御装置において、電力変換器を用いて、単相交流電源電圧に基づく直流電圧の昇降圧を可能とし、バッテリを充電する構成において、外部交流電源の交流電源電圧及びバッテリ電圧にかかわらず、外部交流電源側の電流を交流電源電圧と同位相の正弦波に制御することである。

本発明に係る電力制御装置は、外部交流電源の単相交流電源電圧Ｖ（ｔ）をダイオード整流素子で直流に変換し、電力変換器を用いて、直流電圧の昇降圧を可能としつつ、バッテリを充電するための直流出力電圧Ｖｂを制御する電力制御装置であって、電力変換器または電力変換器に接続されたモータが有するリアクトル成分の電流を検出する電流検出部と、正弦波の交流電流指令値の絶対値に、検出された交流電源電圧Ｖ（ｔ）及び直流出力電圧Ｖｂから決定される分流比｛１＋（｜Ｖ（ｔ）｜／Ｖｂ）｝を乗じた値と、リアクトル成分の検出電流との偏差に補償器を乗じて、補償器から出力される値に直流出力電圧Ｖｂを加算し、交流電源電圧Ｖ（ｔ）の絶対値に直流出力電圧Ｖｂを加算した値（｜Ｖ（ｔ）｜＋Ｖｂ）で除算してＰＷＭ変調率を演算する演算部と、演算部で演算したＰＷＭ変調率とキャリア信号とを比較し、ＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号を電力変換器のスイッチング素子のゲートに出力するＰＷＭ信号出力部と、を備え、ＰＷＭ信号出力部から電力変換器のスイッチング素子のゲートにＰＷＭ信号を出力し、電力変換器のスイッチング素子をオンオフ制御することで外部交流電源からバッテリへの充電を可能とすることを特徴とする電力制御装置である。

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号を出力する３相キャリア信号出力部を備え、ＰＷＭ信号出力部は、演算部で演算したＰＷＭ変調率と、３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、電力変換器の３相のスイッチング素子のゲートに出力する３相ＰＷＭ信号出力部であり、３相ＰＷＭ信号出力部から電力変換器の３相のスイッチング素子のゲートに各相用のＰＷＭ信号を出力し、電力変換器のスイッチング素子をオンオフ制御することで外部交流電源からバッテリへの充電を可能とする。

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、電力変換器は、バッテリに接続されたインバータであり、電流検出部は、インバータに接続されたモータが有するリアクトル成分の電流であって、モータの固定子巻線の中性点電流を検出し、モータは、インバータの出力側に接続され、インバータにより駆動され、ＰＷＭ信号出力部は、演算部で演算したＰＷＭ変調率とキャリア信号とを比較し、各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、インバータの３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力する。

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、インバータの正極側とバッテリの正極との間に充電時接続スイッチを介して接続され、ダイオード整流素子及びコンデンサを含む充電付加回路を備え、外部交流電源からバッテリを充電する際に、バッテリの正極とインバータの正極側とが走行時接続スイッチで切り離され、バッテリの負極とインバータの負極側とが接続された状態で、ダイオード整流素子の正極側がインバータの正極側に接続され、ダイオード整流素子の負極側がモータの固定子巻線の中性点とバッテリの正極とに接続され、ダイオード整流素子の交流側にコンデンサを介して外部交流電源が接続される。

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、電力変換器は、ダイオード整流素子の直流側正極とバッテリの負極との間に接続されたスイッチング素子と、ダイオード整流素子の直流側負極とバッテリの正極との間に接続された第２ダイオード整流素子と、スイッチング素子及びバッテリの負極の接続点とダイオード整流素子の直流側負極及び第２ダイオード整流素子の直流側負極の接続点との間に接続されたリアクトルとを備え、電流検出部は、電力変換器が有するリアクトル成分の電流を検出することを特徴とする。

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、電力変換器は、ダイオード整流素子の直流側正極とバッテリの正極及びダイオード整流素子の直流側負極の接続点との間に互いに並列に接続された３相のアームを備え、各相のアームは、スイッチング素子と、スイッチング素子に直列接続されたリアクトルとを含み、各相のアームのスイッチング素子及びリアクトルの間とバッテリの負極との間に接続された３個の第２ダイオード整流素子を備え、電流検出部は、電力変換器が有するリアクトル成分の中性点の電流を検出する。

本発明の電力制御装置によれば、電力変換器を用いて、単相交流電源電圧に基づく直流電圧の昇降圧を可能とし、バッテリを充電する構成において、外部交流電源の交流電源電圧及びバッテリ電圧にかかわらず、外部交流電源側の電流を交流電源電圧と同位相の正弦波に制御できる。

また、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号を出力する３相キャリア信号出力部を備え、ＰＷＭ信号出力部は、演算部で演算したＰＷＭ変調率と、３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、電力変換器の３相のスイッチング素子のゲートに出力する３相ＰＷＭ信号出力部であり、３相ＰＷＭ信号出力部から電力変換器の３相のスイッチング素子のゲートに各相用のＰＷＭ信号を出力し、電力変換器のスイッチング素子をオンオフ制御することで外部交流電源からバッテリへの充電を可能とする構成によれば、外部からのバッテリの充電を可能とする構成で、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図れる。

また、電力変換器は、バッテリに接続されたインバータであり、電流検出部は、インバータに接続されたモータが有するリアクトル成分の電流であって、モータの固定子巻線の中性点電流を検出し、モータは、インバータの出力側に接続され、インバータにより駆動され、ＰＷＭ信号出力部は、演算部で演算したＰＷＭ変調率とキャリア信号とを比較し、各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、インバータの３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力する構成によれば、専用の充電器を用いることなく外部からのバッテリの充電が可能となる。

本発明の第１の実施の形態の電力制御装置の回路図である。 第１の実施の形態の電流指令生成部の１例を示す図である。 図１の電力制御装置において、充電時にインバータ及びモータを利用して電圧変換を行う様子を説明するための回路図である。 本発明の第２の実施の形態の電力制御装置の一部の構成を示すブロック図である。 電力制御装置において、充電時の外部電源側の電圧と電流とを求める第１のシミュレーション結果を、（ａ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号を３相のスイッチング素子で共通とした比較例の場合で、（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号の位相を３相のスイッチング素子で１２０度ずつずらせた第２の実施の形態の場合で示す図である。 電力制御装置において、充電時のモータの各相の固定子巻線を流れる電流（モータ電流）と中性点を流れる電流（中性点電流）とを求める第２のシミュレーション結果を、（ａ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号を３相のスイッチング素子で共通とした比較例の場合で、（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号の位相を３相のスイッチング素子で１２０度ずつずらせた第２の実施の形態の場合で示す図である。 第２の実施の形態の電力制御装置で充電時の電流及び電圧を求める第３のシミュレーション結果を、（ａ）は外部交流電源の電流及び電圧で、（ｂ）はバッテリの電流及び電圧で示す図である。 第２の実施の形態を用いて行ったシミュレーション結果から得られた、外部交流電源の電流の高調波成分の次数と電流値との関係を示す図である。 第２の実施の形態の電力制御装置で充電する場合を模擬して、外部交流電源の電流及び電圧を求める実験結果を示す図である。 第２の実施の形態の電力制御装置で充電する場合を模擬して、モータのＵ相の固定子巻線を流れるＵ相電流、Ｕ相の固定子巻線を流れるＵ相電圧、及び、中性点を流れる電流を求める実験結果を示す図である。 第２の実施の形態の電力制御装置で充電する場合を模擬して、バッテリの電流及び電圧を求める実験結果を示す図である。 本発明の第３の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。 本発明の第４の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。

［第１の発明の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態の電力制御装置の回路図である。図２は、本実施の形態の電流指令生成部の１例を示す図である。図３は、図１の電力制御装置において、充電時にインバータ及びモータを利用して電圧変換を行う様子を説明するための回路図である。

図１に示す電力制御装置は、例えば車載バッテリを電力源とし、走行用モータを駆動する電気自動車や、エンジン及び走行用モータを車両の駆動源として備えるハイブリッド車両等の電動車両に搭載し、車載バッテリの外部交流電源からの充電を可能とする。電力制御装置は、昇降圧形と呼ばれるもので、外部交流電源の単相交流電源電圧Ｖ（ｔ）をダイオード整流素子で直流電圧に変換し、電力変換器を用いて、直流電圧の昇降圧を可能としつつ、バッテリを充電するための直流出力電圧Ｖｂを制御する。このような機能を得るために、電力制御装置は、車載のバッテリ（直流電源）１０に接続された電力変換器であるインバータ１２と、インバータ１２に接続された走行用モータであるモータ（三相モータ）１４とを備える。モータ１４は、インバータ１２の出力側に接続され、インバータ１２により駆動される。バッテリ１０の正極は、第１充電時接続スイッチ２０及び第２充電時接続スイッチ２２を介して、モータ１４のスター結線された固定子巻線の中性点に接続している。各充電時接続スイッチ２０，２２は、車両走行時にはオフされ、車両停止時の充電時にはオンされる。

また、電力制御装置は、充電付加回路２４を備える。充電付加回路２４には図示しないコネクタを介して外部交流電源（商用電源）２８が接続される。充電付加回路２４はダイオード整流素子を含むダイオード整流ブリッジ等のダイオード整流器３０と、ダイオード整流器３０の交流側に接続された交流フィルタである、ＥＭＩフィルタ３２とを含み、ダイオード整流器３０の直流側負極はバッテリ１０の正極側に第２充電時接続スイッチ２２を介して接続され、ダイオード整流器３０の直流側正極はインバータ１２の正極側に接続される。ＥＭＩフィルタ３２は、電流リップルを除去するためのもので、コンデンサを含む。また、ダイオード整流器３０の直流側負極は、各充電時接続スイッチ２０，２２が接続されることで、バッテリ１０の正極及びモータ１４の固定子巻線の中性点に接続される。バッテリ１０の負極は、インバータ１２の負極側に接続されている。

バッテリ１０の正極とインバータ１２の正極側との間には走行時接続スイッチ３６が設けられる。走行時接続スイッチ３６は、車両走行時にはオンされ、車両停止時の充電時にはオフされる。このため、車両走行時のモータ１４の駆動時には、走行時接続スイッチ３６がオンされ、各充電時接続スイッチ２０，２２がオフされる。このスイッチの切り替えにより、バッテリ１０の正極はインバータ１２の正極側に接続され、充電付加回路２４とバッテリ１０とは切り離される。

一方、充電時には、走行時接続スイッチ３６がオフされ、充電時接続スイッチ２０、２２がオンされる。このスイッチの切り替えにより、バッテリ１０の正極とインバータ１２の正極側とが切り離され、バッテリ１０の正極及びモータ１４の固定子巻線の中性点とが充電付加回路２４に接続される。このように、バッテリ１０を充電する際に、バッテリ１０の正極とインバータ１２の正極側とが走行時接続スイッチ３６で切り離され、バッテリ１０の負極とインバータ１２の負極側とが接続された状態で、ダイオード整流器３０の正極側がインバータ１２の正極側に接続され、ダイオード整流器３０の負極側がモータ１４の固定子巻線の中性点とバッテリ１０の正極とに接続され、ダイオード整流器３０の交流側にＥＭＩフィルタ３２を介して外部交流電源２８が接続される。

また、バッテリ１０の電圧及び電流がインバータ１２の交流出力側からモータ１４を介して見たときに零相となるように構成する。そして、インバータ１２を構成するスイッチング素子のオンオフに応じた時間分割により、インバータ１２とモータ１４との間での電力の授受を可能とし、かつ、インバータ１２による零相電圧ベクトルの出力時にインバータ１２は、バッテリ１０との間で零相電力を授受する。

インバータ１２は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各相（各アーム）毎に直列接続される一対ずつのトランジスタ、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子と、各スイッチング素子に逆並列接続されるダイオードとを有する。インバータ１２の３アームはあたかも零相電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つのアームとみなされ、コンバータとして作用するので、インバータ１２により零相電圧を制御することでコンバータの機能を持たせることができる。さらに、モータ１４は漏れインダクタンスの値をもつリアクトルと考えることができるので、バッテリ１０とインバータ１２との間で零相電力を送受することになる。

外部交流電源２８から充電付加回路２４に供給される電力は、充電付加回路２４のダイオード整流器３０で整流される。インバータ１２の正極側のスイッチング素子を１相、あるいは全相をオンオフ制御し、整流された電力をバッテリ１０に供給して充電する。すなわち、インバータ１２の正極側のスイッチング素子と負極側のダイオードとを利用して、正極側のスイッチング素子の１相のみ、あるいは全相をオンすると、モータ１４の漏れインダクタンスを利用するリアクトルである固定子巻線に外部交流電源２８の整流電圧が印加されてリアクトル電流が増大する。その後、オンしているスイッチング素子をオフにすると、モータ１４の固定子巻線に蓄積されたエネルギがバッテリ１０に供給され、バッテリ１０を充電できる。

さらに、電力制御装置は、インバータ１２に接続されたモータ１４が有するリアクトル成分の電流であって、モータ１４の固定子巻線の中性点電流を検出する電流検出部である電流センサ４０と、制御部４２とを備える。制御部４２は、ＣＰＵ、メモリ等を有するマイクロコンピュータ等を含み、分流比乗算部４４と、減算器４６と、演算部４８と、キャリア信号出力部５０と、ＰＷＭ信号出力部５２とを有する。また、演算部４８は、補償器５４と、加算器５６と、除算器５８とを含む。分流比乗算部４４は、中性点電流指令値である正弦波の交流電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜に、図示しない電圧センサによりそれぞれ検出された外部交流電源２８の交流電源電圧Ｖ（ｔ）と直流出力電圧であるバッテリ電圧Ｖｂとから決定される分流比（１＋｜Ｖ（ｔ）｜／Ｖｂ）を乗じて得られる値を算出し、減算器４６へ出力する。

ここで、交流電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜は、充電電力に対応する外部交流電源２８に対し、力率１の正弦波の交流電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜である。また、電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜を使用するのは、半波整流とするためである。また、力率１の正弦波の電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜を求めるために、例えば、制御部４２は、図２に示す電流指令生成部６０を有し、図示しない外部制御部から受ける充放電電力指令値ＰＲ、及び、外部交流電源２８（図１）の電圧ＶＡ（Ｖ（ｔ））を検出する電圧センサ（図示せず）からの検出値に基づいて、外部交流電源２８に対して力率１の正弦波の電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜を生成する。例えば、電流指令生成部６０は、実効値演算部６２と、位相検出部６４と、正弦波生成部６６と、除算部６８と、乗算部７０と、絶対値算出部７２とを有する。実効値演算部６２は、外部交流電源２８（図１）の電圧ＶＡからピーク電圧を検出し、検出したピーク電圧に基づいて電圧ＶＡの実効値を算出する。位相検出部６４は、電圧ＶＡのゼロクロス点を算出し、検出したゼロクロス点に基づいて電圧ＶＡの位相を検出する。

正弦波生成部６６は、位相検出部６４によって検出された電圧ＶＡの位相に基づいて、例えば、正弦波関数のテーブルを用いて、電圧ＶＡと同相の正弦波を生成する。除算部６８は、実効値演算部６２からの電圧ＶＡの実効値により充放電電力指令値ＰＲを除算し、その演算結果を乗算部７０へ出力し、乗算部７０では、除算部６８の演算結果に正弦波生成部６６からの正弦波を乗算する。絶対値算出部７２では、乗算部７０の演算結果の絶対値を算出し、その算出結果を電流指令の絶対値｜ｉ^*｜として出力する。電流指令生成部６０の出力｜ｉ^*｜は、分流比乗算部４４（図１）に入力する。なお、電圧ＶＡの実効値と位相とを利用するものであれば、電流指令生成の絶対値はこのような方法で生成するものに限らず種々の方法で生成できる。例えば、電流指令生成の絶対値を予め定めておくこともできる。

図１に戻り、演算部４８が有する減算器４６は、分流比乗算部４４の出力値と、リアクトル成分の検出電流である中性点電流の検出値ｉとの偏差を求め、補償器５４に出力する。補償器５４は、減算器４６の出力値に補償器を乗じて得られる値、すなわち、減算器４６の出力値を比例補償や比例積分補償等の補償制御することにより得られる値を、リアクトル電圧指令ＶＬ^*として出力する。リアクトル電圧指令ＶＬ^*は、加算器５６で、バッテリ電圧Ｖｂを加算された後、除算器５８で、（｜Ｖ（ｔ）｜／Ｖｂ）により除算されることにより、ＰＷＭ変調率が算出される。

そして、ＰＷＭ信号出力部５２では、演算部４８で演算して得られたＰＷＭ変調率と、キャリア信号出力部５０から出力されるキャリア信号とをコンパレータで比較して得られた算出値に応じてＰＷＭ信号Ｐｓを生成し、インバータ１２の正極側の各相のスイッチング素子のゲートにＰＷＭ信号Ｐｓを出力する。

このような電力制御装置により、ＰＷＭ信号出力部５２からインバータ１２の３相の正極側のスイッチング素子のゲートにＰＷＭ信号Ｐｓが出力され、インバータ１２の正極側のスイッチング素子がオンオフ制御されるため、外部交流電源２８からバッテリ１０への充電が可能となる。本実施の形態の場合、インバータ１２及びモータ１４は、充電する場合に昇降圧装置としての機能を有し、外部交流電源２８からダイオード整流器３０を介してインバータ１２に送られた直流電圧を、インバータ１２とモータ１４とで昇圧または降圧してバッテリ１０に供給する。また、インバータ１２のスイッチング素子をオフとなるように制御することで、外部交流電源２８からダイオード整流器３０を介してインバータ１２に送られた直流電圧を、昇降圧させることなくバッテリ１０に供給することもできる。なお、回路構成によっては、インバータ１２の負極側の各相のスイッチング素子のゲートにＰＷＭ信号Ｐｓを出力することにより、負極側のスイッチング素子をオンオフ制御し、外部交流電源２８からバッテリ１０への充電を可能とすることもできる。

このような電力制御装置によれば、専用の充電器を用いることなく外部からの車載のバッテリ１０の充電を可能とし、かつ、小型化及び低コスト化が可能となる。具体的には本実施の形態によれば、次の（１）から（３）の効果を得られる。

（１）外部からの充電機能を持たせるのにもかかわらず、外部からの充電機能を持たない従来のモータ駆動装置に設けていたモータ１４とインバータ１２とをそのまま流用でき、かつ、専用の充電器を別途、車両に搭載する必要がなくなる。このため、電力制御装置の小型化及び低コスト化が可能となる。

（２）モータ１４の中性点を利用して零相の電流を制御しているため、充電の際にモータ１４にトルクが生じず、モータ１４が回転しない。

（３）充電機能を持たないモータ駆動装置にダイオード整流器３０を追加し、外部交流電源２８の電圧を直流に変換し、ダイオード整流器３０の直流側からバッテリ１０側を見た構成は、等価的に昇降圧コンバータと等価な回路構成となるので、外部交流電源２８の電圧よりも低い、または高い電圧のバッテリ１０へ充電できる。すなわち、図３に示すように、インバータ１２（図１）の正極側の３相のスイッチング素子７４をオンオフ制御し、ダイオード整流器３０で整流された電力をバッテリ１０に供給して充電する。この際、インバータ１２の正極側のスイッチング素子７４をオンすると、図３の実線矢印で示す方向に電流が流れる。これに対して、正極側のスイッチング素子７４をオフすると、図２の破線矢印で示す方向に電流が流れ、負極側のダイオード７６を介してモータ１４の固定子巻線に蓄積されたエネルギがバッテリ１０に供給され、バッテリ１０が充電される。

さらに、本実施の形態によれば、次の（４）の効果も得られる。
（４）インバータ１２を用いて、単相交流電源電圧に基づく直流電圧の昇降圧を可能とし、バッテリ１０を充電する構成において、外部交流電源２８の交流電源電圧Ｖ（ｔ）及びバッテリ電圧Ｖｂにかかわらず、外部交流電源２８側の電流を交流電源電圧Ｖ（ｔ）と同位相の正弦波に制御できる。次にこれについて詳しく説明する。

まず、上記の図２で示した実線矢印方向に電流が流れる状態を動作状態１とし、破線矢印方向に電流が流れる状態を動作状態２とした場合において、１回のスイッチング期間での、動作状態１，２の、モータ１４のリアクトル成分の回路方程式は次の（１）（２）式で表される。ここで、外部交流電源２８の単相交流電源電圧をＶ（ｔ）とし、バッテリ１０の電圧をＶｂとする。また、モータ１４の固定子巻線のインダクタンスをＬとし、動作状態１での中性点電流（リアクトル電流）を（ｉＬ１）とし、動作状態２での中性点電流を（ｉＬ２）とする。

（動作状態１） ｜Ｖ（ｔ）｜＝Ｌ・ｄ（ｉＬ１）／ｄｔ・・・（１）
（動作状態２） −Ｖｂ＝Ｌ・ｄ（ｉＬ２）／ｄｔ・・・（２）

図３の実線矢印で示す動作状態１では、インバータ１２（図１）の３相の正極側のスイッチング素子７４のオン状態で、リアクトル電流は、正極側のスイッチング素子７４を流れて、固定子巻線で磁気エネルギが蓄えられる。これに対して、動作状態２では、リアクトル電流は負極側のダイオード７６を通過してバッテリ１０へ流れ、固定子巻線で蓄えられた磁気エネルギはバッテリ１０へ供給されて電流が減少する。このようなインバータ１２と固定子巻線とを含む部分は、昇降圧コンバータと等価な回路として機能するため、バッテリ１０の電圧は零から外部交流電源２８の電圧の最大値以上の範囲で制御できる。

上記の（１）式、（２）式から、スイッチングの１周期において、固定子巻線に印加される平均電圧ＶＬは次の（３）式で表される。ここで、スイッチング周期をＴａとし、正極側のスイッチング素子のオン時間をＴｏｎとする。

ＶＬ＝（｜Ｖ（ｔ）｜・Ｔｏｎ−Ｖｂ（Ｔａ−Ｔｏｎ））／Ｔａ・・・（３）

したがって、（３）式を変形して、デューティ比（通流率）Ｔｏｎ／Ｔａは次の（４）式で表される。

Ｔｏｎ／Ｔａ＝（ＶＬ＋Ｖｂ）／（｜Ｖ（ｔ）｜＋Ｖｂ）・・・（４）

また、動作状態１，２での中性点電流（リアクトル電流）の分流比（ｉＬ２）／（ｉＬ１）は次の（５）式で表される。

（ｉＬ２）／（ｉＬ１）＝（１＋｜Ｖ（ｔ）｜／Ｖｂ）・・・（５）

本実施の形態の場合、交流電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜に、（５）式の分流比（ｉＬ２）／（ｉＬ１）を乗じた値と固定子巻線の中性点電流ｉとの偏差を、比例補償器や比例積分補償器の補償等で制御補償し、得られた値をリアクトル電圧指令ＶＬ^*として、この電圧指令に対応する通流率を算出し、この通流率を用いて正極側のスイッチング素子を制御することができる。このため、上記の（１）〜（５）式から分かるように、昇降圧形としての機能を有する構成でも、外部交流電源２８の交流電圧（ｔ）とバッテリ１０の電圧Ｖｂとにかかわらず、外部交流電源２８側の電流が正弦波の交流電流指令値ｉ^*に追従するように制御できる。すなわち、外部交流電源２８側の電流を交流電源２８の電圧と同位相の正弦波に制御できる。

なお、第１充電時接続スイッチ２０を図１に示す位置に設けるのではなく、インバータ１２の直流側正極と充電付加回路２４のダイオード整流器の直流側正極との間である、図１のＰ位置、または、モータ１４の固定子巻線の中性点とダイオード整流器３０との間の、図１のＱ位置に第１充電時接続スイッチ２０を設けることもできる。

［第２の発明の実施の形態］
図４は、本発明の第２の実施の形態を示す図である。本実施の形態の場合には、上記の第１の実施の形態において、制御部４２は、キャリア信号出力部５０（図１）の代わりに３相キャリア信号出力部７８を有し、ＰＷＭ信号出力部５２（図１）の代わりに３相ＰＷＭ信号出力部８０を有する。なお、以下の説明において、上記の図１から図３に示した要素と同等の機能を有する要素には同一符号を付して説明する。

３相キャリア信号出力部７８は、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３を出力する。すなわち、３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３は、それぞれ位相が０度、１２０度、２４０度のＰＷＭキャリア信号である。尚、３相とは、モータ１４の駆動のためにインバータ１２に電流を供給する場合の、モータ１４のＵ，Ｖ，Ｗ相に対応する３相をいう。

３相ＰＷＭ信号出力部８０は、コンパレータ８２を有し、演算部４８で演算して得られたＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３とをコンパレータ８２で比較して得られた算出値に応じて、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。そして、３相ＰＷＭ信号出力部８０は、インバータ１２を構成する３相のアームＡｕ，Ａｖ，Ａｗ（図１参照）の正極側のスイッチング素子のゲートに、各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを出力する。

このような電力制御装置により、３相ＰＷＭ信号出力部８０からインバータ１２の３相の正極側のスイッチング素子のゲートに各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが出力され、インバータ１２の正極側のスイッチング素子を、各相のスイッチング素子同士でスイッチングするタイミングを１２０度ずつ位相をずらせるようにオンオフ制御されるため、外部交流電源２８からバッテリ１０への充電が可能となる。

このような電力制御装置によれば、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図れ、かつ、充電時にモータ１４での効率向上を図れる。すなわち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のキャリア信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３の位相を１２０度ずつずらしているので、スイッチング周波数に対して、モータ１４の相の自己インダクタンス及び相互インダクタンスが利用できるようになる。このため、各相の固定子巻線を流れる電流のリップルが低減され、さらに、３相の電流の合成により得られる、中性点から流出する電流リップルの周波数がキャリア信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３の位相をずらせない場合に比べて３倍となる。この結果、外部交流電源２８の電流のリップルの値が大幅に低減され、電流リップルを除去するための電気部品である、ＥＭＩフィルタ３２を小型化できる。

また、本実施の形態によれば、充電時にモータ１４のインダクタンスを等価的に大きくできる。このため、同じスイッチング素子を使用する場合において、流れる電流を小さくできるため、損失を小さくでき、出力を大きくできる。したがって、充電時のモータ１４での効率向上を図れる。また、同じ出力を得る場合にモータ１４の小型化も図れる。その他の構成及び作用については、上記の第１の実施の形態と同様であるため、重複する図示及び説明を省略する。

図５は、本実施の形態の効果を確認するために行った充電する場合の外部交流電源２８（図１）の電流及び電圧を求める第１のシミュレーション結果を示す図である。なお、以下のシミュレーション及び実験の説明において、図１〜４に示した要素と同一の要素には同一の符号を付して説明する。図５（ａ）は、本実施の形態の構成において、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号を３相のスイッチング素子で共通とした比較例のシミュレーション結果を示している。図５（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号の位相を３相のスイッチング素子で１２０度ずつずらせた本実施の形態のシミュレーション結果を示している。

図５の各図において、「電源電圧」は、外部交流電源２８の電圧を表し、「電源電流」は、外部交流電源２８の電流を表す。また、図５（ａ）の比較例のシミュレーション結果では、ＥＭＩフィルタ３２を構成するコンデンサの静電容量Ｃｆを２３．４μＦとし、図５（ｂ）の本実施の形態のシミュレーション結果では、ＥＭＩフィルタ３２を構成するコンデンサの静電容量Ｃｆを２．２μＦとしている。図５に示す結果から明らかなように、本実施の形態の場合には、コンデンサの静電容量を比較例の場合に比べて小さくしているのにもかかわらず、外部交流電源２８の電流及び電圧のリップルを十分に小さく抑えることができた。また、このような結果から、本実施の形態によれば、ＥＭＩフィルタ３２の小型化を図れることも確認できた。また、本実施の形態によれば、外部交流電源２８の電流波形は、外部交流電源２８の電圧と同位相の正弦波に制御されることが分かる。

図６は、本実施の形態の効果を確認するために行った充電する場合のモータ１４の各相の固定子巻線を流れる電流（モータ電流）と、固定子巻線の中性点を流れる電流（中性点電流）とを求める第２のシミュレーション結果を示す図である。図６（ａ）は、本実施の形態の構成において、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号を３相のスイッチング素子で共通とした、すなわちキャリア信号の位相を同相とした比較例のシミュレーション結果を示している。図６（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号の位相を３相のスイッチング素子で１２０度ずつずらせた本実施の形態のシミュレーション結果を示している。図６の各図において、「モータ電流」は、モータ１４の各相の固定子巻線を流れる電流を表し、「中性点電流」は、固定子巻線の中性点を流れる電流を表す。図６に示す結果から明らかなように、図６（ｂ）に示す本実施の形態の場合には、図６（ａ）に示す比較例の場合に比べて、各相の固定子巻線を流れる電流（モータ電流）のリップル自体を小さくできるとともに、各相の電流の位相がずれるため、これらの電流が合成される中性点電流の最大値の大きさ及びリップルの振れの大きさをともに小さくできた。

図７、図８は、本実施の形態の効果を確認するために行った充電する場合の外部交流電源２８の電流及び電圧と、バッテリ１０の電流及び電圧とを求める第３のシミュレーション結果を示す図である。図７（ａ）（ｂ）は、本実施の形態の構成を用いて行ったシミュレーション結果を示している。図７において、「電源電圧」は、外部交流電源２８の電圧を表し、「電源電流」は、外部交流電源２８の電流を表す。また、「電池電圧」は、バッテリ１０の電圧を表し、「電池電流」は、バッテリ１０の電流を表す。図７に示す結果から明らかなように、本実施の形態の場合には、外部交流電源２８の電流のリップルを十分に小さく抑えることができるとともに、バッテリ１０の電流のリップルを小さく抑えることができた。すなわち、外部交流電源２８の高調波電流のリップルを小さく抑えることができた。また、図８は、本実施の形態を用いて行ったシミュレーション結果から得られた、外部交流電源２８の電流の高調波成分の次数と電流値との関係を示す図である。図８において、「規制値」とは、ＩＥＣ（国際電気標準会議）の規制値であるＩＥＣ６１０００−３−２によって規定された値を示している。図８に示す結果から明らかなように、本実施の形態では外部交流電源２８の電流の高調波成分を規制値よりも低く抑えることができた。

図９から図１１は、本実施の形態の効果を確認するために、本実施の形態の電力制御装置で充電する場合を模擬して、外部交流電源２８の電流及び電圧（図９）と、モータ１４のＵ相の固定子巻線を流れるＵ相電流、Ｕ相の固定子巻線を流れるＵ相電圧、及び、中性点を流れる電流（図１０）と、バッテリ１０の電流及び電圧（図１１）とを求める実験結果を示す図である。実験では、バッテリ１０の代わりに抵抗を用いて行った。図９で、「ＡＣ入力電流」は外部交流電源２８の電流を表し、「ＡＣ入力電圧」は外部交流電源２８の電圧を表す。図１０で、「モータＵ相電流」は、モータ１４のＵ相の固定子巻線を流れるＵ相電流を表し、「モータＵ相電圧」は、モータ１４のＵ相の固定子巻線を流れるＵ相電圧を表し、「中性点電流」は、モータ１４の固定子巻線の中性点を流れる電流を表す。また、図１１で、「出力電流」は、バッテリ１０の代わりとして使用する抵抗を流れる電流を表し、「出力電圧」は、この抵抗の両端間の電圧を表す。

図９から図１１に示す実験結果から明らかなように、本実施の形態によれば、モータ１４の固定子巻線の中性点を流れる電流のリップルを小さくでき、外部交流電源２８の電流のリップルを小さくできるとともに、バッテリ１０の電流のリップルを小さくできることを確認できた。

［第３の発明の実施の形態］
図１２は、本発明の第３の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。本実施の形態は、外部交流電源２８の交流電圧を、ダイオード整流素子を含むダイオード整流器３０で直流電圧に変換し、所定の電圧に昇圧または降圧させてから直流電源である、バッテリ１０に供給し、バッテリ１０を充電する充電器８４を備える電力制御装置に、本発明を適用している。このような電力制御装置は、昇降圧形として機能する。

具体的には、充電器８４は、外部交流電源２８とバッテリ１０との間に接続され、ダイオード整流器３０と、ＥＭＩフィルタ３２と、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子８６と、スイッチング素子８６に接続されたリアクトル８８と、第２ダイオード整流素子であるダイオード９０と、電流センサ４０と、制御部４２とを含む。スイッチング素子８６は、ダイオード整流器３０の直流側正極とバッテリ１０の負極との間に接続している。ダイオード９０は、ダイオード整流器３０の直流側負極とバッテリ１０の正極との間に接続している。リアクトル８８は、スイッチング素子８６及びバッテリ１０の負極の接続点と、ダイオード整流器３０の直流側負極及びダイオード９０の直流側負極の接続点との間に接続している。

また、電流センサ４０は、リアクトル成分の電流を検出する。なお、充電器８４と外部交流電源２８との間、及び、充電器８４とバッテリ１０との間の一方または両方にコネクタを設けることもできる。スイッチング素子８６と、リアクトル８８と、ダイオード９０とにより、電力変換器を構成している。

制御部４２を構成する各構成要素の機能自体は、上記の図１から図３に示した第１の実施の形態と同様である。すなわち、制御部４２は、分流比乗算部４４と、減算器４６と、演算部４８と、ＰＷＭ信号出力部５２とを有する。演算部４８は、正弦波の交流電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜と、交流電源電圧Ｖ（ｔ）と、バッテリ１０の電圧Ｖｂと、電流センサ４０の検出値とから、ＰＷＭ変調率を算出する。また、ＰＷＭ信号出力部５２は、演算部４８で演算して得られたＰＷＭ変調率と、キャリア信号とをコンパレータで比較して得られた算出値に応じて、ＰＷＭ信号Ｐｓを生成し、スイッチング素子のゲートに、ＰＷＭ信号Ｐｓを出力する。これにより、単相交流電流を交流電源電圧Ｖ（ｔ）と同位相の正弦波に制御する。

このような本実施の形態の電力制御装置の場合も、上記の第１の実施の形態と同様に、電力変換器を用いて、単相交流電源電圧に基づく直流電圧の昇降圧を可能とし、バッテリ１０を充電する構成において、外部交流電源２８の交流電源電圧Ｖ（ｔ）及びバッテリ電圧Ｖｂにかかわらず、外部交流電源２８側の電流を交流電源電圧と同位相の正弦波に制御できる。その他の構成及び作用は、上記の第１の実施の形態と同様である。

［第４の発明の実施の形態］
図１３は、本発明の第４の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。本実施の形態の場合も、上記の図１２に示した第３の実施の形態と同様に、外部交流電源２８の交流電圧を、ダイオード整流素子を含むダイオード整流器３０で直流電圧に変換し、所定の電圧に昇圧または降圧させてから直流電源である、バッテリ１０に供給し、バッテリ１０を充電する充電器８４を備える電力制御装置に、本発明を適用している。

具体的には、充電器８４は、外部交流電源２８とバッテリ１０との間に接続され、ダイオード整流器３０と、ＥＭＩフィルタ３２と、ダイオード整流器３０の直流側正極とバッテリ１０の正極及びダイオード整流器３０の直流側負極の接続点との間に互いに並列に接続された３相のアームＡｕ，Ａｖ，Ａｗと、３個の第２ダイオード整流素子であるダイオード９０と、電流検出部である電流センサ４０と、制御部４２とを備える。各相のアームＡｕ，Ａｖ，Ａｗは、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子８６と、スイッチング素子８６に直列接続されたリアクトル８８とを含む。各ダイオード９０は、各相のアームＡｕ，Ａｖ，Ａｗのスイッチング素子８６及びリアクトル８８の間とバッテリ１０の負極との間に接続している。

充電器８４と外部交流電源２８との間、及び、充電器８４とバッテリ１０との間の一方または両方にコネクタを設けることもできる。３相のアームＡｕ，Ａｖ，Ａｗと、３個のダイオード９０とにより、電力変換器を構成している。電流センサ４０は、電力変換器が有するリアクトル成分の中性点電流である、各リアクトル８８の一端の接続点９２の電流を検出する。

そして、スイッチング素子８６のオンオフに応じた時間分割により、３個のスイッチング素子８６と、３個のリアクトル８８との間で電力の授受を可能とし、かつ、３個のスイッチング素子８６による零相電圧ベクトルの出力時に３個のスイッチング素子８６と３個のリアクトル８８との間で零相電力を授受することにより、外部交流電源２８からバッテリ１０への充電を可能とする。

また、制御部４２は、上記の図４に示した第２の実施の形態の場合と同様に、３相キャリア信号出力部７８と、３相ＰＷＭ信号出力部８０とを有する。３相キャリア信号出力部７８と、３相ＰＷＭ信号出力部８０との機能は、上記の第２の実施の形態と同様である。

このような実施の形態の場合、３相ＰＷＭ信号出力部８０は、演算部４８で演算して得られたＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３とをコンパレータ８２で比較して得られた算出値に応じて、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成し、各相のスイッチング素子８６のゲートに、各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを出力する。これにより、単相交流電流を交流電源電圧Ｖ（ｔ）と同位相の正弦波に制御する。

このような本実施の形態の電力制御装置の場合も、上記の図４に示した第２の実施の形態と同様に、電流リップルを除去するための電気部品であるＥＭＩフィルタ３２の小型化を図れる。また、昇降圧形としての機能を有する構成でも、外部交流電源２８の交流電圧Ｖ（ｔ）とバッテリ１０の電圧Ｖｂとにかかわらず、外部交流電源２８側の電流を交流電源電圧Ｖ（ｔ）と同位相の正弦波に制御できる。その他の構成及び作用は、上記の図４に示した第２の実施の形態または図１２に示した第３の実施の形態と同様である。

１０ バッテリ、１２ インバータ、１４ モータ、２０ 第１充電時接続スイッチ、２２ 第２充電時接続スイッチ、２４ 充電付加回路、２８ 外部交流電源（商用電源）、３０ ダイオード整流器、３２ ＥＭＩフィルタ、３６ 走行時接続スイッチ、４０ 電流センサ、４２ 制御部、４４ 分流比乗算部、４６ 減算器、４８ 演算部、５０ キャリア信号出力部、５２ ＰＷＭ信号出力部、５４ 補償器、５６ 加算器、５８ 除算器、６０ 電流指令生成部、６２ 実効値演算部、６４ 位相検出部、６６ 正弦波生成部、６８ 除算部、７０ 乗算部、７２ 絶対値算出部、７４ スイッチング素子、７６ ダイオード、７８ ３相キャリア信号出力部、８０ ３相ＰＷＭ信号出力部、８２ コンパレータ、８４ 充電器、８６ スイッチング素子、８８ リアクトル、９０ ダイオード、９２ 接続点。

Claims (6)

1. 外部交流電源の単相交流電源電圧Ｖ（ｔ）をダイオード整流素子で直流電圧に変換し、電力変換器を用いて、直流電圧の昇降圧を可能としつつ、バッテリを充電するための直流出力電圧Ｖｂを制御する電力制御装置であって、
   電力変換器または電力変換器に接続されたモータが有するリアクトル成分の電流を検出する電流検出部と、
   正弦波の交流電流指令値の絶対値に、検出された交流電源電圧Ｖ（ｔ）及び直流出力電圧Ｖｂから決定される分流比｛１＋（｜Ｖ（ｔ）｜／Ｖｂ）｝を乗じた値と、リアクトル成分の検出電流との偏差に補償器を乗じて、補償器から出力される値に直流出力電圧Ｖｂを加算し、交流電源電圧Ｖ（ｔ）の絶対値に直流出力電圧Ｖｂを加算した値（｜Ｖ（ｔ）｜＋Ｖｂ）で除算してＰＷＭ変調率を演算する演算部と、
   演算部で演算したＰＷＭ変調率とキャリア信号とを比較し、ＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号を電力変換器のスイッチング素子のゲートに出力するＰＷＭ信号出力部と、を備え、
   ＰＷＭ信号出力部から電力変換器のスイッチング素子のゲートにＰＷＭ信号を出力し、電力変換器のスイッチング素子をオンオフ制御することで外部交流電源からバッテリへの充電を可能とすることを特徴とする電力制御装置。
2. 請求項１に記載の電力制御装置において、
   位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号を出力する３相キャリア信号出力部を備え、
   ＰＷＭ信号出力部は、演算部で演算したＰＷＭ変調率と、３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、電力変換器の３相のスイッチング素子のゲートに出力する３相ＰＷＭ信号出力部であり、
   ３相ＰＷＭ信号出力部から電力変換器の３相のスイッチング素子のゲートに各相用のＰＷＭ信号を出力し、電力変換器のスイッチング素子をオンオフ制御することで外部交流電源からバッテリへの充電を可能とすることを特徴とする電力制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の電力制御装置において、
   電力変換器は、バッテリに接続されたインバータであり、
   電流検出部は、インバータに接続されたモータが有するリアクトル成分の電流であって、モータの固定子巻線の中性点電流を検出し、
   モータは、インバータの出力側に接続され、インバータにより駆動され、
   ＰＷＭ信号出力部は、演算部で演算したＰＷＭ変調率とキャリア信号とを比較し、各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、インバータの３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力することを特徴とする電力制御装置。
4. 請求項３に記載の電力制御装置において、
   インバータの正極側とバッテリの正極との間に充電時接続スイッチを介して接続され、ダイオード整流素子及びコンデンサを含む充電付加回路を備え、
   外部交流電源からバッテリを充電する際に、バッテリの正極とインバータの正極側とが走行時接続スイッチで切り離され、バッテリの負極とインバータの負極側とが接続された状態で、ダイオード整流素子の正極側がインバータの正極側に接続され、ダイオード整流素子の負極側がモータの固定子巻線の中性点とバッテリの正極とに接続され、ダイオード整流素子の交流側にコンデンサを介して外部交流電源が接続されることを特徴とする電力制御装置。
5. 請求項１に記載の電力制御装置において、
   電力変換器は、ダイオード整流素子の直流側正極とバッテリの負極との間に接続されたスイッチング素子と、ダイオード整流素子の直流側負極とバッテリの正極との間に接続された第２ダイオード整流素子と、スイッチング素子及びバッテリの負極の接続点とダイオード整流素子の直流側負極及び第２ダイオード整流素子の直流側負極の接続点との間に接続されたリアクトルとを備え、
   電流検出部は、電力変換器が有するリアクトル成分の電流を検出することを特徴とする電力制御装置。
6. 請求項２に記載の電力制御装置において、
   電力変換器は、ダイオード整流素子の直流側正極とバッテリの正極及びダイオード整流素子の直流側負極の接続点との間に互いに並列に接続された３相のアームを備え、
   各相のアームは、スイッチング素子と、スイッチング素子に直列接続されたリアクトルとを含み、
   各相のアームのスイッチング素子及びリアクトルの間とバッテリの負極との間に接続された３個の第２ダイオード整流素子を備え、
   電流検出部は、電力変換器が有するリアクトル成分の中性点の電流を検出することを特徴とする電力制御装置。

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