JP2003309903A - インバータ一体型駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 インバータを利用した駆動装置をコンパクト
にする。 【解決手段】 電池をステータコイル１５０の中性点に
接続し、ステータコイル１５０に出力端が接続されるイ
ンバータ１１０の入力側にコンデンサを接続する。これ
によって、ステータコイル１５０を昇圧コンバータとし
て利用する。そして、この構成におけるインバータ１１
０とモータを１つの筐体１００内に収容する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータと、コ
イルを内蔵するとともに、昇圧機能を有するインバータ
一体型駆動装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、直流電力をインバータによっ
て交流に変換し、交流モータを駆動するシステムが普及
している。このシステムでは、インバータの制御によっ
て、交流モータに対する電流供給を広範囲で容易に制御
することができ、各種の用途で広く利用されている。例
えば、電気自動車やハイブリッド自動車においては、搭
載した電池からの直流電力をインバータにより所望の
（出力トルク指令に応じた）交流電流に変換して駆動モ
ータに供給している。なお、このシステムでは、回生電
力を電池の充電に利用することもでき、非常に有利であ
る。

【０００３】ここで、インバータとモータの間には、大
きな電流が流れる配線が必要であり、なるべく近くに配
置することが求められる。特に、車両に搭載するモータ
の場合には、コンパクトにまとめられていることが要求
される。

【０００４】そこで、インバータとモータを１つの筐体
に収容したインバータ一体型モータが従来から知られて
いる。この構成によれば、配線の引き回しも容易とな
り、全体としてコンパクトに構成することができる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ここで、インバータに
は、電池からの直流電圧が供給され、インバータはこれ
を交流に変換する。車両用のモータでは、発進時などに
大きなトルクを発生する必要があり、モータの出力が非
常に大きくなる。このような場合、電池電圧が低いと、
その出力を得るための電流値が非常に大きくなってしま
い、エネルギーロスが大きくなる。そこで、電池電圧を
十分高くしたい。電池容量を十分大きくすれば、電池電
圧の変動を抑制することはできるが、電池容量を非常に
大きくすることは困難であり、電池電圧が変動すること
は避けられない。

【０００６】一方、電池電圧を比較的低電圧にしてお
き、昇圧コンバータを用いて、高電圧にするシステムも
知られている。このシステムによれば、電池電圧を比較
的低電圧にでき、インバータ入力電圧およびモータ入力
電圧を高電圧に維持することができる。

【０００７】しかし、昇圧コンバータは、スイッチング
トランジスタの他にコイルを要する。そこで、このよう
な昇圧コンバータをモータと一体化することは、かえっ
て場所をとり、その設置が困難になるという問題があっ
た。

【０００８】本発明は、上記課題に鑑みなされたもので
あり、昇圧機能を有しつつ、コンパクトに形成できるイ
ンバータ一体型駆動装置を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、スター結線の
コイルと、このコイルの中性点に接続され、電池に接続
するための電池用端子と、前記コイルの端部に出力側が
接続され、入力側の直流電力を多相交流に変換してコイ
ルに供給するインバータと、このインバータの入力側に
接続され、インバータに直流電力を供給するコンデンサ
に接続するためのコンデンサ用端子と、を含み、これら
を１つの筐体内に収容し、電池の電力をコイル、インバ
ータを介し前記コンデンサに輸送することが可能である
ことを特徴とする。

【００１０】このように、コイルの中性点に電池を接続
することで、電池の電力をコンデンサに輸送して昇圧す
ることができる。そして、このような昇圧機能を有する
にも拘わらず、別体の昇圧コンバータは不要であり、イ
ンバータ一体型駆動装置を得ることができる。

【００１１】また、本発明は、スター結線の第１コイル
と、スター結線の第２コイルと、この第１および第２コ
イルの中性点にそれぞれ接続され、一対の中性点間に電
池を接続するための一対の電池用端子と、前記第１コイ
ルの端部に出力側が接続され、入力側の直流電力を多相
交流に変換して第１コイルに供給する第１インバータ
と、前記第２コイルの端部に出力側が接続され、入力側
の直流電力を多相交流に変換して第２コイルに供給する
第２インバータと、この第１および第２インバータの共
通接続された入力側に接続され、コンデンサに接続する
ための第２端子と、を含み、これらを１つの筐体内に収
容し、電池の電力を第１および第２コイル、第１および
第２インバータを介し前記コンデンサに輸送することが
可能であることを特徴とする。

【００１２】このように、一対のスター結線コイルの中
性点間に電池を接続する装置では、２つのスター結線コ
イルの中性点間の電位差が規定されるだけであって、そ
れぞれのスター結線コイルの平均電位（中性点電位）自
体は任意に設定することができる。そこで、コンデンサ
電圧（インバータ入力電圧）について、幅広い制御を行
うことができる。

【００１３】また、前記第１コイルおよび第２コイルに
近接して、１つのロータを配置し、前記第１および第２
コイルによって、１つのロータを回転駆動することが好
適である。

【００１４】また、第１および第２のスター結線のコイ
ルのうちの一方のコイルに供給する電流の最大振幅値を
減少させ、その減少分に対応する電流を他方のコイルに
供給する電流に加算することが好適である。

【００１５】この構成により、最大電流を低減すること
ができ、インバータやコイルも小さくすることができ、
好適な一体型駆動装置を得ることができる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態につい
て、図面に基づいて説明する。

【００１７】図１は、本発明に係るインバータ一体型モ
ータを含むシステム全体の回路構成を示す図である。こ
の構成は、特願２００１−３３１１７５号において提案
したものと同一である。

【００１８】すなわち、図に示した動力出力装置２０
は、Ｙ結線（スター結線）された二つの三相コイル２
４，２６を有する２コイルモータ（以下、２Ｙモータと
いう）２２と、二つの三相コイル２４，２６に各々接続
され正極母線３４と負極母線３６を共用する二つのイン
バータ回路３０，３２と、正極母線３４と負極母線３６
とに接続されたコンデンサ３８と、２Ｙモータ２２の二
つの三相コイル２４，２６の中性点間に設けられた直流
電源４０と、装置全体をコントロールする電子制御ユニ
ット５０とを備える。

【００１９】図２は、２Ｙモータ２２の二つの三相コイ
ル２４，２６の関係を例示する説明図である。２Ｙモー
タ２２は、例えば外表面に永久磁石が貼り付けられたロ
ータと、図２に例示するように二つの三相コイル２４，
２６を回転方向に角度αだけずらして巻回されたステー
タとから構成されており、二つの三相コイル２４，２６
が巻回されている点を除いて通常の発電可能な同期発電
電動機と同様の構成をしている。三相コイル２４，２６
は回転方向に角度αだけずれているから、２Ｙモータ２
２は六相のモータと考えることもできる。こうした２Ｙ
モータ２２を駆動するには、インバータ回路３０により
三相コイル２４に印加される三相交流に対してコイルず
れ角αだけ位相差をもった三相交流が三相コイル２６に
印加されるようインバータ回路３２を制御すればよい。
なお、２Ｙモータ２２の回転軸は実施例の動力出力装置
２０の出力軸となっており、この回転軸から動力が出力
される。実施例の２Ｙモータ２２は前述したように発電
電動機として構成されているから、２Ｙモータ２２の回
転軸に動力を入力すれば、２Ｙモータ２２により発電で
きるようになっている。

【００２０】インバータ回路３０，３２は、共に６個の
トランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６と６個の
ダイオードＤ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６とにより構
成されている。６個のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ
２１〜Ｔ２６は、それぞれ正極母線３４と負極母線３６
とに対してソース側とシンク側となるよう２個ずつペア
で配置され、その接続点に２Ｙモータ２２の三相コイル
２４，２６（ＵＶＷ）の各々が接続されている。したが
って、正極母線３４と負極母線３６とに電圧が作用して
いる状態で対をなすトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２
１〜Ｔ２６のオン時間の割合をコイルずれ角αの位相差
をもって制御すれば、２Ｙモータ２２の三相コイル２
４，２６により回転磁界を形成し、２Ｙモータ２２を回
転駆動することができる。

【００２１】また、本実施形態において、２つの三相コ
イル２４，２６を別々に配置し、それぞれに対応するロ
ータを設け、２つの全く別のモータとして構成してもよ
い。

【００２２】電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中
心とするマイクロプロセッサとして構成されており、処
理プログラムを記憶したＲＯＭ５４と、一時的にデータ
を記憶するＲＡＭ５６と、入出力ポート（図示せず）と
を備える。この電子制御ユニット５０には、２Ｙモータ
２２の三相コイル２４，２６のｕｖｗの各相に取り付け
られた電流センサ６１〜６６からの各相電流Ｉｕ１，Ｉ
ｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２や２Ｙモータ２
２の中性点に取り付けられた電流センサ６７からの中性
点電流Ｉｏ，２Ｙモータ２２の回転軸に取り付けられた
回転角センサ６８からの２Ｙモータ２２の回転子の回転
角θ，コンデンサ３８に取り付けられた電圧センサ７０
からのコンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃ，２Ｙモータ２
２の駆動に関する指令値などが入力ポートを介して入力
されている。ここで、電流センサ６１〜６３および電流
センサ６４〜６６のうちの各々いずれか一つは省略可能
であり、いずれか一つを異常検出専用のセンサとして用
いるものとしてもよい。また、電子制御ユニット５０か
らは、インバータ回路３０，３２のトランジスタＴ１１
〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６のスイッチング制御を行なう
ための制御信号などが出力ポートを介して出力されてい
る。

【００２３】「２ＹＤＣにおけるコンデンサ電圧制御」
上述のように、本実施形態では、２つの多相コイルの中
性点間に直流電源を配置し、２つの多相コイルへの電力
供給を制御するインバータ回路３０，３２のスイッチン
グを制御することで、２つのインバータ回路３０，３２
の電源であるコンデンサ３８の電圧を制御した。

【００２４】ここで、本実施形態の２ＹＤＣシステムを
インバータの内部を省略して書き直すと図３のように表
すことができる。

【００２５】すなわち、コンデンサＣの一端は一定電圧
の電源（例えば、アース）に接続されている。そして、
このコンデンサＣの両端がインバータＩＮＶ１、インバ
ータＩＮＶ２にそれぞれ接続されている。すなわち、コ
ンデンサＣの出力が電源としてインバータＩＮＶ１、Ｉ
ＮＶ２に入力されている。

【００２６】インバータＩＮＶ１は、３相の出力Ｕ１，
Ｖ１，Ｗ１を有し、ここにモータコイルＭ１のＵ，Ｖ，
Ｗの３相のコイルがそれぞれ接続されている。また、イ
ンバータＩＮＶ２は、３相の出力Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を有
し、ここにモータコイルＭ２のＵ，Ｖ，Ｗの３相のコイ
ルがそれぞれ接続されている。

【００２７】ここで、モータコイルＭ１、Ｍ２は、別々
に示しているが、上述のように１つのモータのコイルで
あり、通常の場合モータに所定角度だけ異なるように配
置され、その所定角度だけ異なる位相の電流が供給され
る。これによって、両モータコイルＭ１，Ｍ２に供給す
る電流の両方がモータ駆動電流として機能する。

【００２８】モータコイルＭ１、Ｍ２の各相モータコイ
ルは中性点で共通接続されており、モータコイルＭ１、
Ｍ２の中性点同士がバッテリＢを介し接続されている。
この例では、モータコイルＭ１の中性点にバッテリＢの
正極が接続され、モータコイルＭ２の中性点にバッテリ
Ｂの負極が接続されている。

【００２９】なお、図示は省略したが、インバータＩＮ
Ｖ１、ＩＮＶ２は、それぞれ第１電源ｐと第２電源ｍ間
（図示の例では第１電源ｐがアース）に配置された２つ
のスイッチングトランジスタの直列接続からなるアーム
を３つ有しており、これらアームの中点が各相コイル端
に接続されている。

【００３０】従って、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２内
のスイッチングトランジスタのオンオフを制御すること
によって、コンデンサＣから所望の電流をモータコイル
Ｍ１、Ｍ２に供給し、これらを駆動することができる。
さらに、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２における上側ト
ランジスタのオン期間と、下側トランジスタのオン期間
の長さに差を付けることによって、モータコイルＭ１、
Ｍ２における中性点から出入りするモータ駆動用の相電
流以外の電流（零相電流）が制御される。

【００３１】ここで、本実施形態では、１つのコンデン
サＣの両端電圧（出力電圧）Ｖｃを電源としてインバー
タＩＮＶ１、ＩＮＶ２が駆動される。そして、バッテリ
Ｂの両端電圧（出力電圧）Ｅは基本的に変動しない。そ
こで、零相電流を制御することで、モータコイルＭ１、
Ｍ２の中点電位をバッテリＢの電圧分だけの差を維持し
つつ、任意に設定することができる。

【００３２】なお、図３に示すように、第１電源ｐの電
圧はＶｐ、第２電源ｍの電圧はＶｍ、コンデンサＣの出
力電流はｉｃ、コンデンサＣの両端電圧はＶｃ（＝｜Ｖ
ｍ−Ｖｐ｜）、インバータＩＮＶ１の第１電源ｐからの
電流はｉｐ１、インバータＩＮＶ１の第２電源ｍからの
電流はｉｍ１、インバータＩＮＶ２の第１電源ｐからの
電流はｉｐ２、インバータＩＮＶ２の第２電源ｍからの
電流はｉｍ２である。また、モータコイルＭ１につい
て、ｕ相電流ｉｕ１，ｖ相電流ｉｖ１、ｗ相電流ｉｗ
１、ｕ相端電圧Ｖｕ１、ｖ相端電圧Ｖｖ１、ｗ相端電圧
Ｖｗ１、モータコイルＭ２について、ｕ相電流ｉｕ２、
ｖ相電流ｉｖ２、ｗ相電流ｉｗ２、ｕ相端電圧Ｖｕ２，
ｖ相端電圧Ｖｖ２、ｗ相端電圧Ｖｗ２である。モータコ
イルＭ１の中性点電圧はＶｚ１、モータコイルＭ２の中
性点電圧はＶｚ２、バッテリＢ電圧はＥ、零相電流はｉ
ｅである。

【００３３】特に、本システムでは、モータコイルＭ
１、Ｍ２の中性点電位Ｖｚ１，Ｖｚ２と、インバータＩ
ＮＶ１、ＩＮＶ２の電源電圧、すなわちコンデンサＣの
出力電圧Ｖｃの関係は、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２
における上側トランジスタと、下側トランジスタのオン
期間の比で定まり、２つのモータコイルＭ１、Ｍ２の中
性点間の電位差は、バッテリＢ電圧Ｅ（＝｜Ｖｚ１−Ｖ
ｚ２｜）である。従って、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ
２の上側トランジスタと、下側トランジスタのオン期間
の比（変調率）によって、コンデンサＣの両端電圧が決
定されることになる。

【００３４】また、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２は、
内部のスイッチングトランジスタをＰＷＭ制御すること
によって、モータコイルＭ１、Ｍ２の中性点電位Ｖｚ
１，Ｖｚ２を制御する。ここで、上側トランジスタのオ
ン期間と下側トランジスタのオン期間の比（変調率）
は、図４（ａ）、４（ｂ）に示すように、三角波である
搬送波の一周期に対する電圧指令値の振幅の割合であ
る。すなわち、電圧指令値を高くすると、それだけ三角
波が指令値を上回る期間が少なくなる。そして、三角波
が指令値を上回る期間を各相の上側トランジスタのオン
期間、下側トランジスタのオフ期間とすることで、上下
トランジスタのオン期間の比（すなわち変調率）が決定
される。図４（ａ）には、インバータＩＮＶ１の変調率
ｄ１が示されており、図４（ｂ）には、インバータＩＮ
Ｖ２の変調率ｄ２が示されている。

【００３５】このように、変調率によって、中性点電位
が決定され、この中性点電位とコンデンサ電圧の比は、
変調率で決定される。さらに、２つの中性点電位の電位
差は、バッテリＢの電圧Ｅである。従って、変調率と、
コンデンサ電圧Ｖｃの間には、次の関係がある。

【００３６】Ｖｃ＝Ｅ／（ｄ１−ｄ２） そこで、両インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の変調率を制
御することで、コンデンサ電圧Ｖｃを決定することがで
きる。

【００３７】なお、上述の例では、インバータの搬送波
周期Ｔｓに対し、デッドタイムをおかずにスイッチング
トランジスタをオンオフした。すなわち、デューティー
比５０％の場合には、上下トランジスタとも５０％の期
間オンするようにした。しかし、スイッチング期間にお
ける貫通電流を完全になくすために、上下トランジスタ
を両方ともオフするデッドタイムＴｄを設ける場合も多
い。この場合には、上述の式は、次のように書き換えて
適用される。

【００３８】Ｖｃ＝Ｅ／｛（ｄ１−Ｔｄ／Ｔｓ）−（ｄ
２＋Ｔｄ／Ｔｓ）｝ このように、デッドタイムを設ける場合においても、変
調率ｄ１，ｄ２を制御することでコンデンサ電圧Ｖｃを
決定することができる。

【００３９】さらに、図５には、さらに他の変形例を示
してる。この例では、モータコイルとして、Ｍ１，Ｍ
２，Ｍ３の３つを有している。そして、モータコイルＭ
１，Ｍ２の中性点間がバッテリＢ１で接続され、モータ
コイルＭ２，Ｍ３の中性点間がバッテリＢ２で接続され
ている。また、モータコイルＭ１には、インバータＩＮ
Ｖ１の出力が接続され、モータコイルＭ２には、インバ
ータＩＮＶ２の出力が接続され、モータコイルＭ３に
は、インバータＩＮＶ３の出力が接続されている。そし
て、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３の入力に
は、コンデンサＣの両端が接続されている。

【００４０】このようなシステムにおいて、コンデンサ
Ｃの出力電圧をＶｃ、バッテリＢ１の出力電圧をＥ１、
バッテリＢ２の出力電圧をＥ２、インバータＩＮＶ１の
変調率をｄ１、インバータＩＮＶ２の変調率をｄ２、イ
ンバータＩＮＶ３の変調率をｄ３とすると、これらには
次の関係がある。

【００４１】Ｖｃ＝Ｅ１／（ｄ１−ｄ２）＝Ｅ２／（ｄ
２−ｄ３） 従って、この式を満足するようにして変調率ｄ１，ｄ
２，ｄ３を制御することで、所望のコンデンサ電圧Ｖｃ
を得ることができる。また、Ｅ１／（ｄ１−ｄ２）と、
Ｅ２／（ｄ２−ｄ３）の値を異ならせることで、バッテ
リＢ１，Ｂ２間における電荷を輸送することができる。

【００４２】なお、モータコイルＭ１，Ｍ２，Ｍ３の３
つとしたが、４以上としても同様の制御を行うことがで
きる。また、複数のモータコイルは、１つの電動機を構
成しても、複数の電動機を構成してもよい。

【００４３】「振幅最大値の抑制」次に、本システムに
おける電流振幅最大値の抑制について説明する。これ
は、２つのモータコイルＭ１，Ｍ２への電流の分配を変
更することで達成する。

【００４４】「実施形態の効果」実施形態に係る制御の
具体例を説明する前に、モータ出力と相電流との関係を
シミュレーションで示し、本発明の電流低減効果を示
す。

【００４５】このシミュレーションは以下の手順で行っ
た。最初に、１つの相（ここでは、ｕ相）の相電流ｉｕ
１を、一回転での平均値（直流成分）ｉｄｃとそれ以外
の成分（交流成分）ｉａｃとに分ける。さらに、交流成
分ｉａｃについては、その振幅Ｉａｃで規格化した関数
ｇ（θ）を導入する。

【００４６】すなわち、

【数１】 とする。

【００４７】つづいて、本システムの電池電圧Ｅとコン
デンサ電圧Ｖｃの関係から電圧Ｖｗを定義する。これ
は、相電流の振幅Ｉａｃは、コンデンサ電圧Ｖｃから電
池電圧Ｅを減算した電圧が最大値になるからである。ま
た、同時に各コイルに印加される電圧ｖｖは上述の電流
ｉａｃと一定の位相差（力率ｃｏｓφ）で推移すると仮
定する。

【００４８】すなわち、

【数２】Ｖｗ＝Ｖｃ−Ｅ （６） ｖｖ＝Ｖｗｇ（θ＋φ） （７） とする。

【００４９】また、モータ出力Ｗｏと各コイルがする仕
事との関係は、コイルが６本あるので、次式のように整
理できる。

【００５０】

【数３】 また、モータ出力は損失が十分に小さいとしてＷｏ＝ｉ
ｅＥと近似できる。この関係より次式を得る。

【００５１】

【数４】ｉｅ＝Ｗｏ／Ｅ （１３） 以上より、各相コイルを流れる電流は式（１２）、（１
３）で求められるＩａｃ，ｉｅを利用し次式で求められ
る。ただし、ｉｅのリップル分は考慮していない。

【００５２】

【数５】 次に、解析に用いる条件を示す。電池電圧Ｅ＝４２Ｖ
または１０５Ｖ、コンデンサ電圧Ｖｃ＝２１０Ｖ（昇圧
率Ｖｃ／Ｅ＝５，または２）、力率ｃｏｓθ＝０．８
で、モータ出力Ｗｏに対する交流電流振幅の大きさの最
大値の通電方法による違いを示す。

【００５３】この結果を、図６〜図８に示す。これらの
図は、昇圧率の違いによる相電流最大値の違いを示して
おり、横軸がモータ出力、縦軸が相電流最大値（ｉｍａ
ｘ）、実線が相電流最大値、波線が相電流最大値のうち
の直流成分（ｉｅ／３）を示している。

【００５４】図６は従来の通電時の相電流最大値、図７
は零相リップル非許容条件での最大抑制通電時の相電流
最大値、図８は零相リップル許容条件での最大抑制通電
方法（４．２．２ 節）時の、相電流最大値を示してい
る。

【００５５】これらの図より以下のことがわかる。

【００５６】・いずれの場合にも、相電流の大きさは昇
圧率により大きく変化し、昇圧率が高いほうが相電流に
占める直流成分の比率が大きい。

【００５７】・また、通電法の違いによる相電流の大き
さの抑制効果が確認できる。

【００５８】・Ｗｏ＝４０ｋＷ、昇圧比５倍で相電圧の
最大値（交流成分、直流成分）を比較すると、図６の従
来通電では、最大値４７７Ａ（１５９，３１７Ａ）、図
７では、４５４Ａ（１３６，３１７Ａ）、図８では、４
０２Ａ（８５，３１７Ａ）である。

【００５９】「本発明の基本となる従来の通電方法の説
明」図６に示す２ＹＤＣ可変型インバータの従来の通電
方法について、説明する。図３に示す２ＹＤＣ可変型イ
ンバータに、通常流される相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ
１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２は、零相電流をｉｅ、交流
電流振幅をＡ、ロータ回転数、回転角をそれぞれω，θ
（θ＝ωｔ）とすれば、次式で表される。

【００６０】

【数６】 ここで、Ａ＝１（Ａ），ｉｅ＝３（Ａ）とすると、式
（１５）〜（２０）は、図９の関係が有る。ただし、図
９は上段から、ｉｕ１，ｉｕ２各々の電流が１段目、ｉ
ｕ１とｉｕとの電流の和が２段目、相電流をｄｑ軸変換
した後のｄ軸電流ｉｄ１，ｉｄ２が３段目、ｑ軸電流ｉ
ｑ１，ｉｑ２が４段目、最終段が零相電流ｉｅの３分の
１（１相分）を示してある。

【００６１】ここで、リラクタンストルクを考えなけれ
ばｉｑ１＋ｉｑ２がモータトルクに寄与する電流成分
（今回のケースでは、磁石位置を解析に入れていないの
で、ｉｕ１＋ｉｕ２がモータトルクに寄与する電流成分
ともいえる）、ｉｅが電池とコンデンサ間を流れる電流
である。そして、この時の相電流の大きさの最大値は
２．００（Ａ）である。図９の関係のうち、モータ駆動
トルクを発生するための電流と電池・コンデンサ間の電
流の条件は、式（２１）で書くことができる。

【００６２】

【数７】 さらに、式（２２）、（２３）を導入することにより、
式（２１）は以下のようにも書きかえられる。なお、式
（２４）において、ｉｄ，ｉｑは、ｄｑ軸で表される電
流成分で、ここではコンスタントとなる。

【００６３】

【数８】 モータのコイル間に位相差がある場合（あるスター結線
のコイル位置と、他のスター結線のコイル位置とが角度
ξでずれている場合）には、通電される電流は式（２
５）〜（３０）の様に書きかえられ、式（２４）は式
（３１）となる。

【００６４】

【数９】 Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）、ξ＝３０°とすると、
式（２５）〜（３０）は、図１０の関係が有る。このよ
うに、コイルの位相差を考慮した場合にも図９と同様の
関係があることが分かる。

【００６５】「実施形態の２ＹＤＣ可変型インバータの
説明」図７の実施形態では、零相電流におけるリップル
の発生を許容せずに相電流の最大値を抑制する。

【００６６】すなわち、本実施形態では、図３の２ＹＤ
Ｃ可変型インバータにおいて、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，
ｉｗ１に対し所定の関数を加算することで、最大振幅を
抑制する。そして、加算した関数を相電流ｉｕ２，ｉｖ
２，ｉｗ２から減算することで、モータの出力トルクを
変動させることなく、電流の最大振幅を抑制する。ま
た、本実施形態では、零相電流のリップルを許容しな
い。

【００６７】モータ出力トルクおよび零相電流の大きさ
を変えずに、電流振幅を減少させるためには、相電流ｉ
ｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２は、式
（２１）の関係を満足する必要がある。すなわち、次式
（３２）を満足する必要がある。この式は、各スター結
線の対応する相の電流の和が正弦波であり、かつ各スタ
ー結線内の各相の電流の総和が零相電流の値、若しくは
零相電流の値の符号を変えたものに等しいことを意味し
ている。

【００６８】

【数１０】 ここで式（３２）の左辺の行列のランクが４だから、２
つのフリーパラメータｆｕ（θ），ｆｖ（θ）を導入
し、式（３２）を満足するように、以下のような十分条
件に書きかえることができる。

【００６９】

【数１１】 ここで、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）が、設計
に利用できるパラメータ（自由度は２）である。

【００７０】従って、式（３３）〜（４２）を満たすｆ
ｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）（自由度は２）を与
えることで、出力トルクおよび零相電流を変動させるこ
となく、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ
２，ｉｗ２を変動させることができる。そして、ｆｕ
（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を相電流ｉｕ１，ｉｖ
１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の最大振幅を減少
するように選択することで、所期の目的を達成すること
ができる。

【００７１】図８の実施形態では、条件を緩和し、零相
電流におけるリップルの発生を許容して、相電流の最大
値を抑制する。この場合には、式（３９）の条件をはず
すことができる。従って、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆ
ｗ（θ）を選択する場合の自由度が広がる。そして、相
電流の最大値をより小さくすることが可能となる。

【００７２】また、上述の説明では、２つのモータコイ
ルＭ１，Ｍ２間に位相差がないことを前提とした。実際
には、コイル間に位相差を持たせて配置する場合も多
い。この場合には、コイル電流に対応した位相差を持た
せることで、位相差を持たせたことの影響を排除する。

【００７３】このような各スター結線のコイル間に位相
差ξを持つ場合には、式（３１）が、式（２１）に変わ
る条件となる。すなわち、モータ発生トルクや零相電流
の大きさを変えずに電流振幅を減少するためには、相電
流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２
が、式（４３）を満足する必要がある。この式は、各ス
ター結線の対応するｄｑ軸電流の和が一定であり、かつ
各スター結線内の各相の電流の総和が零相電流の値、若
しくは零相電流の値の符号を変えたものに等しいことを
意味している。

【００７４】

【数１２】 ここで、式（４３）を満たす解の１つとして、前述の場
合と同様に以下の結果が導かれる。

【００７５】

【数１３】 ここで、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ），ｈｕ
（θ），ｈｖ（θ），ｈｗ（θ）が、設計に利用できる
パラメータである。さらに、ξ＝０°の時、式（３
３）、（４２）の関数は、式（４４）、（５９）を満た
す。

【００７６】そして、式（４４）〜（５９）を満たすｆ
ｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ），ｈｕ（θ），ｈｖ
（θ），ｈｗ（θ）を与えることで、出力トルクおよび
零相電流を変動させることなく、相電流ｉｕ１，ｉｖ
１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を変動させること
ができる。さらに、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ
（θ），ｈｕ（θ），ｈｖ（θ），ｈｗ（θ）を相電流
ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の最
大値を抑制できる形にすることで、所期の目的を達成す
ることができる。

【００７７】また、条件を緩和し、零相電流にリップル
電流を許せば、式（５０）、（５１）の条件に代り、ｆ
ｕ＋ｆｖ＋ｆｗ＋ｈｕ＋ｈｖ＋ｈｗ＝０が条件となる。

【００７８】「零相電流にリップルを許さない場合の具
体例」コイル間位相差ξ＝０°で、上述の条件を満足す
る通電方法は、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を
式（６０）〜（６２）のように設定することにより得ら
れる。なお、式のｇ１は、式（４０）〜（４２）の条件
を満たすために入れた定数で、この場合はｇ１＝０．８
６７である。

【００７９】

【数１４】 Ａ＝１（Ａ），ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ
（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図１１、図１２に示
す。図１１は、ｆｕ（θ）の図とｉｕ１の図の縦軸のス
ケールをあわせたもの、図１２は、ｆｕ（θ）の波形を
見やすくするために拡大したものである。図より、ｆｕ
（θ）の波形は正弦波のピーク部分を６０度幅で切り出
し、それを正側負側正側の順にならべ、負側の大きさを
正側の２倍に設定した波形となっている。すなわち、ｉ
ｕ１の最大ピークのところを最も抑制する波形となって
いる。

【００８０】従って、このような形のｆｕ（θ），ｆｖ
（θ），ｆｗ（θ）をサインカーブに加算することによ
って相電流を最大電流を抑制することができ、かつこれ
に基づく出力トルクの変化はない。さらに、この例で
は、零相電流を発生しないという条件も満たしている。

【００８１】さらに、式（６０）〜（６２）の条件を用
いた結果を図１３に示す。図より、以下のことがわか
る。

【００８２】・零相電流 零相電流はｉｅ＝３（Ａ）であり、リップル成分は含ま
れない。

【００８３】・トルク モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図９
と同等で、意図どおりのトルクを発生している。

【００８４】・相電流の大きさ 相電流の大きさの最大値は、１．８６６（Ａ）である。
大きさの内訳は、交流による成分が０．８６６Ａ、直流
による成分が１Ａである。

【００８５】このように、式（６０）〜（６２）に示す
ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を利用することに
よって、零相電流、モータ出力トルクに影響を与えるこ
となく、相電流の最大値を抑制することができる。

【００８６】また、ξ＝０°で、零相電流にリップルを
許さない場合の他の例として、３倍の高調波で交流振幅
を変調する場合を示す。

【００８７】すなわち、Ａ＝１（Ａ），ｉｅ＝３（Ａ）
の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、
図１４に示す。この波形は、元々の交流波形の振幅を３
倍の周波数を持つ正弦波で、次式のように変調した波形
になっている。

【００８８】

【数１５】 さらに、式（６３）と（６４）はつぎのように整理でき
る。

【００８９】

【数１６】 ここで、ｆｕ（θ）＝αｓｉｎ（３θ）Ａｓｉｎ（θ）
とおけば、式（３３）〜（４２）の条件を満足する。す
なわち、ｆｕ（θ）＝αｓｉｎ（３θ）Ａｓｉｎ（θ）
に設定することで、下記のような結果が得られる。

【００９０】図１４は、このｆｕ（θ）を示したもので
ある。さらに、このｆｕ（θ）を用いた結果を図１５に
示す。図より、以下のことがわかる。

【００９１】・零相電流 零相電流は平均値はｉｅ＝３（Ａ）である。その大きさ
は、加えたｆｕ（θ）の３倍の振幅である。

【００９２】・トルク モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図９
と同等であり、意図どおりのトルクを発生している。

【００９３】・相電流の大きさ 相電流の大きさの最大値は１．８７２（Ａ）である。大
きさの内訳は、交流による成分が０．８７２Ａ、直流に
よる成分が１Ａである。

【００９４】次に、各スター結線間のコイル位置に位相
差が３０°ずれた場合（ξ＝３０°）の結果を図１６に
示す。この図より、以下のことがわかる。

【００９５】・零相電流 零相電流は、ｉｅ＝３（Ａ）であり、リップル成分は含
まれない。

【００９６】・トルク モータトルクを発生する電流（ｉｄとｉｑ）は図９と同
等で、意図どおりのトルクを発生している。

【００９７】・相電流の大きさ 相電流の大きさの最大値は、１．８６６（Ａ）である。
大きさの内訳は、交流による成分が０．８６６Ａ、直流
による成分が１Ａである。

【００９８】・相電流の波形 ここで用いた指令値は、電流の大きさを抑制するため
に、急峻に変化する波形である。しかし、実際の場合に
は、これをフィルタリングし高周波成分を除くことによ
り実現する。ただし、その場合は若干電流の抑制効果は
悪くなる。

【００９９】「零相電流にリップルを許す場合の具体
例」ξ＝０°で、零相電流リップルを許す条件で、相電
流の大きさを抑制できる通電方法の１つは、ｆｕ
（θ）、ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を式（６７）〜（６
９）のように流すことである。なお、式のｇ２は、式
（４０）〜（４２）の条件を満たすために入れた定数
で、この場合はｇ２＝−０．６３７である。

【０１００】

【数１７】 Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ
（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図１７に示す。さら
に、式（６７）〜（６９）の条件を用いた結果を図１８
に示す。図より、以下のことがわかる。

【０１０１】・零相電流 零相電流の平均値はｉｅ＝３（Ａ）であるが、リップル
成分が含まれその大きさは０．４６Ａである。

【０１０２】・トルク モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図９
と同等で、意図どおりのトルクを発生している。

【０１０３】・相電流の大きさ 相電流の大きさの最大値は、１．６３（Ａ）である。大
きさの内訳は、交流による成分が０．６３Ａ、直流によ
る成分が１Ａである。

【０１０４】次に、ξ＝０°で、零相電流にリップルを
許す場合のその他の方法の一例として、６倍の高調波を
加える場合を示す。Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）の場
合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図１
９に示す。なお高調波の振幅は、相電流が最小になるよ
うに最適化した値を用いている。

【０１０５】さらに、このｆｕ（θ）を用いた結果を図
２０に示す。図より、以下のことがわかる。

【０１０６】・零相電流 零相電流は平均値はｉｅ＝３（Ａ）であるが、リップル
成分が含まれる。その大きさは、加えたｆｕ（θ）の３
倍の振幅である。

【０１０７】・トルク モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図９
と同等で、意図どおりのトルクを発生している。

【０１０８】・相電流の大きさ 相電流の大きさの最大値は１．９６（Ａ）である。大き
さの内訳は、交流による成分が０．９６Ａ、直流による
成分が１Ａである。

【０１０９】このように、上記実施形態にによれば、ト
ルクの増減を伴うことなく、相電流の最大電流値を抑制
することができ、モータとしての機能を損なうことな
く、デバイスの電流容量を下げられるので，同等性能を
保ちつつ、システムの低コスト化を実現できる。トルク
リップルを抑制することで、モータの機能を十分なもの
にできる。

【０１１０】また、電流抑制には、高周波成分が電流に
重畳する必要がある。このため、高周波域まで電流を制
御することが必要になる。しかし、回転数により制御を
切り替えることにより、より効果的な制御が可能にな
る。

【０１１１】すなわち、電流値が大きい低回転域で振幅
最大値抑制を行うため、元々の制御周波数帯域が低いの
で，高調波を重畳しても制御が極端に難しくはならな
い。一方、高回転域では従来法を用いるため前述の高周
波重畳時の制御問題は発生しない。さらに、中回転領域
において、零相電流のリップルを抑制することで、適切
な制御が行える。

【０１１２】このような制御の切り替えにより、電流抑
制による制御上の問題を回避しつつ，電流抑制を実現で
きる。

【０１１３】「一体型駆動装置」上述のように、本実施
形態によれば、２つの三相コイル２４、２６を有し、こ
れによって１つのモータを構成するシステムが示されて
いる。そして、このようなモータをインバータと一体形
成することが好適である。

【０１１４】図２１には、全体的な構成が示されてい
る。筐体１００内の一方側には、インバータ１１０が配
置される。例えば、このインバータ１１０は、２つのイ
ンバータ回路３０、３２を含んでおり、１つの基板１１
２上に形成される。インバータ１１０は、複数パワート
ランジスタなどの素子１１４から構成され、このインバ
ータ１１０と、ステータ（ステータコイル）１５０が配
線１１６で接続されている。なお、図においては、配線
１１６を１つだけ示したが、インバータ１１０の出力端
のそれぞれがステータ１５０の各入力端に接続されてい
る。また、仕切り１２０と基板１１２の間には、内部に
冷却水路を含む冷却板１１８が配置されており、これに
よって素子１１４を冷却している。

【０１１５】筐体１００の仕切り１２０には、その中心
部に軸受け（ベアリング）１２２が設けられ、ここにシ
ャフト１３０が軸支される。筐体１００のインバータ１
１０の反対側には、シャフト１３０が貫通される位置に
軸受け（ベアリング）１２４が設けられ、この軸受け１
２４を介し、シャフト１３０が筐体１００から突出され
ている。

【０１１６】シャフト１３０の筐体内の中間部には、ロ
ータ１４０が配置され、このロータ１４０を取り囲むよ
うに、ステータ１５０が配置されている。このロータ１
４０とステータ１５０は、図２１の右図に示すように、
円筒形のロータ１４０を同心状に中空円筒状のステータ
１５０が取り囲む形になっている。

【０１１７】この例では、ステータ１５０は、周方向に
４つの部分ステータｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４に分割され
ており、４極対（ポール）のモータである。そして、こ
の部分ステータｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４は、それぞれが
三相コイル２４、２６を含んでいる。従って、部分ステ
ータｐ１において、２つの三相コイル２４、２６が設け
られている。そして、部分ステータは４つあるため、２
つの三相コイル２４、２６は、各相のコイルがそれぞれ
直列接続され、全体として６相のコイルとなっている。

【０１１８】そして、この２つの三相コイル２４、２６
の６つのコイル端部にインバータ回路３０、３２の出力
端がそれぞれ接続される。この接続は、筐体１００内で
行われる。一方、直流電源４０は、外付けであり、筐体
１００に設けられた一対の電池用端子（それぞれが三相
コイル２４、２６の中性点に接続されている）に接続さ
れる。

【０１１９】また、この例では、コンデンサ３８も外付
けで形成されている。そこで、インバータ回路３０、３
２の正極母線３４と、負極母線３６に接続される一対の
端子が筐体１００に設けられ、ここに外付けのコンデン
サ３８が接続される。なお、コンデンサ３８を、筐体１
００内に収容することも好適である。これによって、外
部配線をさらに減少することができる。

【０１２０】また、すべての部分ステータｐ１〜ｐ４
に、それぞれ三相コイル２４、２６の両方を配置する必
要はない。例えば、部分ステータｐ１、ｐ３に三相コイ
ル２４を配置し、部分ステータｐ２、ｐ４に三相コイル
２６を配置してもよい。この場合、部分ステータｐ１、
ｐ３の各相コイルがそれぞれ直列接続され、部分ステー
タＰ２、ｐ４の各相コイルがそれぞれ直列接続される。

【０１２１】この構成であっても、三相コイル２４、２
６の端部は６つであり、三相コイル２４の３つの端部に
インバータ回路３０の３つの出力端が接続され、三相コ
イル２６の３つの出力端にインバータ回路３２の３つの
出力端が接続される。

【０１２２】さらに、図２２には、他の例が示されてい
る。この例では、三相コイル（ステータコイル）２４、
２６をロータ１４０のシャフト１３０方向において、分
割して形成されている。図において、左側が三相コイル
２４、右側が三相コイル２６である。４極対のモータで
あれば、各三相コイル２４、２６共、４つの部分ステー
タに分割され、各部分ステータの各相のコイルが直列接
続される。従って、３相のコイルがシャフト１３０の長
さ方向に２つ配置されることになる。この構成において
も、三相コイル２４、２６のコイル端は３つずつであ
り、インバータ回路３０、３２との接続に変更はない。

【０１２３】なお、上述の例では、４極対のモータにつ
いて説明したが、２極対以上であれば、何極対でもよ
い。

【０１２４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
コイルの中性点に電池を接続することで、電池の電力を
コンデンサに輸送して昇圧することができる。そして、
このような昇圧機能を有するにも拘わらず、別体の昇圧
コンバータは不要であり、インバータ一体型駆動装置を
得ることができる。

【０１２５】また、本発明よれば、一対のスター結線コ
イルの中性点間に電池を接続する装置では、２つのスタ
ー結線コイルの中性点間の電位差が規定されるだけであ
って、それぞれのスター結線コイルの平均電位（中性点
電位）自体は任意に設定することができる。そこで、コ
ンデンサ電圧（インバータ入力電圧）について、幅広い
制御を行うことができる。

【０１２６】また、第１および第２のスター結線のコイ
ルのうちの一方のコイルに供給する電流の最大振幅値を
減少させ、その減少分に対応する電流を他方のコイルに
供給する電流に加算することで、最大電流を低減するこ
とができ、インバータやコイルも小さくすることがで
き、好適な一体型駆動装置を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施例である動力出力装置２０の
構成の概略を示す構成図である。

【図２】 ２Ｙモータ２２の三相コイル２４と三相コイ
ル２６との関係を説明する説明図である。

【図３】 ２ＹＤＣの装置構成を示す図である。

【図４】 電圧指令値と、インバータ搬送波の関係を示
す図である。

【図５】 モータコイルを３つとした例を示す図であ
る。

【図６】 従来の通電方法における電流最大振幅値を示
す図である。

【図７】 零相リップル非許容時における電流低減の場
合の電流最大振幅値を示す図である。

【図８】 零相リップル許容時における電流低減の場合
の電流最大振幅値を示す図である。

【図９】 従来の相電流と零相電流などを示す図であ
る。

【図１０】 従来の相電流と零相電流など（コイル間位
相差作がある場合）を示す図である。

【図１１】 リップル電流を抑制する場合における相電
流と関数ｆを示す図である。

【図１２】 図１１の拡大図である。

【図１３】 リップル電流を抑制する場合における相電
流などを示す図である。

【図１４】 ３倍の高調波で交流振幅を変調する場合に
おける相電流およびその振幅最大値を示す図である。

【図１５】 ３倍の高調波で交流振幅を変調する場合に
おける相電流などを示す図である。

【図１６】 リップルを抑制する場合（位相差あり）に
おける相電流などを示す図である。

【図１７】 リップル電流を許容する場合における相電
流および関数ｆを示す図である。

【図１８】 リップル電流を許容する場合における相電
流などを示す図である。

【図１９】 ６倍の高調波で変調する場合における相電
流およびその振幅最大値を示す図である。

【図２０】 ６倍の高調波で交流振幅を変調する場合に
おける相電流などを示す図である。

【図２１】 一体型駆動装置の概略図である。

【図２２】 一体型駆動装置の他の例を示す概略図であ
る。

【符号の説明】

２０ 動力出力装置、２２ ２Ｙモータ、２４，２６
三相コイル、３０，３２ インバータ回路、３４ 正極
母線、３６ 負極母線、３８ コンデンサ、４０ 直流
電源、５０ 電子制御ユニット、５２ ＣＰＵ、５４
ＲＯＭ、５６ＲＡＭ、６１〜６７ 電流センサ、６８
回転角センサ、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６ トラ
ンジスタ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６ ダイオー
ド、Ｂバッテリ、Ｃ コンデンサ、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２
インバータ、Ｍ１，Ｍ２モータコイル。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中井 英雄 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41番 地の１ 株式会社豊田中央研究所内 (72)発明者 荒川 俊史 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41番 地の１ 株式会社豊田中央研究所内 (72)発明者 夫馬 弘雄 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41番 地の１ 株式会社豊田中央研究所内 (72)発明者 立松 和高 愛知県豊田市トヨタ町１番地 トヨタ自動 車株式会社内 (72)発明者 中村 誠志 愛知県豊田市トヨタ町１番地 トヨタ自動 車株式会社内 Ｆターム(参考） 5H115 PA11 PG04 PI16 PU01 PU21 PV02 PV23 SE10 TZ05

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スター結線のコイルと、 このコイルの中性点に接続され、電池に接続するための
   電池用端子と、 前記コイルの端部に出力側が接続され、入力側の直流電
   力を多相交流に変換してコイルに供給するインバータ
   と、 このインバータの入力側に接続され、インバータに直流
   電力を供給するコンデンサに接続するためのコンデンサ
   用端子と、 を含み、 これらを１つの筐体内に収容し、電池の電力をコイル、
   インバータを介し前記コンデンサに輸送することが可能
   なインバータ一体型駆動装置。
2. 【請求項２】 スター結線の第１コイルと、 スター結線の第２コイルと、 この第１および第２コイルの中性点にそれぞれ接続さ
   れ、一対の中性点間に電池を接続するための一対の電池
   用端子と、 前記第１コイルの端部に出力側が接続され、入力側の直
   流電力を多相交流に変換して第１コイルに供給する第１
   インバータと、 前記第２コイルの端部に出力側が接続され、入力側の直
   流電力を多相交流に変換して第２コイルに供給する第２
   インバータと、 この第１および第２インバータの共通接続された入力側
   に接続され、コンデンサに接続するための第２端子と、 を含み、 これらを１つの筐体内に収容し、電池の電力を第１およ
   び第２コイル、第１および第２インバータを介し前記コ
   ンデンサに輸送することが可能なインバータ一体型駆動
   装置。
3. 【請求項３】 請求項２に記載の装置において、 前記第１コイルおよび第２コイルに近接して、１つのロ
   ータを配置し、前記第１および第２コイルによって、１
   つのロータを回転駆動するインバータ一体型駆動装置。
4. 【請求項４】 請求項２または３に記載の装置におい
   て、 第１および第２のスター結線のコイルのうちの一方のコ
   イルに供給する電流の最大振幅値を減少させ、その減少
   分に対応する電流を他方のコイルに供給する電流に加算
   するインバータ一体型駆動装置。