CN111373646A - 电力变换器控制装置 - Google Patents

Abstract

其目的在于得到一种能够控制对多重绕组型电动机供给电力的电力变换器，稳定地驱动多重绕组型电动机的电力变换器控制装置。电力变换器控制装置(10)针对对由多个绕组群构成的多重绕组型电动机(83)的多个绕组群分别供给电力的电力变换器(81A、81B)进行PWM控制，其中，具备PWM控制部(18)，该PWM控制部(18)选择性地切换对针对各个绕组群的电压指令使用与特定的绕组群的电压指令同步的载波进行PWM控制的第1同步PWM控制模式以及对针对各个绕组群的电压指令使用与各自的电压指令同步的各自的载波进行PWM控制的第2同步PWM控制模式中的一方或者两方和使用不与针对各个绕组群的电压指令同步的载波的非同步PWM控制模式来进行控制。

Description

电力变换器控制装置

技术领域

本发明涉及对使用多个半导体开关元件在直流电力与交流电力之间变换电力的电力变换器进行控制的电力变换器控制装置，特别涉及控制为了驱动电枢绕组作为多个绕组群被多重化的多重绕组型电动机而对各绕组群供给交流电力的电力变换器的电力变换器控制装置。

背景技术

电力变换器连接于交流电力系统与直流电力系统之间，被用作在直流－交流之间变换电力的装置。在使用这样的电力变换器来驱动电动机的情况下，作为控制方法，广泛使用脉冲宽度调制(以下PWM)控制。PWM控制是通过针对驱动电动机的电压指令进行基于载波信号的三角波比较处理来生成驱动电力变换器的开关元件的开关脉冲的控制，但在载波频率为恒定的状态下电动机的转速成为高速时，1个周期的电压指令中的开关次数变少，所以为了高速地驱动电动机，有时进行使电压指令和载波信号的相位同步并将载波信号的频率设定为电压指令的频率的整数倍(设为3倍、9倍等奇数倍的情况较多)的同步PWM控制。在应用同步PWM控制的情况下，能够以少的脉冲数驱动电动机，所以还能够降低电力变换器的开关损耗。

在同步PWM控制中更新电压指令的情况下，其计算需要在载波信号的波峰与波峰之间、波谷与波谷之间、或者波峰与波谷之间进行，但在电压指令变化时载波信号的相位也变化，所以电压指令的计算时间变动。

在多重绕组型电动机的情况下，除了需要用于对各绕组群供给交流电力的多个电力变换器、与各绕组群对应的电压指令以及载波信号以外，在某个绕组群中流过的电流的变化有时对在其他绕组群中流过的电流造成影响。因此，有时使用多个绕组群的电流来计算各电压指令，但在使用2个载波信号进行同步PWM控制时，该电压指令的计算的定时变得复杂。

关于如上述的多个绕组群的PWM控制，提出了如下电动机控制装置，在驱动2基的三相交流电动机的情况下，将生成2组PWM波形的周期相等的2个载波信号的周期设定为时钟数的计数值，在直至成为与预定的相位差对应的计数值为止的期间，针对一方的载波信号的周期的计数值累计相位差形成用周期设定值，从而以成为期望的相位差的方式错开相互的相位关系(例如参照专利文献1)。

另外，在逆变器(电力变换器)的同步运转方式中，有如下方式，即，将由主逆变器运算出的PWM同步基准信号一并串行发送给从逆变器，在从逆变器侧，与接收到的PWM同步基准信号同步地控制载波信号的振荡频率(例如参照专利文献2)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2007-252138号公报

专利文献2：日本特开2007-295647号公报

发明内容

然而，在专利文献1记载的电动机控制装置中，为了得到期望的相位差，使用PWM定时器控制载波信号的周期、相位，所以无法应对与绕组群的旋转频率同步的同步PWM控制，在高速旋转时，有可能无法稳定地控制电动机。

另外，在专利文献2记载的逆变器的同步运转方式中，在如电动机的转速成为更高速且每1个周期的电压指令的开关脉冲为3脉冲的区域中，在不同的逆变器之间使载波信号同步，从而在包含于开关脉冲的基波的相位与电压指令的相位之间产生偏移，控制有可能反而变得不稳定。

本发明是为了解决如上述的问题而完成的，得到一种能够控制对多重绕组型电动机供给电力的电力变换器，稳定地驱动多重绕组型电动机的电力变换器控制装置。

本发明提供一种电力变换器控制装置，对电力变换器进行PWM控制，该电力变换器对由多个绕组群构成的多重绕组型电动机的多个绕组群分别供给电力，所述电力变换器控制装置具有PWM控制部，该PWM控制部切换使用不与用于驱动多重绕组型电动机的3相电压指令同步的PWM控制的载波的非同步PWM控制模式和使用与用于驱动多重绕组型电动机的3相电压指令同步的PWM控制的载波的同步PWM控制模式来进行PWM控制，同步PWM控制模式包括对针对多重绕组型电动机的各个绕组群的电压指令使用与特定的绕组群的电压指令同步的载波进行PWM控制的第1同步PWM控制模式和对针对多重绕组型电动机的各个绕组群的电压指令使用与各自的电压指令同步的各自的载波进行PWM控制的第2同步PWM控制模式的至少一方，PWM控制部根据多重绕组型电动机的运转状态，选择性地切换第1同步PWM控制模式以及第2同步PWM控制模式中的一方或者两方和非同步PWM控制模式来进行控制。

根据本发明，能够得到能够控制对多重绕组型电动机供给电力的电力变换器，从低速的速度区域至高速的速度区域稳定地驱动多重绕组型电动机的电力变换器控制装置。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1中的电力变换器控制装置的结构的框图。

图2是本发明的实施方式1中的电力变换器控制装置的硬件结构图。

图3是示出本发明的实施方式1所涉及的载波生成部的结构的详细框图。

图4是示出本发明的实施方式1中的各绕组群的电压指令、非同步载波信号以及各绕组群的开关脉冲的关系的定时图。

图5是示出本发明的实施方式1中的各绕组群的电压指令以及9脉冲的同步PWM控制中的各绕组群的载波信号的关系的定时图。

图6是示出本发明的实施方式1中的各绕组群的电压指令以及6脉冲的同步PWM控制中的各绕组群的载波信号的关系的定时图。

图7是示出本发明的实施方式1中的各绕组群的电压指令以及3脉冲的同步PWM控制中的各绕组群的载波信号的关系的定时图。

图8是示出在本发明的实施方式1中的同步PWM控制中在两方的绕组群的载波信号的波峰与波谷之间计算电压指令的情况下的计算的定时的图。

图9是示出在本发明的实施方式1中的同步PWM控制中在1个绕组群的载波信号的波峰与波谷之间计算电压指令的情况下的计算的定时的图。

图10是示出在本发明的实施方式1中的同步PWM控制中在两方的绕组群的载波信号的波峰与波峰之间计算电压指令的情况下的计算的定时的图。

图11是示出在本发明的实施方式1中的同步PWM控制中在1个绕组群的载波信号的波峰与波峰之间计算电压指令的情况下的计算的定时的图。

图12是示出本发明的实施方式1中的、多重绕组型电动机的运转状态和在PWM控制中使用的载波信号的种类的关系的图。

图13是示出本发明的实施方式2所涉及的载波生成部的结构的详细框图。

图14是示出本发明的实施方式3中的电力变换器控制装置的结构的框图。

图15是示出本发明的实施方式3所涉及的载波生成部的结构的详细框图。

图16是示出在本发明的实施方式3中的同步PWM控制中在两方的绕组群的载波信号的波峰与波谷之间计算电压指令的情况下的计算的定时的图。

图17是示出在本发明的实施方式3中的同步PWM控制中在两方的绕组群的载波信号的波峰与波峰之间计算电压指令的情况下的计算的定时的图。

图18是示出本发明的实施方式3中的、多重绕组型电动机的运转状态和在PWM控制中使用的载波信号的种类的关系的图。

图19是示出本发明的实施方式3的其他例子中的电力变换器控制装置的结构的框图。

图20是示出本发明的实施方式4中的电力变换器控制装置的结构的框图。

图21是示出本发明的实施方式4所涉及的载波生成部的结构的详细框图。

图22是示出在本发明的实施方式4中的同步PWM控制中在两方的绕组群的载波信号的波峰与波谷之间计算电压指令的情况下的计算的定时的图。

图23是示出本发明的实施方式5所涉及的载波生成部的结构的详细框图。

图24是示出本发明的实施方式5中的各绕组群的电压指令以及非同步载波信号的关系的定时图。

(符号说明)

10、30、301、40：电力变换器控制装置；11、31：电压指令生成部；13、23、33、43、53：载波生成部；15A：第1开关脉冲生成部；15B：第2开关脉冲生成部；18、38、48：PWM控制部；81A：第1电力变换器；81B：第2电力变换器；83：多重绕组型电动机；131A：第1群电压指令输入端子；131B：第2群电压指令输入端子；132：磁极位置信号输入端子；133A：第1控制相位角运算部；133B：第2控制相位角运算部；135A、235A：第1相位校正部；135B、335B、435B：第2相位校正部；136A：第1同步载波生成部；136B、336B、436B：第2同步载波生成部；137、537：非同步载波生成部；138A、438A：第1选择器；138B、338B、438B：第2选择器；C1、C1A、C1M：第1载波信号；C2、C1B、C1N：第2载波信号；θe：磁极位置信号。

具体实施方式

实施方式1.

以下，根据图1至图12，说明本发明的实施方式1。图1是示出实施方式1中的电力变换器控制装置的结构的框图。电力变换器控制装置10控制第1电力变换器81A以及第2电力变换器81B，第1电力变换器81A以及第2电力变换器81B对具备例如由第1群以及第2群构成的2个电枢绕组群(未图示)的多重绕组型电动机83供给交流电力。多重绕组型电动机83例如是三相交流电动机，具有使用永久磁铁等的转子，分别由三相绕组构成的第1群以及第2群的绕组群被提供预定的电角度的相位差。具有如下结构，即，第1群的绕组群即第1绕组群与第1电力变换器81A连接，第2群的绕组群即第2绕组群与第2电力变换器81B连接，第1电力变换器81A对第1群的绕组群供给电力，第2电力变换器81B对第2群的绕组群供给电力。第1电力变换器81A以及第2电力变换器81B分别具有多个开关元件(未图示)，利用PWM控制使这些开关元件导通(ON)/截止(OFF)，从而将从直流电源(未图示)供给的直流电力变换为三相交流电力，将第1群三相交流电压VU1、VV1、VW1以及第2群三相交流电压VU2、VV2、VW2施加给对应的绕组群，由此分别供给三相交流电力。在第1电力变换器81A以及第2电力变换器81B与多重绕组型电动机83之间，连接有第1电流检测器82A以及第2电流检测器82B，检测在第1电力变换器81A以及第2电力变换器81B与多重绕组型电动机83之间流过的三相交流电流，将第1群三相电流值iu1、iv1、iw1以及第2群三相电流值iu2、iv2、iw2作为电流信息分别输出。另外，在多重绕组型电动机83中，安装有位置传感器84。位置传感器84检测多重绕组型电动机83的转子的磁极位置，输出磁极位置信号θe。此外，作为第1电流检测器82A以及第2电流检测器82B，例如使用分流电阻、电流变压器等，作为位置传感器84，例如使用增量型编码器、解析器等。另外，也可以代替位置传感器84而使用旋转传感器，根据转子的转速取得磁极位置。

电力变换器控制装置10通过将根据从外部提供的电流指令生成的开关脉冲输出给第1电力变换器81A以及第2电力变换器81B，控制第1电力变换器81A以及第2电力变换器81B。在考虑感应电动机、同步电动机的控制的情况下，一般使用用旋转坐标的d-q轴表示的正交二相坐标系进行控制，所以以下也说明使用正交二相坐标系的控制。

电力变换器控制装置10具备：电压指令生成部11，生成分别用正交二相坐标系表示、且驱动第1群的绕组群的第1群电压指令vd1*、vq1*即第1电压指令、及驱动第2群的绕组群的第2群电压指令vd2*、vq2*即第2电压指令；载波生成部13，根据第1群电压指令vd1*、vq1*及第2群电压指令vd2*、vq2*、及多重绕组型电动机83的转子的磁极位置信号θe生成第1载波信号C1及第2载波信号C2；第1二相三相变换部12A，将第1群电压指令vd1*、vq1*变换为用三相交流坐标系表示的第1群三相电压指令vu1*、vv1*、vw1*；以及第1开关脉冲生成部15A，通过针对第1群三相电压指令vu1*、vv1*、vw1*进行基于第1载波信号C1的三角波比较处理，生成驱动第1电力变换器81A的开关元件的第1群开关脉冲UP1、UN1、VP1、VN1、WP1、WN1即第1开关脉冲。另外，电力变换器控制装置10具备：第2二相三相变换部12B，将与第2群的绕组群对应的第2群电压指令vd2*、vq2*变换为用三相交流坐标系表示的第2群三相电压指令vu2*、vv2*、vw2*；以及第2开关脉冲生成部15B，通过针对第2群三相电压指令vu2*、vv2*、vw2*进行基于第2载波信号C2的三角波比较处理，生成驱动第2电力变换器81B的开关元件的第2群开关脉冲UP2、UN2、VP2、VN2、WP2、WN2即第2开关脉冲。载波生成部13、第1开关脉冲生成部15A以及第2开关脉冲生成部15B构成PWM控制部18。通过PWM控制部18选择性地切换各控制模式来控制多重绕组型电动机83。

第1群开关脉冲UP1、UN1、VP1、VN1、WP1、WN1分别驱动第1电力变换器81A的U相正侧开关元件、U相负侧开关元件、V相正侧开关元件、V相负侧开关元件、W相正侧开关元件、W相负侧开关元件。同样地，第2群开关脉冲UP2、UN2、VP2、VN2、WP2、WN2分别驱动第2电力变换器81B的U相正侧开关元件、U相负侧开关元件、V相正侧开关元件、V相负侧开关元件、W相正侧开关元件、W相负侧开关元件。

电压指令生成部11通过使用从外部提供的第1群正交二相电流指令id1*、iq1*以及第2群正交二相电流指令id2*、iq2*、第1群正交二相电流值id1、iq1以及第2群正交二相电流值id2、iq2进行预定的计算，生成第1群电压指令vd1*、vq1*以及第2群电压指令vd2*、vq2*。第1群正交二相电流值id1、iq1以及第2群正交二相电流值id2、iq2是将由第1电流检测器82A以及第2电流检测器82B分别取得的第1群三相电流值iu1、iv1、iw1以及第2群三相电流值iu2、iv2、iw2通过第1三相二相变换部14A以及第2三相二相变换部14B分别变换为正交二相坐标系而得到的值。

在载波生成部13、第1二相三相变换部12A以及第2二相三相变换部12B、第1三相二相变换部14A以及第2三相二相变换部14B中的各种运算中使用的转子的相位信息使用位置传感器84检测出的磁极位置信号θe。

图2是用处理器实现实施方式1中的电力变换器控制装置时的框图，示出为了运算处理而具备的构成要素。电力变换器控制装置10具备：处理器91，进行电压指令生成部11、载波生成部13、第1二相三相变换部12A及第2二相三相变换部12B、第1三相二相变换部14A及第2三相二相变换部14B、第1开关脉冲生成部15A及第2开关脉冲生成部15B中的各种运算；存储装置92，包括ROM(Read Only Memory，只读存储器)921、RAM(Randam AccessMemory，随机存取存储器)922，存储在处理器91中工作的控制程序、各种运算所需的数据；输入电路94A、94B，受理来自第1电流检测器82A、第2电流检测器82B的电流信息及来自位置传感器84的磁极位置信号θe；输出电路93A、93B，对第1电力变换器81A及第2电力变换器81B输出开关脉冲；以及通信电路95，与上位控制装置96连接，通过串行通信等在与上位控制装置96之间进行通信，其中，控制程序在这些硬件上工作，从而实现上述各功能部的功能。

在此，更详细地说明各电压指令的计算。在电力变换器控制装置10中的电压指令的计算中，以使第1群正交二相电流值id1、iq1以及第2群正交二相电流值id2、iq2分别成为第1群正交二相电流指令id1*、iq1*以及第2群正交二相电流指令id2*、iq2*的方式，在第1电力变换器81A以及第2电力变换器81B与电力变换器控制装置10之间构成电流控制环来进行上述各电流值的控制。将用三相交流坐标系表示的电流值变换为正交二相坐标系的矩阵如式(1)定义。在式(1)中，id是在d轴上表示的电流值，iq是在q轴上表示的电流值，即正交二相电流值。

[式1]

根据式(1)，能够将id、iq求出为接下来的式(2)。

[式2]

在式(1)以及式(2)中，相位信息θ表示将电动机的转子的励磁磁通的方向设为d轴时的、d轴的磁极位置的方向。另外，如果设为iw＝－iu－iv等，根据2个相的三相电流值求出剩余的相的三相电流值，则能够从2个三相电流值变换为正交二相电流值。作为在该坐标变换的运算中使用的相位信息θ，在此使用多重绕组型电动机83的转子的磁极位置信号θe。在第1三相二相变换部14A以及第2三相二相变换部14B中，进行上述式(1)以及式(2)的计算。第1三相二相变换部14A以及第2三相二相变换部14B将作为计算结果的第1群正交二相电流值id1、iq1以及第2群正交二相电流值id2、iq2输出给电压指令生成部11。

在电压指令生成部11中，被输入从上位控制装置提供的第1群正交二相电流指令id1*、iq1*以及第2群正交二相电流指令id2*、iq2*和由第1三相二相变换部14A运算的第1群正交二相电流值id1、iq1以及由第2三相二相变换部14B运算的第2群正交二相电流值id2、iq2，通过PI(Proportional-Integral：比例-积分)控制，计算第1群电压指令vd1*、vq1*以及第2群电压指令vd2*、vq2*。在PI控制中，为了分别计算控制第1群的绕组群的电压指令以及控制第2群的绕组群的电压指令，进行式(3)的计算。

[式3]

在式(3)中，s是拉普拉斯变换的微分算子，Kp是比例增益，Ki是积分增益。

此外，作为为了抑制由于多重绕组型电动机83的2个绕组群之间的磁性的干扰引起的控制响应降低的群间非干扰化处理而计算第1群电压指令vd1*、vq1*以及第2群电压指令vd2*、vq2*的方法，有计算在第1群的绕组群中流过的电流与在第2群的绕组群中流过的电流之和以及之差，同时计算第1群以及第2群这两群的电压指令的方法。在该方法中，首先，通过式(4)以及式(5)所示的PI控制，根据第1群电流指令id1*、iq1*以及第2群电流指令id2*之和，求出两群的电压指令之和，根据第1群电流指令id1*、iq1*以及第2群电流指令id2*之差，求出两群的电压指令之差。在式(4)中，vdsum*是d轴方向的两群的电压指令之和，vddiff*是d轴方向的两群的电压指令之差。另外，在式(5)中，vqsum*是q轴方向的两群的电压指令之和，vqdiff*是q轴方向的两群的电压指令之差。

[式4]

[式5]

通过在计算vdsum*、vddiff*、vqsum*、vqdiff*之后，进行式(6)的计算，将电压指令之和vdsum*、vqsum*以及电压指令之差vddiff*、vqdiff*分离为作为各个绕组群的电压指令的第1群电压指令vd1*、vq1*以及第2群电压指令vd2*、vq2*。

[式6]

在进行式(4)以及式(5)的PI控制时，使用4个正交二相电流值id1、iq1、id2、iq2，计算4个电压指令vd1*、vq1*、vd2*、vq2*。在该情况下，第1群电压指令vd1*、vq1*受到在第2群的绕组群中流过的三相电流值的影响，第2群电压指令vd2*、vq2*受到在第1群的绕组群中流过的三相电流值的影响，所以需要在第1群和第2群中同时进行电压指令的更新。此外，群间非干扰化处理不限于使用和以及差的计算方法，也可以是其他计算方法。

在电压指令生成部11中计算第1群电压指令vd1*、vq1*以及第2群电压指令vd2*、vq2*之后，通过第1二相三相变换部12A以及第2二相三相变换部12B，将第1群电压指令vd1*、vq1*变换为第1群三相电压指令vu1*、vv1*、vw1*，将第2群电压指令vd2*、vq2*变换为第2群三相电压指令vu2*、vv2*、vw2*。这样将正交二相坐标系的电压指令变换为三相交流电压指令的坐标变换如式(7)那样定义。

[式7]

通过式(7)，如式(8)计算。

[式8]

在实施方式1中，式(7)以及式(8)的坐标变换中的相位信息θ使用磁极位置信号θe，在第1二相三相变换部12A的运算中使用的磁极位置与在第2二相三相变换部12B的运算中使用的磁极位置之间，设定预定的相位差。该相位差基于第1群的绕组群与第2群的绕组群之间的电角度的相位差。

第1二相三相变换部12A以及第2二相三相变换部12B在进行式(8)的计算之后，将第1群三相电压指令vu1*、vv1*、vw1*以及第2群三相电压指令vu2*、vv2*、vw2*分别输出给第1开关脉冲生成部15A以及第2开关脉冲生成部15B。另外，来自载波生成部13的第1载波信号C1以及第2载波信号C2也被分别输入到第1开关脉冲生成部15A以及第2开关脉冲生成部15B。第1开关脉冲生成部15A针对第1群三相电压指令vu1*、vv1*、vw1*进行基于第1载波信号C1的三角波比较处理，生成第1群开关脉冲UP1、UN1、VP1、VN1、WP1、WN1。第2开关脉冲生成部15B针对第2群三相电压指令vu2*、vv2*、vw2*进行基于第2载波信号C2的三角波比较处理，生成第2群开关脉冲UP2、UN2、VP2、VN2、WP2、WN2。由第1开关脉冲生成部15A以及第2开关脉冲生成部15B生成的各个开关脉冲被附加电力变换器的上下支路的短路防止时间之后，分别被输出到第1电力变换器81A以及第2电力变换器81B，在第1电力变换器81A以及第2电力变换器81B中，驱动各个开关元件。

接下来，更详细地说明载波生成部13。图3是示出图1所示的载波生成部的结构的详细框图。在载波生成部13中，向第1群电压指令输入端子131A以及第2群电压指令输入端子131B分别输入第1群电压指令vd1*、vq1*以及第2群电压指令，向磁极位置信号输入端子132输入磁极位置信号θe。输入到载波生成部13的第1群电压指令vd1*、vq1*被输入到第1控制相位角运算部133A，第1控制相位角运算部133A根据第1群电压指令vd1*、vq1*运算第1控制相位角THV1。第1控制相位角THV1在第1加法器134A中与磁极位置信号θe相加，第1加法器134A的输出θthv1被输入到第1相位校正部135A。另外，输入到载波生成部13的第2群电压指令vd2*、vq2*被输入到第2控制相位角运算部133B，第2控制相位角运算部133B根据第2群电压指令vd2*、vq2*运算第2控制相位角THV2。第2控制相位角THV2在第2加法器134B中与磁极位置信号θe相加，第2加法器134B的输出θthv2被输入到第2相位校正部135B。

第1相位校正部135A将使第1加法器134A的输出θthv1的相位延迟90°并且进行了预定的校正而得到的结果作为第1电压相位θv1输出给第1同步载波生成部136A。第2相位校正部135B将使第2加法器134B的输出θthv2的相位延迟90°并且校正了第1群的绕组群和第2群的绕组群的电角度的相位差θoffset而得到的结果作为第2电压相位θv2输出给第2同步载波生成部136B。

第1同步载波生成部136A使用第1电压相位θv1生成与第1群电压指令vd1*、vq1*同步的第1同步载波信号，并输出给第1选择器138A以及第2选择器138B。第2同步载波生成部136B使用第2电压相位θv2生成与第2群电压指令vd2*、vq2*同步的第2同步载波信号，并输出给第2选择器138B。另外，非同步载波生成部137生成由一定频率的三角波构成的非同步载波信号，并输出给第1选择器138A以及第2选择器138B。

第1选择器138A将从2个载波信号(第1同步载波信号以及非同步载波信号)选择出的1个载波信号作为第1载波信号C1输出给第1输出端子139A。第1输出端子139A将第1载波信号C1输出给第1开关脉冲生成部15A。第2选择器138B将从3个载波信号(第1同步载波信号、第2同步载波信号以及非同步载波信号)选择出的1个载波信号作为第2载波信号C2输出给第2输出端子139B。第2输出端子139B将第2载波信号C2输出给第2开关脉冲生成部15B。关于第1选择器138A以及第2选择器138B中的载波信号的选择，后述。

接下来，更详细地说明载波生成部13的动作。在生成在第1群的绕组群以及第2群的绕组群的PWM控制中分别使用的同步载波信号的情况下，根据第1控制相位角THV1以及磁极位置信号θe生成第1电压相位θv1，根据第2控制相位角THV2以及磁极位置信号θe生成第2电压相位θv2。

在生成仅在第1群的绕组群的PWM控制中使用的同步载波信号以及在两方的绕组群的PWM控制中共同地使用的同步载波信号的情况下，根据第1控制相位角THV1以及磁极位置信号θe计算其电压相位，根据第2控制相位角THV2以及磁极位置信号θe计算在第2群的绕组群的PWM控制中使用的同步载波信号的电压相位。

第1控制相位角运算部133A使用第1群电压指令vd1*、vq1*，通过式(9)的计算来求出第1控制相位角THV1。

[式9]

第2控制相位角运算部133B使用第2群电压指令vd2*、vq2*，通过式(10)的计算来求出第2控制相位角THV2。

[式10]

通过第1加法器134A以及第1相位校正部135A，使用磁极位置信号θe以及相位调整量α，利用式(11)，计算第1电压相位θv1。

[式11]

式(11)的计算中的由第1相位校正部135A进行的相位调整量α的调整是用于在将与第1群电压指令vd1*、vq1*同步的载波信号作为共同的同步载波信号用于第1群的绕组群以及第2群的绕组群的同步PWM控制的情况下使共同的同步载波信号的相位移相而校正的调整。通过进行这样的校正，能够调整在第2开关脉冲生成部15B生成的第2群开关脉冲中包含的特定的频率分量，能够使在第1群开关脉冲以及第2群开关脉冲中包含的基波的大小匹配。作为相位调整量α，例如在第1群的绕组群与第2群的绕组群之间的电角度的相位差θoffset是30°的情况下，设为15°(相位差的2分之1)即可。此外，适当地进行这样的校正处理即可，在本发明中并非是必须的。

通过第2加法器134B以及第2相位校正部135B，使用磁极位置信号θe以及第1群的绕组群和第2群的绕组群的电角度的相位差θoffset，利用式(12)计算第2电压相位θv2。因此，在第2电压相位θv2的计算中，不进行如相位调整量α的调整。

[式12]

将如以上所述计算的第1电压相位θv1以及第2电压相位θv2作为基准而生成的载波信号与第1群三相电压指令vu1*、vv1*、vw1*以及第2群三相电压指令vu2*、vv2*、vw2*分别同步。

第1同步载波生成部136A将从第1相位校正部135A输出的第1电压相位θv1作为基准，生成与第1群三相电压指令vu1*、vv1*、vw1*同步的第1同步载波信号。同步载波信号例如是电压指令的频率的3、6、9、15倍等频率的三角波，通过使用该同步载波信号进行三角波比较，能够控制1个周期的电压指令中的开关脉冲的脉冲数。在实施方式1中的第1同步载波生成部136A中，根据9个脉冲、6个脉冲、3个脉冲等脉冲数中的、多重绕组型电动机83的转速、电压指令的频率、电压指令的调制率，输出某一个脉冲数的同步载波信号。另外，如后所述由第1同步载波生成部136A生成的第1同步载波信号有仅在第1群的绕组群的PWM控制中使用的情况以及在第1群和第2群的绕组群的PWM控制中共同地使用的情况。第2同步载波生成部136B也同样地，将从第2相位校正部135B输出的第2电压相位θv2作为基准，生成与第2群三相电压指令vu2*、vv2*、vw2*同步的第2同步载波信号。

非同步载波生成部137例如是10kHz等一定的频率的三角波，生成未与电压指令同步的非同步载波信号。

第1选择器138A从第1同步载波信号和非同步载波信号选择1个载波信号，作为第1载波信号C1输出。第1载波信号C1经由第1输出端子139A被输出到第1开关脉冲生成部15A。在第1载波信号C1的选择中，例如，在判断为多重绕组型电动机83的运转状态处于低速区域时，选择非同步载波信号，在判断为处于中速区域或者高速区域时，选择第1同步载波信号。

第2选择器138B从第1同步载波信号、第2同步载波信号以及非同步载波信号选择1个载波信号，作为第2载波信号C2输出。第2载波信号C2经由第2输出端子139B被输出到第2开关脉冲生成部15B。在第2载波信号C2的选择中，例如，在判断为多重绕组型电动机83的运转状态处于低速区域时，选择非同步载波信号，在判断为处于中速区域时，选择第1同步载波信号，在判断为处于高速区域时，选择第2同步载波信号。

在本发明中，将第1选择器138A以及第2选择器138B选择非同步载波信号的控制模式设为“非同步PWM控制模式”，将第1选择器138A以及第2选择器138B选择与特定的绕组群的电压指令同步的载波信号(在实施方式1中第1同步载波信号)的控制模式设为“第1同步PWM控制模式”，将第1选择器138A以及第2选择器138B选择与各个电压指令同步的各个载波(第1同步载波信号以及第2同步载波信号)的控制模式设为“第2同步PWM控制模式”。

在多重绕组型电动机83的运转状态处于哪一个区域的判定中，例如能够根据多重绕组型电动机83的转速判定。具体而言，设定2个阈值，在多重绕组型电动机83的转速小于小的一方的阈值时，判定为低速区域，在多重绕组型电动机83的转速为小的一方的阈值以上并且小于大的一方的阈值时，判定为中速区域，在多重绕组型电动机83的转速为大的一方的阈值以上时，判定为高速区域。通过这样构成，在第1电力变换器81A以及第2电力变换器81B的控制中，载波生成部13能够选择性地输出与多重绕组型电动机83的运转状态对应的载波信号。另外，运转状态也可以根据电压指令的频率、调制率判定。判定基准、阈值在第1选择器138A以及第2选择器138B中既可以相同也可以不同。

在此，说明通过三角波比较处理生成开关脉冲。图4是示出实施方式1中的各绕组群的电压指令、非同步载波信号以及各绕组群的开关脉冲的关系的定时图，是示出通过非同步PWM控制的三角波比较来生成开关脉冲的生成状态的图。另外，在图4中，示出第1群U相电压指令vu1*、第2群U相电压指令vu2*、非同步载波信号、第1群U相的开关脉冲、第2群U相的开关脉冲的关系，根据多重绕组型电动机83中的第1群的绕组群和第2群的绕组群的电相位差，将电压指令的相位差设为30°。在图4所示的非同步PWM控制中，第1群U相开关脉冲通过各时刻下的第1群U相电压指令vu1*和非同步载波信号的大小比较来生成，在第1群U相电压指令vu1*的一方大的情况下为导通，在非同步载波信号的一方大的情况下为截止。第2群开关脉冲也同样地通过各时刻下的第2群U相电压指令vu2*和非同步载波信号的大小比较来生成。此外，图4所示的第1群和第2群的相位差是一个例子，不限于此。

开关脉冲关于三相电压指令的U相、V相、W相的各相生成，但关于V相、W相，相比于U相而言只是整体的相位不同，这以外是相同的，所以省略说明。另外，如上所述通过载波信号和电压指令的大小关系生成开关脉冲这点在以下说明的同步PWM控制的情况下也是同样的。

图5是示出实施方式1中的各绕组群的电压指令以及9脉冲的同步PWM控制中的各绕组群的载波信号的关系的定时图，示出第1群U相电压指令vu1*、第2群U相电压指令vu2*、第1群的同步载波信号、第2群的同步载波信号、共同的同步载波信号的关系。第1群U相电压指令vu1*、第1群的同步载波信号以及在两方的绕组群中共同地使用的同步载波信号与第1电压相位θv1同步，第2群U相电压指令vu2*以及第2群的同步载波信号与第2电压相位θv2同步。在9脉冲的同步PWM控制中，以在第1电压相位θv1以及第2电压相位θv2的1个周期中进行9次导通/截止的开关的方式，生成其频率是第1电压指令的频率的9倍且与第1电压相位θv1同步的同步载波信号。

如果将多重绕组型电动机83的控制中的、第1群的绕组群和第2群的绕组群的电相位差设为30°，在第1群电压指令和第2群电压指令相同的条件下，分别独立地生成与第1群U相电压指令vu1*同步的载波信号和与第2群U相电压指令vu2*同步的载波信号，则第1群的同步载波信号和第2群的同步载波信号成为如图5所示在将载波的1个周期设为360°时具有90°的载波相位差的关系。通过伴随群间非干扰化处理的PI控制进行的两方的绕组群的电压指令的计算、从正交二相坐标系向三相的坐标变换、从三相向正交二相坐标系的坐标变换需要在作为第1群的同步载波信号的波峰与第2群的同步载波信号的波峰的间隔的时间T9s的期间结束，但时间T9s是由2个载波信号的相位差决定的时间，载波信号的相位差在一方的绕组群的电压指令被更新时变动。另一方面，在不使用2个载波信号而用共同的同步载波信号进行同步PWM控制的情况下，在共同的同步载波信号的波峰与波谷之间结束电压指令的计算等即可，电压指令的计算时间不会受到2个载波信号的相位差的影响，所以即使电压指令被更新，电压指令的计算时间也不会大幅变动。即，如果使用共同的同步载波信号，则能够抑制电压指令的计算时间的变动，在使用两方的绕组群的电流之和、之差进行群间非干扰化处理的情况下，能够稳定地执行电压指令的计算。作为共同的同步载波信号，可以使用与第1群电压指令同步的载波信号或者与第2群电压指令同步的载波信号中的任意一个，但在实施方式1中，设为使用与第1群电压指令同步的载波信号。

在将第1群的同步载波信号作为共同的同步载波信号使用于第2群的绕组群的同步PWM控制的情况下，最好使用根据第1群电压指令和第2群电压指令的相位差的量校正第1群的同步载波信号的相位而得到的信号。例如，在实施方式1中，将使相位移相了第1群和第2群的绕组群的相位差θoffset的2分之1即15°的第1群的同步载波信号用作共同的同步载波信号。这样，通过利用根据第1群的绕组群与第2群的绕组群之间的电角度的相位差决定的相位校正量校正第1同步载波信号，并将校正后的第1同步载波信号作为共同的同步载波信号，从而在基于第1群的同步PWM控制的开关脉冲和基于第2群的同步PWM控制的开关脉冲中包含的基波分量的含有率同等，能够进行更稳定的控制。此外，即使不进行如上述的相位的校正，也能够通过共同的同步载波信号进行同步PWM控制。另外，在第1群的绕组群与第2群的绕组群之间没有电相位差的情况下，不进行如上述的相位的校正，而将第1群的同步载波信号用作共同的同步载波信号即可。

图6是示出实施方式1中的各绕组群的电压指令以及6脉冲的同步PWM控制中的各绕组群的载波信号的关系的定时图。将第1群的绕组群和第2群的绕组群的电相位差设为30°，在第1群U相电压指令vu1*和第2群U相电压指令vu2*相同的条件下，第1群的同步载波信号和第2群的同步载波信号成为如图6所示具有180°的载波相位差的关系。在此，时间T6s是第1群的同步载波信号的波峰和第2群的同步载波信号的波峰的间隔，与9脉冲的情况同样地，成为电压指令的计算时间。

在6脉冲的同步PWM控制的情况下，在与各绕组群的载波信号同步地执行计算时，如果有180度的载波相位差，则第1群的同步载波信号的波峰(波谷)和第2群的同步载波信号的波谷(波峰)的定时一致，在短时间内双重地执行电流信息的取得、电压指令的更新，存在未正确地进行电压指令的计算的可能性。因此，在6脉冲的同步PWM控制中，也使用共同的同步载波信号进行同步PWM控制，防止双重地执行电压指令的更新等。在通过第1群的同步载波信号进行第2群的同步PWM控制的情况下，最好使第1群的同步载波信号的相位移相15°，并将移相后的第1群的同步载波信号用作共同的同步载波信号。这是因为，与在图5中说明的9脉冲的情况同样地，第1群开关脉冲和第2群开关脉冲的基波分量的含有率同等。在没有第1群的绕组群和第2群的绕组群的电相位差的情况下，不进行如上述的相位的校正，而将第1群的同步载波信号用作共同的同步载波信号即可。

图7是示出实施方式1中的各绕组群的电压指令以及3脉冲的同步PWM控制中的各绕组群的载波信号的关系的定时图。在3脉冲的情况下，第1群的同步载波信号和第2群的同步载波信号与9脉冲的情况同样地成为具有90°的载波相位差的关系。另一方面，在3脉冲的同步PWM控制中，相比于9脉冲、6脉冲时，载波信号的周期变长，第1群的同步载波信号的波峰和第2群的同步载波信号的波峰的间隔的电压指令的计算时间T3s充分长，所以即使由于电压指令的更新而T3s的长度变动，也能够得到用于电压指令的计算、坐标变换、群间非干扰化处理的充分的计算时间。因此，在3脉冲的同步PWM控制中，即使按照与第1群电压指令同步的载波信号和与第2群电压指令同步的载波信号的2个定时进行电压指令的计算，计算时间也不会不足，能够稳定地控制多重绕组型电动机83。

图8是示出在实施方式1中的同步PWM控制中在两方的绕组群的载波信号的波峰与波谷之间计算电压指令的情况下的处理的定时的图，示出9脉冲的同步PWM控制的情况。在9脉冲的同步PWM控制中，在第1群开关脉冲的生成中使用的第1载波信号C1和在第2群开关脉冲的生成中使用的第2载波信号C2的载波相位差是90°。在图8中，首先，在第2载波信号C2的波峰的定时更新第2群电压指令，与此同时，取得在第2群的绕组群中流过的电流的相电流值，开始接下来的第2群电压指令的计算(还包括与此相伴的坐标变换的计算等。以下相同)。接下来，在第1载波信号C1的波峰的定时更新第1群电压指令，与此同时，取得在第1群的绕组群中流过的电流的相电流值，开始接下来的第1群电压指令的计算。以后，在第2载波信号C2的波谷、第1载波信号C1的波谷的定时，关于各个绕组群，反复进行电压指令的更新和相电流值的取得(电压指令的计算开始)。

如上所述，在第1群以及第2群这两个绕组群的电压指令的计算中，为了群间非干扰化处理而使用电流值之和以及之差进行PI控制的情况下，一方的绕组群的电压指令的更新对另一方的绕组群的电压指令的计算造成影响，所以需要在第1载波信号C1的波峰以及波谷与第2载波信号C2的波峰以及波谷的定时之间的计算时间T1(在9脉冲的情况下等于T9s)中，结束电压指令的计算、坐标变换等的计算。然而，在如上所述进行电流控制时，电压指令变动，如果电压指令变动，则电压相位也变动，所以与电压相位同步的同步载波信号也根据电流控制的结果而变动。同步载波信号的相位变动使电压指令的计算时间变动，例如，在图8中第2载波信号C2成为如C2*那样的载波信号时，电压指令计算时间T1变动而变短为T1*，存在无法将计算完成至最后的可能性。因此，在估计无法充分地确保计算时间时，需要抑制计算时间的变动。

另外，即使不进行使用第1群和第2群的电流值的群间非干扰化处理的情况下，在有与第1群和第2群的电压指令的计算协作地动作的电路的情况下，也必须在开始一方的绕组群的电压指令的计算以前结束另一方的绕组群的电压指令的计算。例如，在图1的结构中，在对相电流的数据进行模拟/数字(AD)变换时，在使用1个AD变换器以时分复用方式对多个电流值进行AD变换的情况下，如果各绕组群的相电流的取得定时与各自的载波信号同步，则根据第1载波信号C1和第2载波信号C2的相位的关系，存在成为来不及进行AD变换的定时的可能性。另外，不仅是AD变换，在进行三角函数的运算模块、查找表(LUT)用的存储器的共用等的情况下也是同样的。

图9是示出在实施方式1中的同步PWM控制中在1个绕组群的载波信号的波峰与波谷之间计算电压指令的情况下的处理的定时的图，是示出用共同的同步载波信号进行PWM控制时的与载波信号的波峰和波谷的定时同步的动作的图。在图9中，在第1载波信号C1的定时，执行第1群、第2群这两个绕组群的电压指令更新和电流值取得(电压指令计算开始)，所以电压指令的开始和结束与1个载波信号同步。因此，电压指令计算时间TCa的变动被抑制，能够稳定地进行电压指令的计算。即使在第1群和第2群的计算中共用AD变换器、三角函数的查找表(LUT)用的存储器等的情况等下，也能够同样地稳定地进行电压指令的运算。

图10是示出在实施方式1中的同步PWM控制中与图8的例子不同而在两方的绕组群的载波信号的波峰与波峰之间计算电压指令的情况下的处理的定时的图，示出使第1群、第2群这两个绕组群的电压指令的计算与各自的载波信号的波峰同步的情况下的两个绕组群的电流值取得(电压指令计算开始)和电压指令更新的定时。在为了群间非干扰化处理而在第1群、第2群这两个绕组群的电压指令的计算中使用电流值之和以及之差来进行PI控制的情况下，需要在第1载波信号C1的波峰与第2载波信号C2的波峰的定时之间结束电压指令、坐标变换等的运算，但与图9的情况同样地，在进行电流控制时，与电压指令同步的同步载波也变化，所以在第2载波信号C2成为如C2*那样的载波信号的情况下，图10所示的电压指令计算时间T1a变动而电压指令计算时间变短为T1a*，存在无法将电压指令的计算完成至最后的可能性。

图11是示出在实施方式1中的同步PWM控制中在1个绕组群的载波信号的波峰与波峰之间计算电压指令的情况下的处理的定时的图，是示出使第1群电压指令以及第2群电压指令的计算与共同的同步载波信号的波峰同步的情况下的两个绕组群的电流值取得(电压指令计算开始)和电压指令更新的定时的图。此时，与第1载波信号C1的波峰同步地，执行第1群、第2群这两个绕组群的相电压指令的更新和电流值取得(电压指令计算开始)，所以电压指令计算时间TCb的变动被抑制，能够稳定地进行电压指令的计算。

图12是示出实施方式1中的多重绕组型电动机的运转状态和在PWM控制中使用的载波信号的种类的关系的图。此外，在实施方式1中，根据多重绕组型电动机83的转速，判定运转状态。

在转速低且运转状态处于低速区域的情况下，控制模式成为“非同步PWM控制模式”。第1选择器138A以及第2选择器138B选择非同步载波信号，第1群、第2群都进行使用共同的非同步载波信号生成开关脉冲的非同步PWM控制。与共同的非同步载波信号的波峰和波谷的定时同步地计算电压指令，所以计算时间恒定，群间非干扰化处理的运算也包括在内地能够稳定地进行电压指令的计算。

在转速是中等程度、且运转状态处于中速区域的情况下，进行9脉冲的同步PWM控制或者6脉冲的同步PWM控制。另外，控制模式为“第1同步PWM控制模式”。在脉冲数多的情况下，同步载波信号的波峰与波谷或者波峰与波峰之间变短，所以通过第1选择器138A以及第2选择器138B共同地选择第1同步载波信号，进行使用相同的同步载波信号生成开关脉冲的同步PWM控制。其结果，电压指令的计算时间的变动被抑制，能够正确地进行电压指令的计算。

在转速更高且运转状态处于高速区域的情况下，进行3脉冲的同步PWM控制，控制模式为“第2同步PWM控制模式”。第1选择器138A以及第2选择器138B分别选择第1同步载波信号以及第2同步载波信号。在该情况下，第1载波信号C1与第1群电压指令同步，第2载波信号C2与第2群电压指令同步，在第1群、第2群中的开关脉冲的生成中，分别使用独立的同步载波信号。

如以上所述，在转速比预定的速度低而判断为低速区域的情况下，选择非同步PWM控制模式，在转速比预定的速度高而判断为中速或者高速区域的情况下，选择第1同步PWM控制模式或者第2同步PWM控制模式。

此外，在该例子中，用转速切换，但用电压指令的频率、调制率切换也是同样的。

此外，在低速区域以及中速区域的9脉冲同步PWM控制中，进行式(3)～式(5)所示的基于PI控制的电流控制，但还能够在中速区域的6脉冲同步PWM控制、高速区域中不进行电流控制，直接输入电压指令来进行多重绕组型电动机83的驱动以及控制。在该情况下，通过比较直接输入的电压指令和载波信号来生成开关脉冲。另外，在不进行电流控制的情况下，电压指令不急剧变动，同步载波信号的波峰与波谷的间隔不会大幅变动，所以能够稳定地进行坐标变换等的计算。

根据实施方式1，能够确保驱动多重绕组型电动机的电压指令的计算时间，稳定地控制多重绕组型电动机。更具体而言，构成为在用于生成驱动电力变换器的开关元件的开关脉冲的载波信号中，生成与第1群电压指令同步的第1同步载波信号、与第2群电压指令同步的第2同步载波信号、以及非同步载波信号，将与多重绕组型电动机的运转状态对应的种类的载波信号分别选择性地作为第1载波信号以及第2载波信号输出。由此，如果在进行非同步PWM控制的低速区域中，在第1群以及第2群中，使用共同的非同步载波信号生成各群的开关脉冲，在同步PWM控制中进行群间非干扰化，则在存在电压指令的计算时间不足的可能性的中速区域中，在第1群和第2群中，使用共同的同步载波信号生成各群的开关脉冲，从而能够抑制电压指令计算时间的变动，正确地进行电压指令的计算。另外，在各群的同步载波信号的周期长而不存在电压指令的计算时间不足的可能性的高速区域中，在各群中，使用独立的同步载波信号生成各群的开关脉冲。这样，在低速区域、中速区域、高速区域的所有运转状态下，能够在确保电压指令的计算时间的同时，稳定地控制多重绕组型电动机。

实施方式2.

以下，根据图13，说明本发明的实施方式2。实施方式2与实施方式1不同，具有如下结构，即，根据两方的绕组群的电压指令计算并生成在同步PWM控制中使用的共同的同步载波信号。图13是示出实施方式2所涉及的载波生成部的结构的详细框图，对与图3相同或者相当部分，附加同一符号。在以下的说明中，主要说明与图3的相异部分。在载波生成部23中，第1相位校正部235A是使用第1加法器134A的输出θthv1、第1控制相位角运算部133A输出的第1控制相位角THV1以及第2控制相位角运算部133B输出的第2控制相位角THV2计算第1电压相位θv1并输出的相位校正电路。其他与实施方式1相同，所以省略其说明。

接下来，说明动作。在第1相位校正部235A中，根据第1控制相位角THV1和第2控制相位角THV2的差分，求出电压相位校正量Δθ，通过该电压相位校正量Δθ校正第1加法器134A的输出θthv1，计算第1电压相位θv1。具体而言，在计算用于生成在第1群和第2群的同步PWM控制中共同地使用的同步载波信号的电压相位时，除了第1群的绕组群和第2群的绕组群的电相位差以外，还将作为第1群电压指令和第2群电压指令的相位差的电压相位校正量Δθ作为基准，将例如Δθ/2作为相位校正量进行相位校正。

另外，即使在作为第1载波信号C1选择第1同步载波信号，作为第2载波信号C2选择第2同步载波信号，在第1群和第2群中分别独立地进行同步PWM控制时，也能够在第1电压相位θv1的计算时以电压相位校正量Δθ为基准进行校正。在该情况下，也可以以使第1电压相位θv1相对第2电压相位θv2不相差一定值以上的方式，通过最大校正量Δθmax实施限制处理。即，如果电压相位校正量Δθ为最大校正量Δθmax以下，则用电压相位校正量Δθ校正，如果电压相位校正量Δθ大于最大校正量Δθmax，则用最大校正量Δθmax校正。当使用在这样的限制处理下计算出的第1电压相位θv1时，第1载波信号C1和第2载波信号C2的相对的相位关系被抑制为一定值以下，稳定地确保在同步PWM控制中进行电流控制时的运算时间。此外，即使针对第2电压相位θv2的计算进行如上述的以电压相位校正量Δθ为基准的相位校正，也能够得到同样的效果。

其他与实施方式1相同，所以省略其说明。

根据实施方式2，能够得到与实施方式1同样的效果。

另外，通过基于第1控制相位角和第2控制相位角之差的相位校正量，计算第1电压相位或者第2电压相位，所以能够确保第1同步载波信号和第2同步载波信号的相对的相位关系，能够更稳定地控制对多重绕组型电动机供给交流电力的多个电力变换器。

实施方式3.

以下，根据图14至图19，说明本发明的实施方式3。实施方式3具有如下结构，即，在同步PWM控制中，以使第2载波信号也与第1电压相位同步地动作的方式，以第1电压相位为基准生成第2同步载波信号。图14是示出实施方式3中的电力变换器控制装置的结构的框图，对与图1相同或者相当部分，附加同一符号。在以下的说明中，主要说明与图1的相异部分。电力变换器控制装置30相比于实施方式1，载波生成部33不同。载波生成部33从电压指令生成部31被输入第1群电压指令vd1*、vq1*，从位置传感器84被输入磁极位置信号θe，向第1开关脉冲生成部15A输出第1载波信号C1A，向第2开关脉冲生成部15B输出第2载波信号C1B。载波生成部33、第1开关脉冲生成部15A以及第2开关脉冲生成部15B构成PWM控制部38。PWM控制部38相当于实施方式1的PWM控制部18。

图15是示出实施方式3所涉及的载波生成部的结构的详细框图，对与图3相同或者相当部分，附加同一符号。在以下的说明中，主要说明与图3的相异部分。在载波生成部33中，第2相位校正部335B根据第1群电压指令vd1*、vq1*和磁极位置信号θe运算第2电压相位θv2*，输出到第2同步载波生成部336B。第2同步载波生成部336B使用第2电压相位θv2*生成第2同步载波信号。

如果第1群电压指令vd1*、vq1*和第2群电压指令vd2*、vq2*相同，则第1控制相位角THV1和第2控制相位角THV2是相同的角度。因此，假设第1群和第2群的电压指令未大幅不同，使用第1群的绕组群和第2群的绕组群的电角度的相位差θoffset，通过以下的式(13)的计算，求出第2电压相位θv2*。

[式13]

第2同步载波生成部336B使用如式(13)所示计算的第2电压相位θv2*，生成第2同步载波信号，输出给第2选择器138B。在该情况下，第2同步载波信号的相位成为通过根据第1群的绕组群与第2群的绕组群之间的电角度的相位差θoffset决定的相位校正量校正第1控制相位角THV1而得到的相位。

第1选择器138A从自第1同步载波生成部136A接收到的第1同步载波信号以及自非同步载波生成部137接收到的非同步载波信号，选择1个载波信号，作为第1载波信号C1A输出。第1载波信号C1A经由第1输出端子339A被输出到第1开关脉冲生成部15A。第2选择器338B从自第2同步载波生成部336B接收到的第2同步载波信号以及自非同步载波生成部137接收到的非同步载波信号，选择1个载波信号，作为第2载波信号C1B输出。第2载波信号C1B经由第2输出端子339B被输出到第2开关脉冲生成部15B。

图16是示出在实施方式3中的同步PWM控制中在两方的绕组群的载波信号的波峰与波谷之间计算电压指令的情况下的处理的定时的图，是示出在9脉冲的同步PWM控制时由载波生成部33输出的第1群以及第2群的同步载波信号的图。第1载波信号C1A是与第1电压相位θv1同步地生成的。第2载波信号C1B是与第2电压相位θv2*同步地生成的，以第1电压相位θv1为基准，提供一定的相位差θoffset。关于电压指令的计算，与实施方式1同样地，关于第1群电压指令，与第1载波信号C1A的波峰和波谷的定时同步地，进行电压指令的计算开始和电压指令的更新，关于第2群电压指令，与第2载波信号C1B的波峰和波谷的定时同步地，进行电压指令的计算开始和电压指令的更新。第2载波信号C1B根据式(13)实际上与第1电压相位θv1同步，所以电压指令计算时间T2为第1群的同步载波信号的1个周期的4分之1，变得大致恒定，能够确保稳定的计算时间。

此外，在图16中，示出9脉冲的同步PWM控制的情况，但3脉冲的同步PWM控制的情况下的载波信号也是同样的。

图17是示出在实施方式3中的同步PWM控制中在两方的绕组群的载波信号的波峰与波谷之间计算电压指令的情况下的处理的定时的图，是示出在6脉冲的同步PWM控制时由载波生成部33输出的第1群以及第2群的同步载波信号的图。第1载波信号C1A是与第1电压相位θv1同步地生成的。第2载波信号C1B是与第2电压相位θv2*同步地生成的，以第1电压相位θv1为基准，提供一定的相位差θoffset。关于电压指令的计算，与实施方式1同样地，关于第1群电压指令，与第1载波信号C1A的波峰和波谷的定时同步地，进行电压指令的计算开始和电压指令的更新，关于第2群电压指令，与第2载波信号C1B的波峰和波谷的定时同步地，进行电压指令的计算开始和电压指令的更新。但是，在图17的例子中，第1载波信号C1A和第2载波信号C1B的载波相位差是180°，第1载波信号C1A的波峰(波谷)和第2载波信号C1B的波谷(波峰)是同时，所以在第1群以及第2群中同时进行电压指令的计算开始、电压指令的更新。另外，第2载波信号C1B与第1电压相位θv1同步，所以电压指令计算时间T3为第1群的同步载波信号的1个周期的2分之1，变得大致恒定。

图18是示出实施方式3中的、多重绕组型电动机的运转状态和在PWM控制中使用的载波信号的种类的关系的图。此外，关于多重绕组型电动机83的运转状态的判定，与实施方式1相同。

在转速低且运转状态处于低速区域的情况下，与实施方式1同样地，控制模式为“非同步PWM控制模式”，第1群、第2群都进行使用共同的非同步载波生成开关脉冲的非同步PWM控制。此时，电压指令的计算时间恒定，连群间非干扰化处理的运算也包括在内地能够稳定地进行电压指令的计算。

在转速是中等程度且运转状态处于中速区域的情况下，与实施方式1同样地，进行9脉冲的同步PWM控制或者6脉冲的同步PWM控制，控制模式为“第1同步PWM控制模式”。在这方面，在实施方式3中使用第1群和第2群各自的载波信号(第1载波信号C1A以及第2载波信号C1B)这点与实施方式1不同，但第1载波信号C1A以及第2载波信号C1B都与第1电压相位同步。另外，第1载波信号C1A以及第2载波信号C1B被提供一定的相位差θoffset而与第1电压相位同步，所以连群间非干扰化处理的运算也包括在内地确保计算时间，能够进行稳定的电流控制。此外，还能够进行将电压指令从外部直接作为指令值输入的控制。

在转速更高且运转状态处于高速区域的情况下，进行3脉冲的同步PWM控制，控制模式为“第2同步PWM控制模式”。在3脉冲的PWM控制中，使用第1群、第2群各自的载波信号这点与实施方式1相同，但与实施方式1的不同点在于，2个载波信号并不独立，在对第2群的载波信号提供一定的相位差θoffset之后，2个载波信号共同地与第1群电压指令同步。

图19是示出实施方式3的其他例子中的电力变换器控制装置的结构的框图，是使用微型机的运算部实现实施方式3中的电力变换器控制装置时的框图。在图19中，对与图1、图14相同或者相当部分，附加同一符号。在以下的说明中，主要说明与图1、图14的相异部分。在电力变换器控制装置301中，与电力变换器控制装置30的不同点在于，将图1、图14的电压指令生成部11、第1二相三相变换部12A、第2二相三相变换部12B、第1三相二相变换部14A、第2三相二相变换部14B一并地置换为由微型机构成的运算部39。以下，以该部分为中心进行说明。

运算部39根据从上位控制装置(未图示)输入的第1群电流指令id1*、iq1*(未图示)、第2群电流指令id2*、iq2*(未图示)、检测到的第1群三相电流值iu1、iv1、iw1、第2群三相电流值iu2、iv2、iw2、以及磁极位置信号θe，进行与实施方式1同样的计算，输出第1群三相电压指令vu1*、vv1*、vw1*、第2群三相电压指令vu2*、vv2*、vw2*、以及用正交二相坐标系示出的第1群电压指令vd1*、vq1*。第1群电压指令vd1*、vq1*被输入到载波生成部33，生成为了在第1开关脉冲生成部15A以及第2开关脉冲生成部15B中的开关脉冲生成而分别使用的第1载波信号C1A以及第2载波信号C1B。第1开关脉冲生成部15A以及第2开关脉冲生成部15B与第1实施方式同样地，通过三角波比较，生成第1群开关脉冲UP1、UN1、VP1、VN1、WP1、WN1、以及第2群开关脉冲UP2、UN2、VP2、VN2、WP2、WN2，输出到第1电力变换器81A以及第2电力变换器81B。载波生成部33与实施方式3的情况同样地，输出针对第1开关脉冲生成部15A的第1载波信号C1A以及针对第2开关脉冲生成部15B的第2载波信号C1B。

其他与实施方式1相同，所以省略其说明。

此外，也可以将如电力变换器控制装置301那样使用运算部39的结构应用于实施方式1、实施方式2。

根据实施方式3，能够得到与实施方式1同样的效果。

另外，在载波生成部中，构成为第2同步载波信号与第1群电压指令同步，所以无需对载波生成部输入第2群电压指令，载波生成部的结构简单。

另外，在将电压指令部等置换为由微型机构成的运算部的情况下，能够合并几个功能部，所以能够更廉价地构成电力变换器控制装置。

实施方式4.

以下，根据图20至图22，说明本发明的实施方式4。在实施方式4中，与实施方式3的不同点在于，在生成用于同步PWM控制的同步载波信号时，使用第1群和第2群这两方的电压相位来生成第2同步载波信号。图20是示出实施方式4中的电力变换器控制装置的结构的框图，对与图19相同或者相当部分，附加同一符号。在以下的说明中，主要说明与图19的相异部分。在电力变换器控制装置40中，运算部49以及载波生成部43与实施方式3不同。

运算部49根据从上位控制装置(未图示)输入的第1群电流指令id1*、iq1*、第2群电流指令id2*、iq2*、检测到的第1群三相电流值iu1、iv1、iw1、第2群三相电流值iu2、iv2、iw2、以及磁极位置信号θe，进行与实施方式3同样的计算，输出第1群三相电压指令vu1*、vv1*、vw1*、第2群三相电压指令vu2*、vv2*、vw2*、用正交二相坐标系示出的第1群电压指令vd1*、vq1*以及第2群电压指令vd2*、vq2*。第1群电压指令vd1*、vq1*以及第2群电压指令vd2*、vq2*被输入到载波生成部43，在载波生成部43中，根据运算部49输出的第1群电压指令vd1*、vq1*、第2群电压指令vd2*、vq2*、以及磁极位置信号θe，输出针对第1开关脉冲生成部15A的第1载波信号C1M以及针对第2开关脉冲生成部15B的第2载波信号C1N。第1开关脉冲生成部15A以及第2开关脉冲生成部15B与实施方式3同样地，通过三角波处理生成开关脉冲。载波生成部43、第1开关脉冲生成部15A以及第2开关脉冲生成部15B构成PWM控制部48。PWM控制部48相当于实施方式1的PWM控制部18。

图21是示出实施方式4所涉及的载波生成部的结构的详细框图，对与图3所示的载波生成部相同或者相当部分，附加同一符号。在以下的说明中，主要说明与图3的相异部分。与实施方式3的情况不同的点是，根据用正交二相坐标系示出的第1群电压指令vd1*、vq1*以及第2群电压指令vd2*、vq2和磁极位置信号θe，生成第2同步载波信号。在载波生成部43中，第2相位校正部435B被输入第1加法器434A的输出θthv1、第1控制相位角THV1、以及第2控制相位角THV2，根据输入的第1加法器434A的输出θthv1、第1控制相位角THV1、以及第2控制相位角THV2，计算第2电压相位θv2**。在第1群电压指令vd1*、vq1*和第2群电压指令vd2*、vq2*不同的情况下，第1控制相位角THV1和第2控制相位角THV2不同。因此，在实施方式4中，根据第1控制相位角THV1和第2控制相位角THV2的差，计算电压相位校正量Δθ*。然后，在以第1加法器434A的输出θthv1为基准计算第2电压相位θv2**时，基于电压相位校正量Δθ*进行校正。在该情况下，第2同步载波信号同步的第2电压相位θv2**成为基于根据第1控制相位角THV1和第2控制相位角THV2的相位差决定的电压相位校正量Δθ*校正第1加法器434A的输出θthv1而得到的电压相位。

此外，在第2电压相位θv2**的计算中，也可以以使第1电压相位θv1和第2电压相位θv2**在电角度的相位中不会相差一定值以上的方式，实施与实施方式2同样的限制处理。在该情况下，如果相位校正量Δθ*是最大校正量Δθmax*以下，则校正与相位校正量Δθ*相应的量，如果电压相位校正量Δθ*大于最大校正量Δθmax*，则用最大校正量Δθmax校正。

第1选择器438A从自第1同步载波生成部136A接收到的第1同步载波信号以及自非同步载波生成部137接收到的非同步载波信号选择1个载波信号，作为第1载波信号C1M输出。第1载波信号C1M经由第1输出端子439A被输出到第1开关脉冲生成部15A。第2选择器438B从自第2同步载波生成部436B接收到的第2同步载波信号以及自非同步载波生成部137接收到的非同步载波信号选择1个载波信号，作为第2载波信号C1N输出。第2载波信号C1N经由第2输出端子439B被输出到第2开关脉冲生成部15B。

图22是示出在实施方式4中的同步PWM控制中在两方的绕组群的载波信号的波峰与波谷之间计算电压指令的情况下的处理的定时的图，是示出在9脉冲的同步PWM控制时由载波生成部43输出的第1群以及第2群的同步载波信号的图。第1载波信号C1M是与第1电压相位θv1同步地生成的。第2载波信号C1N是与第2电压相位θv2**同步地生成的，以第1电压相位θv1为基准提供一定的相位差。关于电压指令的计算，与实施方式1同样地，关于第1群电压指令，与第1载波信号C1M的波峰和波谷的定时同步地进行电压指令的计算开始和电压指令的更新，关于第2群电压指令，与第2载波信号C1N的波峰和波谷的定时同步地进行电压指令的计算开始和电压指令的更新。在此，关于电压相位校正量Δθ*，通过最大校正量Δθmax实施了限制处理，所以在电压指令计算时间T1M不会不足的范围中，进行第2电压相位θv2**的计算中的校正。

此外，在图22中，示出9脉冲的同步PWM控制的情况，但3脉冲的同步PWM控制的情况下的载波信号也是同样的。

其他与实施方式1相同，所以省略其说明。

根据实施方式4，能够得到与实施方式1同样的效果。

另外，在第2电压相位的计算中，基于根据第1控制相位角以及第2控制相位角的差计算出的电压相位校正量进行校正，所以能够实现能够更稳定地控制多重绕组型电动机的电力变换器控制装置。

实施方式5.

以下，根据图23以及图24，说明本发明的实施方式5。实施方式5与实施方式1～4不同，在低速区域中进行非同步PWM控制的情况下，在第1群的绕组群的PWM控制和第2群的绕组群的PWM控制中，使用不同的非同步载波信号。图23是示出实施方式5所涉及的载波生成部的结构的详细框图，对与图3相同或者相当部分，附加同一符号。在以下的说明中，主要说明与图3的相异部分。载波生成部53具备非同步载波生成部537，该非同步载波生成部537生成第1非同步载波信号和第2非同步载波信号，输出给第1选择器138A和第2选择器138B。

第1选择器138A从第1同步载波信号和第1非同步载波信号选择1个载波信号，作为第1载波信号C1输出。第1载波信号C1经由第1输出端子139A被输出到第1开关脉冲生成部15A。第2选择器138B从第1同步载波信号、第2同步载波信号、以及第2非同步载波信号选择1个载波信号，作为第2载波信号C2输出。第2载波信号C2经由第2输出端子139B被输出到第2开关脉冲生成部15B。

图24是示出实施方式5中的各绕组群的电压指令以及非同步载波信号的关系的定时图。在图24中，作为一个例子，第1选择器138A以及第2选择器138B分别选择第1非同步载波信号以及第2非同步载波信号，在第1群的PWM控制中应用第1非同步载波信号，在第2群的PWM控制中应用第2非同步载波信号。关于第1非同步载波信号以及第2非同步载波信号，频率相等且仅载波相位不同，在图24的例子中，使其载波相位差成为90°。此外，对2个非同步载波信号提供的载波相位差不限定于90°，也可以是180°等。

其他与实施方式1相同，所以省略其说明。

根据实施方式5，能够得到与实施方式1同样的效果。

另外，在非同步PWM控制中，针对各个绕组群使用频率相等且相位不同的非同步载波信号，所以能够抑制在各个绕组群中流过的电流中发生的高次谐波，更稳定地控制多重绕组型电动机。

此外，在上述各实施方式中，以驱动使用2个绕组群双重化的双重三相交流电动机为例子进行了说明，但本发明以多群多相电动机为对象，相数、群数没有特别限定。另外，成为对象的多重绕组型电动机既可以是永磁型同步电动机也可以是感应电动机，可以是任意的电动机。

另外，关于PWM控制中的载波信号的选择方法，考虑了若干种，但组合不限定于1种。例如，还能够将非同步PWM控制的载波信号设为1个或者利用有相位差的2个载波信号来进行，使同步PWM控制的载波信号与第2群的绕组群等特定的绕组群同步来进行控制。另外，载波信号的校正方法等也有用近似式计算的情况、通过表格参照求出的方法等若干方法，不限定于一种。另外，作为载波信号，不限于三角波，也可以使用锯齿波的载波信号。

另外，本发明能够在该发明的范围内自由地组合各实施方式。另外，还能够对各实施方式适当地进行变形、省略。

Claims (9)

1.一种电力变换器控制装置，对电力变换器进行PWM控制，该电力变换器对由多个绕组群构成的多重绕组型电动机的所述多个绕组群分别供给电力，其特征在于，

所述电力变换器控制装置具有PWM控制部，该PWM控制部切换非同步PWM控制模式和同步PWM控制模式来进行所述PWM控制，所述非同步PWM控制模式使用不与用于驱动所述多重绕组型电动机的3相电压指令同步的所述PWM控制的载波，所述同步PWM控制模式使用与用于驱动所述多重绕组型电动机的3相电压指令同步的所述PWM控制的载波，

所述同步PWM控制模式包括第1同步PWM控制模式和第2同步PWM控制模式的至少一方，所述第1同步PWM控制模式对针对所述多重绕组型电动机的各个绕组群的电压指令使用与特定的绕组群的电压指令同步的载波进行所述PWM控制，所述第2同步PWM控制模式对针对所述多重绕组型电动机的各个绕组群的电压指令使用与各自的电压指令同步的各自的载波进行所述PWM控制，

所述PWM控制部根据所述多重绕组型电动机的运转状态选择性地切换所述第1同步PWM控制模式以及所述第2同步PWM控制模式中的一方或者两方和所述非同步PWM控制模式来进行控制。

2.根据权利要求1所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

在所述第1同步PWM控制模式中，对与针对所述多重绕组型电动机的特定的绕组群的电压指令同步的载波，根据所述多个绕组群的电压指令之间的相位差，进行相位的校正。

3.根据权利要求1所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

在所述第1同步PWM控制模式中，对与针对所述多重绕组型电动机的特定的绕组群的电压指令同步的载波，根据所述多重绕组型电动机中的绕组群之间的电相位差，进行相位的校正。

4.根据权利要求1所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

在所述第2同步PWM控制模式中，对与针对所述多重绕组型电动机的各个绕组群的电压指令同步的各个载波，根据所述多个绕组群的电压指令之间的相位差，进行相位的校正。

5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

所述PWM控制部在针对所述多重绕组型电动机的所述多个绕组群的电压指令的频率比预定的频率低的区域中，选择所述非同步PWM控制模式，在针对所述多个绕组群的电压指令的频率比预定的频率高的区域中，选择所述第1同步PWM控制模式或者所述第2同步PWM控制模式。

6.根据权利要求1至4中的任意一项所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

所述PWM控制部在所述多重绕组型电动机的转速比预定的速度低的区域中，选择所述非同步PWM控制模式，在转速比预定的速度高的区域中，选择所述第1同步PWM控制模式或者所述第2同步PWM控制模式。

7.根据权利要求1至4中的任意一项所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

所述PWM控制部在针对所述多重绕组型电动机的所述多个绕组群的电压指令的调制率比预定的值低的区域中，选择所述非同步PWM控制模式，在针对所述多个绕组群的电压指令的调制率比预定的值高的区域中，选择所述第1同步PWM控制模式或者所述第2同步PWM控制模式。

8.根据权利要求1至7中的任意一项所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

所述PWM控制部具有：

载波生成部，输出用于所述PWM控制的所述载波；以及

开关脉冲生成部，使用所述载波，生成驱动所述电力变换器的开关元件的开关脉冲，

所述载波生成部根据基于所述多重绕组型电动机的运转状态的各控制模式，输出所述载波。

9.根据权利要求1至8中的任意一项所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

在所述非同步PWM控制模式下，在针对所述多重绕组型电动机的各个绕组群的电压指令中的所述PWM控制中，使用具有一定的相位差的多个所述载波，进行各个所述PWM控制。

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