JP2017093208A - モータ駆動装置の製造方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高い信頼性が求められるハイブリッド自動車や電気自動車のモータを、インバータを用いて高耐電圧且つ低スイッチング損失で高周波数でのスイッチングを実現する高変換効率のモータ駆動装置を提供する。【解決手段】インバータを構成する各アームのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ３２，Ｑ４２，Ｑ５２，Ｑ６２がワイドバンドギャップ半導体素子のチップであり、アームがインバータに必要な電流容量に耐えるためにチップを並列化したと想定した場合の並列化数に対応した数だけインバータ１４，３４が設けられ、このインバータの数に対応して前記モータの３相巻線が多重化されている。【選択図】図１

Description

本発明は、モータ駆動装置に関し、特にハイブリッド自動車や電気自動車のモータを駆動するモータ駆動装置に関する。

近年においては、環境に配慮した自動車としてハイブリッド自動車や電気自動車の開発が盛んに行われている。ハイブリッド自動車は、エンジンに加え、インバータによって駆動されるモータを動力源とする自動車である。すなわち、ハイブリッド自動車は、エンジンを駆動することにより得られる動力源と、例えば、ＮｉＨ電池やＬｉ−ｉｏｎ電池などの高電圧バッテリからの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって得られる動力源とを適宜切り替えて使用するものである。電気自動車は、インバータによって駆動されるモータを動力源とする自動車である。

このような、インバータとモータとの組み合わせとしては、一般に、（１）昇圧チョッパ＋３相インバータ＋３相モータの構成、又は（２）３相インバータ＋３相モータの構成が挙げられる。これらは共に、インバータのスイッチング素子には、モータの凡そ４００Ｖの誘起電圧以上の耐圧が必要であり、自動車の動力源であるため１００Ａ級の定格電流が必要である。そのため、一般的には、Ｓｉ−ＩＧＢＴ（シリコン（Ｓｉ）半導体素子を用いたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ））と、逆導通用ダイオードとの並列回路を用いている。

一方、ハイブリッド自動車や電気自動車では燃費及び電費向上のために、インバータの低損失化・高効率化が望まれており、昨今は、ＳｉＣ（炭化珪素）半導体素子の使用が注目されている。ＳｉＣから成るインバータのスイッチング素子は、Ｓｉ半導体素子ではユニポーラ動作が困難な高電圧領域でも使用可能であり、スイッチング時に発生するスイッチング損失を大きく低減でき、以て電力損失を大きく低減できると期待されている。このようなＳｉＣ半導体素子としては、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）がよく知られている。

しかしながら、ＳｉＣ半導体素子の製造技術は開発途上にあり、デバイス内の欠陥密度が大きいため、現在５ｍｍ角程度よりも大きい面積を持つデバイスを高い歩留まりで作成することは難しい状況にある。他方、Ｓｉ−ＩＧＢＴは１０ｍｍ角以上で作成することが可能である。
従って、ＳｉＣ半導体素子は電流容量が小さく、１つのチップでは必要な電流を流せないので、Ｓｉ−ＩＧＢＴに比して小さい寸法のチップを多並列化して使用する必要がある。

一方、スイッチング素子の損失にはスイッチングする際のスイッチング損失と、スイッチング後に導通状態となったスイッチング素子に継続的に電流が流れる際の導通損失がある。多並列化すると、各チップのチップ自体の個体ばらつきによる電気特性の違いや、チップのドライバ回路素子の個体ばらつきや、パワーモジュールの配線レイアウトの違いによるドライブタイミングのずれによって、チップ間に電流の偏りが生じる。

ここで、図１にパワーモジュールを単一チップで構成する場合のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴチップＱＨによる上アームと、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴチップＱＬによる下アームとで構成されるレグ（ｌｅｇ）の回路図を示す。これに対応するパワーモジュールのチップ及び配線レイアウトの例を図２に示す。この図２において、下アームの構成例について説明する。

図２（ａ）の平面図に示すように、絶縁性を有する基板ＢＰの上に接合された金属膜ＭＬに接合剤ＣＲを介してＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴチップＱＬを接合する。この場合、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴチップＱＬの接合剤ＣＲ側を裏面と呼び、接合剤ＣＦ側を表面と呼ぶ。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴチップＱＬの表面はソース電位、裏面はドレイン電位になっている。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴチップＱＬは接合剤ＣＦを介して配線ＷＡＣに接続されている。基板ＢＰの端面にはゲート端子ＷＧＬ及びソース端子ＷＳＬが設けられており、外部回路からの駆動信号が入力される。

図２（ｂ）の正面図及び同図（ｃ）の側面図に示すように、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴチップＱＬの表面にはゲートパッド及びソースパッドが設けられており、ゲート端子ＷＧＬ及びソース端子ＷＳＬとＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴチップＱＬのパッド間はワイヤーボンディングで接続される。
なお、上アームは下アームと同一の構成であるため説明を省略する。

図３に各アームを４枚のチップの並列接続で構成した場合の回路図を示す。この図３に対応するパワーモジュールのチップ及び配線レイアウトの例を図４に示す。図４は、基本構成は図２と同じであるが、では各アームにチップを４個並列接続するため、ゲート配線（ＷＧＨ，ＷＧＬ）及びソース配線（ＷＳＨ，ＷＳＬ）がチップＱＨ１〜ＱＨ４及びＱＬ１〜ＱＬ４に延びている。ゲート端子ＷＧＬ（ＷＧＨ）→ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのゲートパッド→ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのソースパッド→ソース端子ＷＳＬ（ＷＳＨ）で構成される一巡回路の長さは、ソース端子ＷＳＬと各チップで異なる。そのため、各チップのゲート−ソース間電位が閾値Ｖｇｓ（ｔｈ）に達するタイミングにズレが生じ、Ｖｇｓ（ｔｈ）に早く達したチップに多くの電流が流れることになる。このような電流の偏りは、チップを並列化する場合には避けられないものであり、また、並列化数が増加すればするほど、顕著になる。

そのため、電流が多く流れるチップの電力損失に合わせて放熱器の設計を行う必要があり、１チップで構成した際の放熱器に比べ、多並列チップ構成した際の放熱器の方が、電流の偏りを考慮する分だけ、放熱器の能力を増加させる必要がある。

これを抑制するためには、スイッチング素子のゲート端子にバランス抵抗を設ける等する必要がある。これによりスイッチング損失は均等化するが、スイッチング速度の低下を招くことになるので、個々のスイッチング損失の値が増加し、ＳｉＣ半導体素子化しても損失低減効果が十分に得られない。

一方、ハイブリッド自動車や電気自動車では電力変換手段が異常なときにも安全に走行できることや、静粛性が要求される。これを満足するため、モータをｎ重（ｎは２以上の自然数）の３相巻線とし、それぞれがＳｉ−ＩＧＢＴ半導体素子を用いた多数のインバータで駆動する分散インバータ方式がある（例えば、特許文献１参照）。

特許第２８８４９４２号公報

このような分散インバータ方式では、各インバータのＰＷＭ搬送波に位相差を与えることで、コンデンサリプル電流やモータ巻線電流の脈動を低減できる。高次の電流脈動を低減でき、モータやコンデンサのうなり音を低減できると期待される。

しかしながら、この分散インバータ方式では、やはり高耐電圧のスイッチング素子を必要とする。Ｓｉ−ＩＧＢＴを用いる場合には、スイッチングオフ時にテール電流が流れるためスイッチング損失が大きく、バイポーラ素子なので電流が小さいときでも順方向電圧降下が一定電圧存在するため、ユニポーラ素子を使う場合に比べて電力損失が大きいという課題がある。そのため、スイッチング損失を抑えるためスイッチング周波数を十分高くすることができない。

本来は、ＰＷＭ制御はパルス数が出力周波数の一周期当たり１５パルス以上程度であることが望ましい。特に高トルクを発生させる時には、インバータ導通損も増加し発熱量が増大するため、この領域での過熱防止や発熱低減が必要となる。

しかしながら、動作領域の全てで高いキャリア周波数で駆動ができるようにインバータを設計することは、インバータの大型化を招きコストも高いものになってしまう。そのため、一般には高速域では方形波駆動を用いる。

しかしながら、方形波駆動の場合、出力周波数の５次と７次高調波成分を多く含んでいるため、出力周波数の６倍のトルク脈動が生じる。トルク脈動分は平均トルクに寄与しないので、高調波成分はモータの銅損を増加させる。また、トルク脈動によって騒音が発生する。電流が脈動するのでコンデンサのうなりも発生する。

このような理由から、Ｓｉ−ＩＧＢＴ半導体素子では分散インバータ方式の効果が十分に発揮できないという課題があった。
また、実際には、例えば一般には鉛バッテリであり、電圧は１２Ｖと低い補機用バッテリを充放電するモータジェネレータに用途が限られていた。

本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、その目的は、高い信頼性が求められるハイブリッド自動車や電気自動車のモータを、高耐電圧且つ低スイッチング損失で高周波数でのスイッチングを実現可能にする高変換効率のモータ駆動装置を提供することである。

上記の目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、インバータを用いてモータを駆動制御するモータ駆動装置において、前記インバータを構成する各アームのスイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体素子のチップであり、前記アームが前記インバータに必要な電流容量に耐えるために前記チップを並列化したと想定した場合の並列化数に対応した数だけ前記インバータが設けられ、このインバータの数に対応して前記モータの３相巻線が多重化されているものである。

本発明に係るモータ駆動装置によれば、インバータを構成する各アームがインバータに必要な電流容量に耐えるためにチップを並列化したと想定した場合の並列化数に対応した数だけインバータが設けられ、このインバータの数に対応して前記モータの３相巻線が多重化されているので、高電圧領域でも使用可能なワイドバンドギャップ半導体素子の並列数を抑制し電流ばらつきを抑制することで高速なスイッチングが可能となる。これにより、ワイドバンドギャップ半導体素子の低損失な特性を十分に発揮でき、モータ駆動装置の変換効率が向上する。また、モータ駆動装置の変換効率向上により、モータ駆動装置を高周波で駆動可能となるためモータ巻線の電流リプルを低減でき、トルクリプルの低減を実現でき、インバータの損失低減、モータの損失低減、及び騒音の低減が実現できるという効果が奏される。

従来から用いられている単一チップにおいて２つのアームで構成されたパワーモジュールの回路図である。 図１のパワーモジュールにおけるチップ及び配線レイアウトの一例を示した図で、図２（ａ）は平面図、同（ｂ）は正面図、同（ｃ）は側面図を示すものである。 各アームを４枚のチップの並列接続で構成した場合のパワーモジュールの回路図である。 図３のパワーモジュールにおけるチップ及び配線レイアウトの一例を示した図である。 本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の電気系統を示す回路図である。 図５に示すモータ駆動装置に用いられる制御装置のブロック図である。 図６に示す制御装置に用いられるトルク分配演算部の演算過程を示すフローチャートである。 図７における処理Ａを具体的に示すフローチャートである。 図７における処理Ｂを具体的に示すフローチャートである。 本発明に係るモータ駆動装置におけるインバータの温度の時間変化を示したグラフである。 図７に示すトルク分配演算部をブロック図で示したものである。 本発明に係るモータ駆動装置において同期ＰＷＭと非同期ＰＷＭを温度に基づいて切り替える過程を示したフローチャートである。

以下に添付図面を参照して、本発明の実施の形態によるモータ駆動装置を説明する。なお、本発明は、以下に示す実施の形態により限定されるものではない。

実施の形態１．
図５に示す本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置１は、２重３相巻線モータＭ１を駆動するものであり、高電圧バッテリ１０と、コンデンサ１２と、インバータ１４と、インバータ３４と、電流センサＳＶ１４、ＳＷ１４、ＳＶ３４、ＳＷ３４と、スイッチング部ＳＲＶ１４、ＳＲＷ１４、ＳＲＶ３４、ＳＲＷ３４と、モータＭ１と、レゾルバ２４と、制御装置２０とを備える。インバータ１４，３４を構成するレグにおける各アームのスイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体素子のチップであり、各アームがインバータに必要な電流容量に耐えるためにチップを並列化したと想定した場合の並列化数＝２に対応して２重化されたインバータ１４及び３４によってモータＭ１が駆動される。

高電圧バッテリ１０としては、例えば、ニッケル水素バッテリ、リチウムイオンバッテリ、又は鉛蓄電池などの二次電池を用いることができる。また、大容量キャパシタや燃料電池を、二次電池と共にまたは二次電池に代えて使用しても良い。

スイッチング部ＳＲＶ１４、ＳＲＷ１４、ＳＲＶ３４、ＳＲＷ３４としては、例えば、コンタクタ、又は半導体スイッチング素子を用いることができる。半導体スイッチング素子はＩＧＢＴ、もしくはソース電極同士を接続した２つのＭＯＳＦＥＴの直列回路を使用しても良い。

インバータ１４は、高電圧バッテリ１０から電源電位Ｖｐｎを受けて交流モータＭ１を駆動する。好ましくは、インバータ１４は、モータＭ１の制動時に回生動作を行ない（モータＭ１を発電機として使用し）、交流モータＭ１において発電された電力を高電圧バッテリ１０に戻す。

インバータ１４は、Ｕ相レグ１５と、Ｖ相レグ１６と、Ｗ相レグ１７とを含む。Ｕ相レグ１５、Ｖ相レグ１６、及びＷ相レグ１７は、高電圧バッテリ１０の出力ライン間に並列に接続される。またコンデンサ１２もこれらのレグに並列に高電圧バッテリ１０の出力ライン間に接続される。

Ｕ相レグ１５は、直列接続されたＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子Ｑ１、Ｑ２と、これらのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子Ｑ１、Ｑ２にそれぞれ並列に接続された逆導通用ダイオードＤ１、Ｄ２とを含む。
Ｖ相レグ１６は、直列接続されたＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子Ｑ３、Ｑ４と、これらのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子Ｑ３、Ｑ４にそれぞれ並列に接続された逆導通用ダイオードＤ３、Ｄ４とを含む。
Ｗ相レグ１７は、直列接続されたＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子Ｑ５、Ｑ６と、これらのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子Ｑ５、Ｑ６にそれぞれ並列に接続された逆導通用ダイオードＤ５、Ｄ６とを含む。
好ましくは、ダイオードＤ１〜Ｄ６は、ＳｉＣ半導体素子を用いたダイオードとする。ＳｉＣ半導体素子の耐電圧は６００Ｖ以上である。

Ｕ相レグ１５、Ｖ相レグ１６、及びＷ相レグ１７は、それぞれＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子Ｑ１−Ｑ２、Ｑ３−Ｑ４、Ｑ５−Ｑ６間の接続点からの駆動線３本によってモータＭ１と接続される。ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ５は対応する駆動線から高電圧バッテリ１０の正極に向かう向きを順方向として接続されている。またダイオードＤ２、Ｄ４、Ｄ６は高電圧バッテリ１０の負極から対応する駆動線に向かう向きを順方向として接続されている。さらに、インバータ１４のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子及びダイオードの温度を検出する温度センサ９１が配置されている。

このモータ駆動装置１は、さらに、Ｖ相レグ１６をモータＭ１に接続する駆動線に流れる電流を検出する電流センサＳＶ１と、Ｗ相レグ１７をモータＭ１に接続する駆動線に流れる電流を検出する電流センサＳＷ１とを含む。モータＭ１のステータコイル（図示せず）はＹ結線されており、Ｖ相コイルとＷ相コイルとＵ相コイルは中性点に接続されている。従って、Ｖ相、Ｗ相の電流が与えられれば、制御装置２０はＵ相の電流を演算で求めることができる。

電流センサＳＶ１４及びＳＷ１４によって検出された電流値は、レゾルバ２４によって検出されたモータＭ１の回転数とともに制御装置２０に伝達される。制御装置２０は、これらに基づきモータＭ１の回転数を制御する。

他方のインバータ３４は、Ｕ相レグ３５と、Ｖ相レグ３６と、Ｗ相レグ３７とを含む。Ｕ相レグ３５、Ｖ相レグ３６、及びＷ相レグ３７は、高電圧バッテリ１０の出力ライン間に並列に接続される。

Ｕ相レグ３５は、直列接続されたＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子Ｑ１２、Ｑ２２と、これらのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子Ｑ１２、Ｑ２２にそれぞれ並列に接続された逆導通用ダイオードＤ１２、Ｄ２２とを含む。
Ｖ相レグ３６は、直列接続されたＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子Ｑ３２、Ｑ４２と、これらのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子Ｑ３２、Ｑ４２にそれぞれ並列に接続された逆導通用ダイオードＤ３２、Ｄ４２とを含む。
Ｗ相レグ３７は、直列接続されたＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子Ｑ５２、Ｑ６２と、これらのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子Ｑ５２、Ｑ６２にそれぞれ並列に接続された逆導通用ダイオードＤ５２、Ｄ６２とを含む。
好ましくは、ダイオードＤ１２、Ｄ２２、Ｄ３２、Ｄ４２、Ｄ５２、Ｄ６２は、ＳｉＣ半導体素子を用いたダイオードとする。

Ｕ相レグ３５、Ｖ相レグ３６、及びＷ相レグ３７は、それぞれＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子Ｑ１２−Ｑ２２、Ｑ３２−Ｑ４２、Ｑ５２−Ｑ６２間の接続点からの駆動線３本によってモータＭ１と接続される。ダイオードＤ１２、Ｄ３２、Ｄ５２は対応する駆動線から高電圧バッテリ１０の正極に向かう向きを順方向として接続されている。またダイオードＤ２２、Ｄ４２、Ｄ６２は、高電圧バッテリ１０の負極から対応する駆動線に向かう向きを順方向として接続されている。さらに、インバータ３４におけるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子及びダイオードの温度を検出する温度センサ９２が配置される。

このモータ駆動装置１は、さらに、Ｖ相レグ３６をモータＭ１に接続する駆動線に流れる電流を検出する電流センサＳＶ３４と、Ｗ相レグ３７をモータＭ１に接続する駆動線に流れる電流を検出する電流センサＳＷ３４とを含む。モータＭ１のステータコイルはＹ結線されており、Ｖ相コイルとＷ相コイルとＵ相コイルは中性点に接続されている。従って、Ｖ相、Ｗ相の電流が与えられれば、制御装置２０はＵ相の電流を演算で求めることができる。

電流センサＳＶ３４及びＳＷ３４によって検出された電流値は、レゾルバ２４によって検出されたモータＭ１の回転数とともに制御装置２０に伝達される。
制御装置２０には、上述した温度センサ９１，９２からの温度信号並びにレゾルバ２４からのモータ回転数信号に加えて、上位ＥＣＵ１１からのトルク指令及びインバータ１４，３４からの異常検出信号が入力される。これらの入力信号に基づき、制御装置２０は、インバータ１４，３４へのゲート駆動信号を与える。

以下に、図６を参照して制御装置２０を概略的に説明する。
まず、制御装置２０の構成を説明する。制御装置２０は、同期／非同期・位相差演算部１００と、回転速度演算部１０２と、トルク分配演算部１０４と、インバータ１４の制御部１２０及びインバータ３４の制御部１２１とを含む。さらに、インバータ１４の制御部１２０は、電流指令演算部１０６と、電圧指令演算部１０８と、インバータ駆動信号発生部１１４とを含む。
インバータ１４の制御部１２０とインバータ３４の制御部１２１の構成は同じであるため、以下では、インバータ１４の制御部１２０の説明のみ行う。

上位ＥＣＵ１１は、アクセルペダルポジションセンサから与えられる運転者からの加速要求、クルーズコントロールで指定された車速を維持するための加減速要求、及び車速センサ等で検出される車速等に基づいて決定されるトルク指令を制御装置２０に出力する。

制御装置２０の電流指令演算部１０６は、トルク分配演算部１０４の出力及び電流センサＳＶ１４，ＳＷ１４及びＳＶ３４，ＳＷ３４の出力に基づいてインバータ１４，３４に流すべき電流指令値を演算する。電圧指令演算部１０８は、電流指令演算部１０６の電流指令値を受けて同期ＰＷＭ・非同期ＰＷＭの電圧指令値を出力する。同期ＰＷＭ制御は、少ないスイッチングパルス数でも駆動可能であるという特徴を有する。非同期ＰＷＭ制御を用いる場合には、任意のキャリア周波数でも駆動可能であるという特徴を有する。これらの同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭについては既知の技術であるので改めて説明は行わない。

トルク分配演算部１０４は、図７に示すように、インバータ１４、３４へのトルクの分配値を演算する。図７中の処理Ａを図８に、処理Ｂを図９にそれぞれ示す。
図７において、トルク分配演算部１０４は上位ＥＣＵから入力されたトルク指令と、温度センサ９１、９２の温度検出信号と、インバータ１４，３４からの異常検出信号とを入力している。先ず、インバータ１４，３４の異常の有無をステップＳ１で判定する。異常がある場合はステップＳ２にて異常のあるインバータを特定する。どちらのインバータも異常がある場合はステップＳ３にて両方のインバータ１４、３４を停止させ、片方のインバータのみ異常がある場合は異常のあるインバータのみを停止させる（ステップＳ４）。

ステップＳ３においては、インバータ１４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６、インバータ３４のスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ３２，Ｑ４２、Ｑ５２、Ｑ６２のスイッチングを停止させるとともに、スイッチング部ＳＲＶ１４、ＳＲＷ１４、ＳＲＶ３４、ＳＲＷ３４をオープン状態にする。ステップＳ４においては、異常のあるインバータのスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６、またはＱ１２とＱ２２とＱ３２とＱ４２とＱ５２とＱ６２）のスイッチングを停止させるとともに、スイッチング部ＳＲＶ１４とＳＲＷ１４、又はＳＲＶ３４とＳＲＷ３４をオープン状態にする。

ステップＳ４にて片方のインバータのみ停止させる場合、図８に示す処理Ａにてインバータの温度に基づいてトルクを制御する。片方のインバータの場合でも最大限のトルクを出力できる。その後、ステップＳ５にて上位ＥＣＵ１１に異常検知を出力し、トルク分配を終了する。
ステップＳ１にて異常がないことが分かった場合は、図９に示す処理Ｂに進む。

図８に示す処理Ａでは、ステップＳ７において、トルク指令と演算時点での目標トルク（前回の目標トルク）との差ΔＴＲを演算する。その後、ステップＳ８にてトルク指令との差ΔＴＲの極性を判定し、ΔＴＲ＞０の場合はステップＳ９にてインバータ温度に応じた下記のトルク分配処理を行う。
（１）正常なインバータの温度＜閾値１であれば正常なインバータのトルクを予め設定された変化分ΔＴＲ／ｙだけ増やす。なお、“ｙ”は増加させる幅を示すものであり、後述する、ΔＴＲ／ｘやΔＴＲ／ｗと変化分が必ずしも同じではないことを示すためのものである。
（２）正常なインバータの温度≧閾値１であれば、正常なインバータのトルクを変更しない。
一方、ステップＳ８にてトルク指令との差ΔＴＲの極性を判定した結果、ΔＴＲ＞０でなければ、ステップＳ１０において、正常なインバータのトルクを予め設定された変化分の絶対値｜ΔＴＲ／ｗ｜だけ減らす。

図７のステップＳ１において、インバータ１４，３４のいずれも正常である場合の処理Ｂにおいては、図９に示すように、まず、ステップＳ１１において、指令トルクからインバータ１４の目標トルクとインバータ３４の目標トルク（いずれも前回の目標トルク）を減じたΔＴＲ（トルク指令−インバータ１４のトルク−インバータ３４のトルク）を計算する。そして、このステップＳ１２においても、上記のステップＳ８と同様にΔＴＲの極性を判定する。

その結果、ΔＴＲ＞０のときは、ステップＳ１３において、下記のトルク分配処理を行う。
（１）インバータ１４の温度＜閾値１且つインバータ３４の温度＜閾値１の場合は、インバータ１４、３４の目標トルクを共に予め設定された変化分ΔＴＲ／ｘだけ増やす。
（２）インバータ１４の温度＜閾値１且つインバータ３４の温度≧閾値１の場合は、インバータ１４の目標トルクを予め設定された変化分ΔＴＲ／ｙだけ増やす。
（３）インバータ１４の温度≧閾値１且つインバータ３４の温度＜閾値１の場合は、インバータ３４の目標トルクを予め設定された変化分ΔＴＲ／ｙだけ増やす。
（４）インバータ１４の温度≧閾値１且つインバータ３４の温度≧閾値１の場合は、インバータ１４，３４の目標トルクを共に変更しない。

ステップＳ１３の処理により、両方のインバータ１４，３４の温度が閾値に達している場合には、温度に余裕があるインバータにトルクを受け持たせることができ、いずれか一方のインバータの温度が高い場合でもトルク抑制が掛かることを避けることができる。また、トルクの変化分をΔＴＲ／ｘ、ΔＴＲ／ｙにすることで、温度が急峻に変化してオーバーシュートすることを防ぐことができる。

また、ΔＴＲ＜０の場合は、ステップＳ１４にて下記のトルク分配処理を行う。
（１）インバータ１４の温度＜閾値２且つインバータ３４の温度＜閾値２の場合は、インバータ１４，３４の目標トルクを共に予め設定された変化分の絶対値｜ΔＴＲ／ｚ｜だけ減らす。
（２）インバータ１４の温度＜閾値２且つインバータ３４の温度≧閾値２の場合は、インバータ１４の目標トルクを予め設定された変化分の絶対値｜ΔＴＲ／ｗ｜だけ減らす。
（３）インバータ１４の温度≧閾値２且つインバータ３４の温度＜閾値２の場合は、インバータ１４の目標トルクを予め設定された変化分の絶対値｜ΔＴＲ／ｗ｜だけ減らす。
（４）インバータ１４の温度≧閾値２且つインバータ３４の温度≧閾値２の場合は、インバータ１４，３４の目標トルクを共に予め設定された変化分の絶対値｜ΔＴＲ／ｚ｜だけ減らす。

ステップＳ１３及びＳ１４の処理を実行した際のインバータ温度の時間変化の概念図を図１０に示す。この図１０では、時点ｔ１にてΔＴＲ＞０となりトルクを増加させる必要が生じる。時点ｔ１では両方のインバータ温度が閾値１以下なので両方のインバータのトルクを増加させる。トルク増加に伴いインバータ１４，３４の温度が上昇し、時点ｔ２にてインバータ１４の温度が閾値１に達したとしている。この場合、ΔＴＲ＞０であるが、インバータ１４のトルクは増加させず、インバータ３４のトルクを増加させる処理が時点ｔ３まで行われる。

時点ｔ４にてΔＴＲ＜０となった場合、両方のインバータ１４，３４の温度が閾値２に達しているので両方のインバータ１４，３４のトルクを減少させる。時点ｔ５にてインバータ１４の温度が閾値２に達する。
一方、インバータ３４の温度は閾値２以上なので、時点ｔ６までの間はインバータ３４のトルクのみを減じる処理が行われる。時点ｔ６以降は両方のインバータ１４，３４のトルクを減じる。

ステップＳ１３及びＳ１４の処理により、インバータ温度が閾値１で制限されるまで両方のインバータ１４，３４の温度の乖離を抑制できる。すなわち、制御装置２０は、インバータ１４，３４の温度が実質的に等しくなるようにトルク分配を行っている。

半導体の劣化は温度依存性があり、温度が高くなると加速度的に劣化が進むことはアレニウスの法則として、よく知られている。閾値１及び閾値２を、劣化が激しくなる高温域に設定することで高温域での温度の偏りを抑制できるので、各インバータの寿命を同程度にできる。

トルク分配演算部１０４のステップＳ１３及びＳ１４の処理は、図１１に示すブロック図で置き換えても良い。
すなわち、図１１では、ステップＳ２０でトルク指令の５０％を各インバータの目標トルクの初期値として計算しておく。また、ステップＳ２１にて各インバータの温度差を計算し、ステップＳ２２で重み係数Ｋを掛けて補正トルクに変換する。この補正トルクをステップＳ２３及びステップＳ２４で目標トルクの初期値とそれぞれ加算及び減算し、各インバータの目標トルクを求める。
なお、各ステップは、演算部としてもよい。

この構成によれば、インバータの温度は常にほぼ等しくなるため、両インバータの寿命もほぼ同程度になることが期待でき、パワーモジュールの劣化によってインバータの故障が発生する場合の寿命を最長に出来る。

図６に示した同期／非同期・位相差演算部１００は、温度センサ９１，９２からの温度検出信号と、回転速度演算部１０２からの回転速度とを入力している。この同期／非同期・位相差演算部１００は、温度センサ９１、９２の温度検出信号と回転速度に基づいて同期ＰＷＭ制御または非同期ＰＷＭ制御の切り替えを演算する。

同期ＰＷＭまたは非同期ＰＷＭのいずれを行うかは、図１２に示すように、温度センサ９１，９２で検出したインバータ内部温度に基づいて決定する。すなわち、インバータ１４の内部温度＜閾値且つインバータ３４の内部温度＜閾値且つ回転速度＜閾値のときには、非同期ＰＷＭを選択し、その他のときには、同期ＰＷＭを選択する。

図６に示したインバータ駆動信号発生部１１４は、インバータ１４、３４のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子を駆動する信号を発生する。このインバータ駆動信号発生部１１４は、同期／非同期・位相差演算部１００から出力される同期／非同期切替信号と位相差信号、電圧指令演算部１０８が発生した電圧指令に基づく正弦波とを入力する同期・非同期切替信号に基づいて同期ＰＷＭ又は非同期ＰＷＭを行うかを切り替え、キャリア周波数の三角波と電圧指令演算部１０８が発生した正弦波との比較を行ない、同期ＰＷＭ又は非同期ＰＷＭされた波形を出力する。制御部１２０からはインバータ駆動信号がインバータ１４に与えられ、制御部１２１からは、インバータ駆動信号がインバータ３４に与えられる。

また、インバータ駆動信号発生部１１４は、インバータ１４，３４からの異常検出信号が共にイネーブル状態にあれば、異常状態にあるインバータのスイッチング動作を停止させる信号を出力する。インバータ１４，３４の双方が異常状態にあれば、両方ともスイッチング動作を停止させる。これとともに、上位ＥＣＵ１１に異常検知信号を送る。

同期ＰＷＭ制御は、モータ回転速度に比例する車速に対して自由にキャリア周波数ｆｃを決めることはできない。しかしながら、電流の制御性は非同期ＰＷＭ制御よりも同期ＰＷＭ制御の方が良好でパルス数を少なくすることができる。

低トルク・高速回転領域では基本波周波数が高くなるが、以上説明した実施の形態１の車両では、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを使用しキャリア周波数を高くすることで、良好な制御性と静粛性を得ることができる。
このようにして、本実施の形態１の車両では、モータ駆動装置の電力変換効率の高効率化、及び高回転域での制御性維持及び騒音抑制が可能となる。

また、インバータの一部に異常がある場合も、異常がないインバータのみで走行を継続できる。異常がある場合の走行継続機能が必要ない場合は、スイッチング部ＳＲＶ１４、ＳＲＷ１４、ＳＲＶ３４、ＳＲＷ３４は不要であり、Ｓ２、Ｓ４の判定も不要となる。すなわちＳ１で異常ありとなった場合は、Ｓ３で双方のインバータを停止し、Ｓ５でエラー検出信号を出力する。このようにして、高回転域での制御性維持及び騒音抑制のみの効果が得ることも可能である。

また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ素子は、多並列接続して用いるものに比べ、チップ間の電流のばらつきを考慮する必要がなく、放熱器の能力を低くできるため放熱器の小型化が可能である。また、コンデンサの電流リプルも低減するためコンデンサの小型化が可能である。

一般に、これら放熱器とコンデンサの体積がモータ駆動装置の体積の大半を占めるため、分散インバータ方式にしても、モータ駆動装置の大型化を避けつつ電力変換効率の高効率化、及び高回転域での制御性維持、騒音抑制が可能となる。

上記の説明では、ＳｉＣ半導体素子について説明したが、本発明は、このＳｉＣ半導体素子を含むワイドバンドギャップ半導体材料において適用可能である。このワイドバンドギャップ半導体材料の製造技術は、ＳｉＣ半導体素子と同様、開発途上にあり、寸法の大きいチップを高い歩留りで生産することは難しい。従って、インバータは、チップ内の欠陥密度を小さくするために寸法の小さいチップを多並列化して構成される。

また、図５に示す実施の形態では、並列化数が２になっているが、これに限定されるものではないことは言うまでもない。

また、上記の実施の形態１において、ＳｉＣ半導体素子から成る電力用スイッチング素子を示したが、電力用スイッチング素子は、例えば、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドから成るものでもよい。

１ モータ駆動装置、１０ バッテリ、１１ 上位ＥＣＵ、１２ コンデンサ、１４，３４ インバータ、１５〜１７，３５〜３７ レグ、２０ 制御装置、２４ レゾルバ、９１，９２ 温度センサ、Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ３２，Ｑ４２，Ｑ５２，Ｑ６２ ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、Ｄ１〜Ｄ６，Ｄ１２，Ｄ２２，Ｄ３２，Ｄ４２，Ｄ５２，Ｄ６２ ダイオード、ＳＶ１４，ＳＷ１４，ＳＶ３４，ＳＷ３４ 電流センサ、ＳＲＶ１４，ＳＲＷ１４，ＳＲＶ３４，ＳＲＷ３４ スイッチング部、１００ 同期／非同期・位相差演算部、１０２ 回転速度演算部、１０４ トルク分配演算部、１０６ 電流指令演算部、１０８ 電圧指令演算部、１１４ インバータ駆動信号発生部。

本発明は、モータ駆動装置の製造方法に関し、特にハイブリッド自動車や電気自動車のモータを駆動するモータ駆動装置の製造方法に関する。

図３に各アームを４枚のチップの並列接続で構成した場合の回路図を示す。この図３に対応するパワーモジュールのチップ及び配線レイアウトの例を図４に示す。図４は、基本構成は図２と同じであるが、各アームにチップを４個並列接続するため、ゲート配線（ＷＧＨ，ＷＧＬ）及びソース配線（ＷＳＨ，ＷＳＬ）がチップＱＨ１〜ＱＨ４及びＱＬ１〜ＱＬ４に延びている。ゲート端子ＷＧＬ（ＷＧＨ）→ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのゲートパッド→ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのソースパッド→ソース端子ＷＳＬ（ＷＳＨ）で構成される一巡回路の長さは、ソース端子ＷＳＬと各チップで異なる。そのため、各チップのゲート−ソース間電位が閾値Ｖｇｓ（ｔｈ）に達するタイミングにズレが生じ、Ｖｇｓ（ｔｈ）に早く達したチップに多くの電流が流れることになる。このような電流の偏りは、チップを並列化する場合には避けられないものであり、また、並列化数が増加すればするほど、顕著になる。

本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、その目的は、高い信頼性が求められるハイブリッド自動車や電気自動車のモータを、高耐電圧且つ低スイッチング損失で高周波数でのスイッチングを実現可能にする高変換効率のモータ駆動装置の製造方法を提供することである。

上記の目的を達成するため、本発明では、各アームのスイッチング素子がワイドギャップ半導体素子のチップであるインバータを用いてモータを駆動制御するモータ駆動装置の製造方法において、前記アームが前記インバータに必要な電流容量に耐えるために前記チップを並列化したと想定した場合の並列化数に対応した数だけ前記インバータを設け、前記インバータの数に対応して前記モータの３相巻線を多重化するモータ駆動装置の製造方法が提供される。

本発明に係るモータ駆動装置の製造方法によれば、ワイドバンドギャップ半導体素子の低損失な特性を十分に発揮でき、モータ駆動装置の変換効率が向上する。また、モータ駆動装置の変換効率向上により、モータ駆動装置を高周波で駆動可能となるためモータ巻線の電流リプルを低減でき、トルクリプルの低減を実現でき、インバータの損失低減、モータの損失低減、及び騒音の低減が実現できるという効果が奏される。

従来から用いられている単一チップにおいて２つのアームで構成されたパワーモジュールの回路図である。 図１のパワーモジュールにおけるチップ及び配線レイアウトの一例を示した図で、図２（ａ）は平面図、同（ｂ）は正面図、同（ｃ）は側面図を示すものである。 各アームを４枚のチップの並列接続で構成した場合のパワーモジュールの回路図である。 図３のパワーモジュールにおけるチップ及び配線レイアウトの一例を示した図である。 本発明の実施の形態１に用いるモータ駆動装置の電気系統を示す回路図である。 図５に示すモータ駆動装置に用いられる制御装置のブロック図である。 図６に示す制御装置に用いられるトルク分配演算部の演算過程を示すフローチャートである。 図７における処理Ａを具体的に示すフローチャートである。 図７における処理Ｂを具体的に示すフローチャートである。 本発明に係るモータ駆動装置の製造方法におけるインバータの温度の時間変化を示したグラフである。 図７に示すトルク分配演算部をブロック図で示したものである。 本発明に係るモータ駆動装置の製造方法において同期ＰＷＭと非同期ＰＷＭを温度に基づいて切り替える過程を示したフローチャートである。

以下に添付図面を参照して、本発明の実施の形態によるモータ駆動装置の製造方法を説明する。なお、本発明は、以下に示す実施の形態により限定されるものではない。

実施の形態１．
図５に示す本発明の実施の形態１に用いるモータ駆動装置１は、２重３相巻線モータＭ１を駆動するものであり、高電圧バッテリ１０と、コンデンサ１２と、インバータ１４と、インバータ３４と、電流センサＳＶ１４、ＳＷ１４、ＳＶ３４、ＳＷ３４と、スイッチング部ＳＲＶ１４、ＳＲＷ１４、ＳＲＶ３４、ＳＲＷ３４と、モータＭ１と、レゾルバ２４と、制御装置２０とを備える。インバータ１４，３４を構成するレグにおける各アームのスイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体素子のチップであり、各アームがインバータに必要な電流容量に耐えるためにチップを並列化したと想定した場合の並列化数＝２に対応して２重化されたインバータ１４及び３４によってモータＭ１が駆動される。

Claims (11)

1. インバータを用いてモータを駆動制御するモータ駆動装置において、
   前記インバータを構成する各アームのスイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体素子のチップであり、
   前記アームが前記インバータに必要な電流容量に耐えるために前記チップを並列化したと想定した場合の並列化数に対応した数だけ前記インバータが設けられ、このインバータの数に対応して前記モータの３相巻線が多重化されている
   モータ駆動装置。
2. 前記スイッチング素子は、単一のチップで構成されている
   請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記ワイドバンドギャップ半導体素子は、炭化ケイ素を用いた半導体素子である
   請求項１に記載のモータ駆動装置。
4. 前記炭化ケイ素を用いた半導体素子は、ユニポーラ素子である
   請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記ユニポーラ素子は、ＭＯＳＦＥＴである
   請求項４に記載のモータ駆動装置。
6. 前記スイッチング素子の耐電圧が６００Ｖ以上である
   請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
7. 前記インバータの温度を検出する温度センサをさらに有し、
   上位のＥＣＵからの指令トルクを入力とし、前記インバータの温度に応じて前記指令トルクを各インバータのトルクに分配する制御装置をさらに有する
   請求項１に記載のモータ駆動装置。
8. 前記インバータは、前記並列化数に対応して、第１のインバータと第２のインバータを有しており、
   前記制御装置は、前記第１及び第２のインバータの温度が実質的に等しくなるようにトルク分配を行う
   請求項７に記載のモータ駆動装置。
9. 前記制御装置は、指令トルクから前記第１のインバータの目標トルク及び前記第２のインバータの目標トルクを減じた値が正の場合、次の４通りの処理を行う請求項８に記載のモータ駆動装置。
   （１）前記第１及び第２のインバータの温度が共に第１の閾値を下回っているとき、前記第１及び第２のインバータの目標トルクを共に予め設定された変化分だけ増やし、
   （２）前記第１のインバータの温度が前記第１の閾値を下回っており、且つ前記第２のインバータの温度が前記第１の閾値以上のときは、前記第１のインバータの目標トルクを予め設定された変化分だけ増やす。
   （３）前記第１のインバータの温度が前記第１の閾値以上であり、且つ前記第２のインバータの温度が前記第１の閾値を下回っているときは、前記第２のインバータ２の目標トルクを予め設定された変化分だけ増やす。
   （４）前記第１及び第２のインバータの温度が共に前記第１の閾値以上であるとき、前記第１及び第２のインバータの目標トルクを共に変更しない。
10. 前記制御装置は、指令トルクから前記第１のインバータの目標トルク及び前記第２のインバータの目標トルクを減じた値が負の場合、次の４通りの処理を行う請求項８に記載のモータ駆動装置。
    （１）前記第１及び第２のインバータの温度が共に第２の閾値を下回っているとき、前記第１及び第２のインバータの目標トルクを共に予め設定された変化分の絶対値だけ減らす。
    （２）前記第１のインバータの温度が前記第２の閾値を下回っており且つ前記第２のインバータの温度が前記第２の閾値以上のときは、前記第１のインバータの目標トルクを予め設定された変化分の絶対値だけ減らす。
    （３）前記第１のインバータの温度が前記第２の閾値以上であり、且つ前記第２のインバータの温度が前記第２の閾値を下回っているときは、前記第１のインバータの目標トルクを予め設定された変化分の絶対値だけ減らす。
    （４）前記第１及び第２のインバータの温度が共に前記第２の閾値以上であるとき、前記第１及び第２のインバータの目標トルクを共に予め設定された変化分の絶対値だけ減らす。
11. 前記制御装置は、前記第１のインバータの温度から前記第２のインバータの温度を減じた値に変換係数を乗じて補正トルクを求め、前記第１のインバータの目標トルクを指令トルクの５０％の値から前記補正トルクを減じた値とし、前記第２のインバータの目標トルクを指令トルクの５０％の値に前記補正トルクを加えた値とする
    請求項８に記載のモータ駆動装置。

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