JPWO2019123634A1 - 回転電機の制御装置及び制御方法 - Google Patents

Abstract

二重巻線型回転電機を制御する第１及び第２のインバータのＰＷＭ制御は、非同期ＰＷＭ及び同期ＰＷＭの間のモード切換を伴って実行される。第１のインバータのＰＷＭ制御に用いられる第１群の三角波（ＣＷａ）は、非同期ＰＷＭ用三角波及び同期用三角波のキャリア位相が一致する第１のタイミング（ｔ１）で、非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへ切換えられる。第２のインバータのＰＷＭ制御に用いられる第２群の三角波（ＣＷｂ）は、第１のタイミング（ｔ１）よりも後で、非同期ＰＷＭ用三角波及び同期用三角波のキャリア位相が一致する第２のタイミング（ｔ２）で、非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへ切換えられる。

Description

本発明は回転電機の制御装置及び制御方法に関し、より特定的には、第１群の巻線及び第２群の巻線を有する二重巻線型回転電機の制御に関する。

回転電機の巻線を多重化した回転電機において、多重化された巻線群毎にインバータを別個に設ける制御構成が、例えば、特開２０１７−９３２０８号公報（特許文献１）に記載されている。

特許文献１には、二重巻線型の三相電動機に対して、２個のインバータを設けるとともに、２個のインバータの各々がＵ相レグ、Ｖ相レグ、及び、Ｗ相レグを有する構成が例示されている。さらに、特許文献１では、インバータのスイッチング制御に一般的に用いられるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御について、ＰＷＭ搬送波（以下、単に「キャリア波」とも称する）の周波数を回転電機の回転周波数の整数倍に同期させる、いわゆる「同期ＰＷＭ制御」と、キャリア波の周波数を固定する「非同期ＰＷＭ」とを選択的に用いる制御が記載されている。具体的には、非同期ＰＷＭ及び同期ＰＷＭは、電動機の回転速度、並びに、インバータを構成する半導体スイッチング素子及びダイオードの温度に応じて選択される。

特開２０１７−９３２０８号公報

二次巻線型回転電機において、第１群の巻線及び第２群の巻線が機械的な角度差を有するように巻回された構成では、第１群の巻線及び第２群の巻線への印加電圧を制御する第１及び第２のインバータのそれぞれでＰＷＭ制御が実行される。同期ＰＷＭでは、各巻線群での電気角の位相にキャリア波の位相が同期するので、第１及び第２のインバータのそれぞれでのキャリア波間にも位相差が存在することになる。

このため、第１及び第２のインバータのＰＷＭ制御で、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭを同時に切換えると、キャリア波の位相が不連続となることにより制御が不安定になることが懸念される。しかしながら、特許文献１は、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭを切換える際のキャリア波の位相については特に問題視していない。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、機械的な角度差を有するように巻回された第１群の巻線及び第２群の巻線を有する二重巻線型回転電機のインバータ制御において、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭを円滑に切換えることである。

この発明のある局面によれば、機械的な角度差を有して巻回された第１群の巻線及び第２群の巻線を有する二重巻線型回転電機の制御装置は、電圧指令演算部と、搬送波供給部と、ＰＷＭ制御部とを備える。搬送波供給部は、搬送波制御部を含む。電圧指令演算部は、第１群の巻線への印加電圧を制御する第１のインバータに対する第１の電圧指令群と、第２群の巻線への印加電圧を制御する第２のインバータに対する第２の電圧指令群とを生成する。搬送波供給部は、第１のインバータでの第１のパルス幅変調制御に用いられる第１の搬送波と、第２のインバータでの第２のパルス幅変調制御に用いられる第２の搬送波とを生成する。ＰＷＭ制御部は、第１の電圧指令群と第１の搬送波との比較に基づく第１のパルス幅変調制御によって第１のインバータを制御するための第１のＰＷＭ信号群を生成するとともに、第２の電圧指令群と第２の搬送波との比較に基づく第２のパルス幅変調制御によって第２のインバータを制御するための第２のＰＷＭ信号群を生成する。搬送波制御部は、第１及び第２の搬送波の周波数が印加電圧の周波数の整数倍となるように変化する第１のモードと、第１及び第２の搬送波の周波数が一定である第２のモードとの一方の選択に従って、第１及び第２のパルス幅変調制御で用いられる第１及び第２の搬送波を切換える。第１及び第２のモード間でのモード切換が指示されると、搬送波制御部は、第１及び第２の搬送波のうちの一方の搬送波について、第１のモードに従う搬送波位相と第２のモードに従う搬送波位相とが一致した第１のタイミングでモード切換を実行する。さらに、搬送波制御部は、第１のタイミングよりも後において、第１及び第２の搬送波のうちの他方の搬送波について、第１のモードに従う搬送波位相と第２のモードに従う搬送波位相とが一致した第２のタイミングでモード切換を実行する。

この発明の他のある局面によれば、機械的な角度差を有して巻回された第１群の巻線及び第２群の巻線を有する二重巻線型回転電機の制御方法は、（３）第１群の巻線への印加電圧を制御する第１のインバータに対する第１の電圧指令群と、第２群の巻線への印加電圧を制御する第２のインバータに対する第２の電圧指令群とを生成するステップと、（２）第１のインバータでの第１のパルス幅変調制御に用いられる第１の搬送波、及び、第２のインバータでの第２のパルス幅変調制御に用いられる第２の搬送波を供給するステップと、（３）第１の電圧指令群と第１の搬送波との比較に基づく第１のパルス幅変調制御によって第１のインバータを制御するための第１のＰＷＭ信号群を生成するとともに、第２の電圧指令群と第２の搬送波との比較に基づく第２のパルス幅変調制御によって第２のインバータを制御するための第２のＰＷＭ信号群を生成するステップとを備える。第１及び第２の搬送波を供給するステップは、第１及び第２の搬送波の周波数が印加電圧の周波数の整数倍となるように変化する第１のモードと、第１及び第２の搬送波の周波数が一定である第２のモードとの一方の選択に従って、第１及び第２のパルス幅変調制御に用いられる第１及び第２の搬送波を切換えるステップを含む。第１及び第２の搬送波を切換えるステップは、第１及び第２のモード間でのモード切換が指示されると、第１及び第２の搬送波のうちの一方の搬送波について、第１のモードに従う搬送波位相と第２のモードに従う搬送波位相とが一致した第１のタイミングでモード切換を実行するステップと、第１のタイミングよりも後において、第１及び第２の搬送波のうちの他方の搬送波について、第１のモードに従う搬送波位相と第２のモードに従う搬送波位相とが一致した第２のタイミングでモード切換を実行するステップとを有する。

本発明によれば、機械的な角度差を有するように巻回された第１群の巻線及び第２群の巻線を有する二重巻線型回転電機を制御する第１及び第２のインバータでのＰＷＭ制御に用いられる第１及び第２の搬送波の両方についてモード切換時における搬送波位相の連続性を確保できるので、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭの間のモード切換を円滑に実行することができる。

本実施の形態に従う回転電機の制御装置によって制御されるモータシステムの概略構成を示すブロック図である。 図１に示された制御装置の構成例を説明するためのブロック図である。 電圧指令演算のための具体的な制御構成例を説明する機能ブロック図である。 同期ＰＷＭに用いられる三角波の概念的な波形図である。 非同期ＰＷＭに用いられる三角波の概念的な波形図である。 非同期ＰＷＭ及び同期ＰＷＭの間のモード切換におけるＰＷＭ制御の比較例を説明する概念的な波形図である。 本実施の形態に従う回転電機の制御装置による非同期ＰＷＭ及び同期ＰＷＭの間のモード切換を説明する概念的な波形図である。 本実施の形態に従う回転電機の制御装置による補間用三角波を適用したモード切換を説明する概念的な波形図である。 図８に示されたモード切換の適用時におけるＰＷＭ制御の一例を説明する概念的な波形図である。 本実施の形態に従う回転電機の制御方法を説明するフローチャートである。 図１０での三角波電圧の設定処理をさらに詳細に説明するフローチャートである。 モード切換のためのフラグ設定処理の一例を説明するフローチャートである。 モード切換のためのフラグ設定処理の変形例を説明するフローチャートである。

以下、本開示の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分に同一符号を付して、その説明は原則的に繰り返さないものとする。

実施の形態１．
図１は、本実施の形態に従う回転電機の制御装置によって制御されるモータシステムの概略構成を示すブロック図である。

図１を参照として、モータシステムは、制御対象となる２重巻線型回転電機１０（以下、単に回転電機１０とも称する）と、インバータ１５ａ及び１５ｂと、制御装置１００とを備える、さらに、回転電機１０には、回転角度センサ１１及び電流センサ２２ａ及び２２ｂが配置される。

２重巻線型の回転電機は、第１群の巻線２０ａ及び第２群の巻線２０ｂを有している。第１群の巻線２０ａは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相巻線とされ、第２群の巻線２０ｂは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相巻線とされている。第１群及び第２群の巻線２０ａ，２０ｂは、固定子に巻回される。例えば、回転電機１０には、回転子に永久磁石が設けられた、永久磁石同期交流回転電機を適用することができる。本実施の形態では、１つの固定子（図示せず）に２つの群の巻線２０ａ，２０ｂが設けられており、固定子の径方向内側に配置された１つの回転子（図示せず）に、単数又は複数の極対数の永久磁石が設けられているものとする。

第１群の巻線２０ａ及び第２群の巻線２０ｂは、機械的な一定の位相差（角度差）を持って固定子に巻回されている。すなわち、第１群のＵ相巻線と第２群のＵ相巻線との間、第１群のＶ相巻線と第２群のＶ相巻線との間、及び第１群のＷ相巻線と第２群Ｗ相の巻線との間には、一定の位相差が設けられている。

インバータ１５ａは、直流電源（図示せず）から供給された直流電力を交流電力に変換して第１群の巻線２０ａに供給する。インバータ１５ｂは、同様の直流電力を交流電力に変換して第２群の巻線２０ｂに供給する。以下では、インバータ１５ａを第１群インバータ１５ａとも称し、インバータ１５ｂを第２群インバータ１５ｂとも称する。

第１群インバータ１５ａ及び第２群インバータ１５ｂの各々は、複数のスイッチング素子を有している。各インバータ１５ａ，１５ｂは、直流電源の正極端子に接続される正極側のスイッチング素子、及び、直流電源の負極端子に接続される負極側のスイッチング素子が直列接続された１相分の直列回路を、３相の巻線に対応して３セット設けた構成とすることができる。当該各直列回路における２つのスイッチング素子の接続点が、対応する相の巻線に接続される。スイッチング素子には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等を用いることができる。

各スイッチング素子のゲート端子は、図示しないゲート駆動回路を介して、制御装置１００に接続される。第１群インバータ１５ａを構成する３相分のスイッチング素子のオンオフは、第１群のＰＷＭ信号Ｓｕａ，Ｓｖａ，Ｓｗａによって制御される。具体的には、Ｕ相巻線と接続される正極側及び負極側のスイッチング素子は、ＰＷＭ信号Ｓｕａによってオンオフが制御され、Ｖ相巻線と接続される正極側及び負極側のスイッチング素子は、ＰＷＭ信号Ｓｖａによってオンオフが制御され、Ｗ相巻線と接続される正極側及び負極側のスイッチング素子は、ＰＷＭ信号Ｓｗａによってオンオフが制御される。第２群インバータ１５ｂについても同様に、３相分のスイッチング素子のオンオフが、第２群のＰＷＭ信号Ｓｕｂ，Ｓｖｂ，Ｓｗｂによって制御される。

電流センサ２２ａは、第１群の巻線２０ａに流れる電流を検出するために配置され、電流センサ２２ｂは、第２群の巻線２０ｂに流れる電流を検出するために配置される。例えば、電流センサ２２ａは、第１群インバータ１５ａを構成するスイッチング素子の直列回路（図示せず）と、第１群の巻線２０ａを構成する各相の巻線と接続する電力線上に配置することができる。同様に、電流センサ２２ｂは、第２群インバータ１５ｂを構成するスイッチング素子の直列回路（図示せず）と、第２群の巻線２０ｂを構成する各相の巻線と接続する電力線上に配置することができる。以下では、電流センサ２２ａを第１群電流センサ２２ａとも称し、電流センサ２２ｂを第２群電流センサ２２ｂとも称する。

回転角度センサ１１は、回転電機１０の回転子（図示せず）の回転角度（磁極位置）を検出する。例えば、回転角度センサ１１は、レゾルバによって構成することができる。

制御装置１００は、モータ制御のための機能ブロックとして示される、磁極位置検出部１３０、電圧指令演算部１４０、三角波供給部１５０、及び、ＰＷＭ制御部１３３を含む。以降の説明で明らかになるように、制御装置１００は、第１群インバータ１５ａ及び第２群インバータ１５ｂを介して、回転電機１０を制御する。具体的には、回転電機１０の回転角度及び電流の検出値を用いたフィードバック制御により、回転電機１０が動作指令（出力トルク）に基づく電流指令値に従って動作するように第１群及び第２群のインバータ１５ａ，１５ｂが出力する交流電圧を制御するための、第１群ＰＷＭ信号Ｓｕａ，Ｓｖａ，Ｓｗａ及び第２群ＰＷＭ信号Ｓｕｂ，Ｓｖｂ，Ｓｗｂが生成される。

図２は、制御装置１００の構成例を説明するためのブロック図である。
図２を参照して、制御装置１００は、図２に示すように、ハードウェアとして、入力回路１１２、演算装置１１５、記憶装置１１６、及び、出力回路１２０を有する。演算装置１１５は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等によって構成することができる。

記憶装置１１６は、演算装置１１５とデータをやり取りする。記憶装置１１６は、例えば、演算装置１１５からデータの読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）１１６ａ、及び、演算装置１１５からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）１１６ｂを有する。

入力回路１１２は、制御装置１００の外部のセンサやスイッチからの信号を、演算装置１１５へ入力するためのＡ／Ｄ変換機能を有する。図１の構成例では、入力回路１１２に対して、図１に示された回転角度センサ１１及び電流センサ２２ａ，２２ｂの出力値、並びに、インバータ１５ａ，１５ｂに対して、図示しない直流電源から供給された直流電圧を検出するための電圧センサ２４の出力値が入力される。演算装置１１５は、入力回路１１２を経由して、回転角度センサ１１によって検出された回転角、電流センサ２２ａ，２２ｂによって検出された電流値（三相）、及び、電圧センサ２４によって検出された電圧値（ＤＣ）を取得することができる。

出力回路１２０は、制御装置１００の外部装置に対して電気信号を出力する機能を有する。図１の構成例では、出力回路１２０は、第１群インバータ１５ａ及び第２群インバータ１５ｂのゲート駆動回路（図示せず）に対して、第１群ＰＷＭ信号Ｓｕａ，Ｓｖａ，Ｓｗａ及び第２群ＰＷＭ信号Ｓｕｂ，Ｓｖｂ，Ｓｗｂが出力される。

再び図１を参照して、制御装置１００を構成する各機能ブロックによる機能は、代表的には、演算装置１１５が、ＲＯＭ１１６ｂ等の記憶装置１１６に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、かつ、記憶装置１１６、入力回路１１２、及び出力回路１２０等の制御装置１００の他のハードウェアと協働することにより実現することができる。また、各機能ブロックによる機能の一部又は全部について、専用の電子回路（ハードウェア）によって実現することも可能である。

以下、制御装置１００の各機能について詳細に説明する。
磁極位置検出部１３０は、回転角度センサ１１の出力信号に基づいて、電気角での回転子の磁極位置（本例では永久磁石のＮ極の位置）に相当する回転電機１０の回転角度（以下、「モータ回転角」とも称する）を算出する。磁極位置検出部１３０は、モータ回転角を時間微分することによって、電気角での回転角速度を算出することができる。

本実施の形態では、磁極位置検出部１３０には、第１群の巻線２０ａ（例えば、Ｕ相巻線）に対する回転子の磁極位置に相当する回転角度の検出値、及び、第２群の巻線２０ｂ（例えば、Ｕ相巻線）に対する回転子の磁極位置に相当する回転角度の検出値が、回転角度センサ１１から入力される。磁極位置検出部１３０は、回転角度センサ１１によるこれらの検出値に基づき、第１群巻線基準のモータ回転角θａと、第２群巻線基準のモータ回転角θｂとを算出する。

第１群巻線基準のモータ回転角θａと、第２群巻線基準のモータ回転角θｂとの間には、固定子に巻回された第１群の巻線２０ａと第２群の巻線２０ｂとの間の機械的な角度差（位相差）を、電気角に換算した角度差（位相差）が存在する。すなわち、上述した群間位相差（電気角）Δθｃｏｉｌを用いると、第１群巻線基準のモータ回転角θａ及び第２群巻線基準のモータ回転角θｂの間には、式（１）に示す関係が成立する。

θｂ＝θａ＋θｃｏｉｌ …（１）
式（１）中の群間位相差Δθｃｏｉｌは、第１群の巻線２０ａ及び第２群の巻線２０ｂの間の機械的な位相差に対して、極対数を乗算し、２で除算する電気角換算によって求めることができる。

磁極位置検出部１３０は、回転角度センサ１１の検出値からモータ回転角θａを算出すると、式（１）による演算によって、モータ回転角θｂをさらに求めることができる。

電圧指令演算部１４０は、第１群の巻線２０ａへの印加電圧についての電圧指令Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａを生成する電圧指令演算部１４０ａと、第２群の巻線２０ｂへの印加電圧についての電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂを生成する電圧指令演算部１４０ｂとを有する。以下では、電圧指令演算部１４０ａを第１群電圧指令演算部１４０ａとも称し、電圧指令演算部１４０ｂを第２群電圧指令演算部１４０ｂとも称する。同様に、電圧指令Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａを第１群電圧指令とも称し、電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂを第２群電圧指令とも称する。

電圧指令演算部１４０ａ，１４０ｂは、ｄｑ軸の回転座標系上で電流フィードバック制御を行うことにより、電圧指令を生成することができる。公知のように、ｄｑ軸の回転座標系は、図示しない回転子の電気角での回転に同期して回転する２軸の回転座標系である。ｄ軸は、回転子の磁極位置（例えば、永久磁石のＮ極の向き）に定められる。ｑ軸は、ｄ軸より電気角で９０°（π／２）進んだ方向に定められる。

次に、図３を用いて、電圧指令演算のための具体的な制御構成例を説明する。
図３を参照して、第１群電圧指令演算部１４０ａは、第１群の巻線２０ａのｄｑ軸電流Ｉｄａ，Ｉｑａが、第１群のｄｑ軸電流指令Ｉｄａ＊、Ｉｑａ＊に近づくように、第１群のｄｑ軸電圧指令Ｖｄａ，Ｖｑａを変化させる。同様に、第２群電圧指令演算部１４０ｂは、第２群の巻線２０ｂのｄｑ軸電流Ｉｄｂ，Ｉｑｂが、第２群のｄｑ軸電流指令Ｉｄｂ＊，Ｉｑｂ＊に近づくように第２群のｄｑ軸電圧指令Ｖｄｂ，Ｖｑｂを変化させる。

第１群電圧指令演算部１４０ａは、第１群電流指令算出部１４１ａ、第１群電流検出部１４２ａ、第１群三相ｄｑ変換部１４３ａ、第１群電流フィードバック制御部１４４ａ、第１群非干渉化処理部１４５ａ、及び、第１群ｄｑ三相変換部１４６ａを有する。同様に、第２群電圧指令演算部１４０ｂは、第２群電流指令算出部１４１ｂ、第２群電流検出部１４２ｂ、第２群三相ｄｑ変換部１４３ｂ、第２群電流フィードバック制御部１４４ｂ、第２群非干渉化処理部１４５ｂ、及び、第２群ｄｑ三相変換部１４６ｂを有する。

第１群電流指令算出部１４１ａは、第１群のｄ軸電流指令Ｉｄａ＊及びｑ軸電流指令Ｉｑａ＊を算出する。第２群電流指令算出部１４１ｂは、第２群のｄ軸電流指令Ｉｄｂ＊及びｑ軸電流指令Ｉｑｂ＊を算出する。例えば、最大トルク電流制御、弱め磁束制御、又は、Ｉｄ＝０制御等の電流ベクトル制御方法に従って、回転電機１０のトルク指令から各群のｄｑ軸電流指令が演算される。

第１群電流検出部１４２ａは、電流センサ２２ａの出力信号に基づいて、第１群の巻線２０ａの各相の電流Ｉｕａ，Ｉｖａ，Ｉｗａを検出する。第２群電流検出部１４２ｂは、電流センサ２２ｂの出力信号に基づいて、第２群の巻線２０ｂの各相の電流Ｉｕｂ，Ｉｖｂ，Ｉｗｂを検出する。

第１群三相ｄｑ変換部１４３ａは、第１群電流検出部１４２ａによって検出された第１群の各相電流Ｉｕａ，Ｉｖａ，Ｉｗａを、第１群のｄ軸電流Ｉｄａ及びｑ軸電流Ｉｑａに変換する。同様に、第２群三相ｄｑ変換部１４３ｂは、第２群電流検出部１４２ｂによって検出された第２群の各相電流Ｉｕｂ，Ｉｖｂ，Ｉｗｂを、第２群のｄ軸電流Ｉｄｂ及びｑ軸電流Ｉｑｂに変換する。三相ｄｑ変換部１４３ａ，１４３ｂにおいて、各相電流は、モータ回転角θａに基づく３相−２相変換及び回転座標変換により、第１群又は第２群の巻線基準のｄｑ軸回転座標系で表したｄｑ電流に変換される。

第１群電流フィードバック制御部１４４ａは、第１群のｄｑ軸電流Ｉｄａ，Ｉｑａが、第１群のｄｑ軸電流指令Ｉｄａ＊，Ｉｑａ＊に近づくように第１群のｄｑ軸電圧指令Ｖｄｂａ，Ｖｑｂａを変化させる。例えば、式（２），（３）に例示されるＰＩ制御演算によって、第１群のｄｑ軸電流フィードバック制御を実行することができる。

Ｖｄｂａ＝（Ｋｐｄ＋Ｋｉｄ／ｓ）・（Ｉｄａ＊−Ｉｄａ） …（２）
Ｖｑｂａ＝（Ｋｐｑ＋Ｋｉｑ／ｓ）・（Ｉｑａ＊−Ｉｑａ） …（３）
式（２），（３）において、Ｋｐｄは、ｄ軸比例ゲインであり、Ｋｐｑは、ｑ軸比例ゲインであり、Ｋｉｄは、ｄ軸積分ゲインであり、Ｋｉｑは、ｑ軸積分ゲインである。また、ｓは、ラプラス演算子である。

同様に、第２群電流フィードバック制御部１４４ｂは、第２群のｄｑ軸電流Ｉｄｂ，Ｉｑｂが、第２群のｄｑ軸電流指令Ｉｄｂ＊，Ｉｑｂ＊に近づくように第２群のｄｑ軸電圧指令Ｖｄｂｂ，Ｖｑｂｂを変化させる。例えば、式（４），（５）に例示されるＰＩ制御演算によって、第１群のｄｑ軸電流フィードバック制御を実行することができる。

Ｖｄｂｂ＝（Ｋｐｄ＋Ｋｉｄ／ｓ）・（Ｉｄｂ＊−Ｉｄｂ） …（４）
Ｖｑｂｂ＝（Ｋｐｑ＋Ｋｉｑ／ｓ）・（Ｉｑｂ＊−Ｉｑｂ） …（５）
式（４），（５）において、Ｋｐｄ、Ｋｐｑ、Ｋｉｄ、Ｋｉｑ、及び、ｓは、式（２），（３）と同様である。

第１群非干渉化処理部１４５ａ及び第２群非干渉化処理部１４５ｂの各々は、各群のｄｑ軸電圧指令のフィードバック値に対して、同じ群の巻線間の磁気結合による干渉を補償する第１の非干渉化処理と、異なる群の巻線間の磁気結合による干渉を補償する第２の非干渉化処理とを実行する。非干渉化処理部１４５ａ，１４５ｂの各々による第１及び第２の非干渉化処理によって、第１群及び第２群の最終的なｄｑ軸電圧指令Ｖｄａ，Ｖｑａ及びＶｄｂ，Ｖｑｂが生成される。

例えば、第１群非干渉化処理部１４５ａは、式（６），（７）に示すような演算によって非干渉化処理を実行する。

Ｖｄａ＝Ｖｄｂａ−ω・Ｌｑａ・Ｉｑａ＋Ｍｄｂ・ｓ・Ｉｄｂ−ω・Ｍｑｂ・Ｉｑｂ …（６）
Ｖｑａ＝Ｖｑｂａ−ω・（Ｌｄａ・Ｉｑａ＋Φ）＋Ｍｑｂ・ｓ・Ｉｑｂ−ω・Ｍｄｂ・Ｉｄｂ …（７）
同様に、第２群非干渉化処理部１４５ｂは、式（８），（９）に示すような演算によって非干渉化処理を実行する。

Ｖｄｂ＝Ｖｄｂｂ−ω・Ｌｑｂ・Ｉｑｂ＋Ｍｄａ・ｓ・Ｉｄａ−ω・Ｍｑａ・Ｉｑａ …（８）
Ｖｑｂ＝Ｖｑｂｂ−ω・（Ｌｄｂ・Ｉｄｂ＋Φ）＋Ｍｑａ・ｓ・Ｉｑａ−ω・Ｍｄａ・Ｉｄａ …（９）
式（６）〜（９）において、Ｌｄａ及びＬｑａは、第１群に影響する第１群の同群ｄ軸インダクタンス及び同群ｑ軸インダクタンスである。Ｌｄｂ及びＬｑｂは、第２群に影響する第２群の同群ｄ軸インダクタンス及び同群ｑ軸インダクタンスである。Ｍｄａ及びＭｑａは、第２群に影響する第１群の群間ｄ軸インダクタンス及び群間ｑ軸インダクタンスである。Ｍｄｂ及びＭｑｂは、第１群に影響する第２群の群間ｄ軸インダクタンス及び群間ｑ軸インダクタンスである。さらに、Φは、永久磁石による鎖交磁束であり、ｓは、ラプラス演算子であり、ωは、モータ回転角θａの微分によって算出できる角加速度である。

式（６），（７）における「ω・Ｌｑａ・Ｉｑａ」及び「ω・（Ｌｑａ・Ｉｑａ＋Φ）」は、同群非干渉化処理のための項であり、「Ｍｄｂ・ｓ・Ｉｄｂ」、「ω・Ｍｑｂ・Ｉｑｂ」、「Ｍｑｂ・ｓ・Ｉｑｂ」及び「ω・Ｍｄｂ・Ｉｄｂ」は、群間非干渉化処理のための項である。

同様に、式（８），（９）における「ω・Ｌｑｂ・Ｉｑｂ」、「ω・（Ｌｑｂ・Ｉｑｂ＋Φ）」は、同群非干渉化処理のための項であり、「Ｍｄａ・ｓ・Ｉｄａ」、「ω・Ｍｑａ・Ｉｑａ」、「Ｍｑａ・ｓ・Ｉｑａ」及び「ω・Ｍｄａ・Ｉｄａ」の項は、群間非干渉化処理のための項である。なお、非干渉化処理のための演算は、上記の例示に限定されるものではない、例えば、特開２０１６−１４９９０４号公報、又は、特開２０１４−１３８４９４号公報等での記載に従って、第１群非干渉化処理部１４５ａ及び第２群非干渉化処理部１４５ｂでの非干渉化処理演算を実行することも可能である。

このように、群間非干渉化処理において、第１群非干渉化処理部１４５ａは、第２群のｄｑ軸電流Ｉｄｂ，Ｉｑｂに基づいて、第１群のｄｑ軸電圧指令のフィードバック値Ｖｄｂａ，Ｖｑｂａを補正する。同様に、第２群非干渉化処理部１４５ｂは、第１群のｄｑ軸電流Ｉｄａ，Ｉｑａに基づいて、第２群のｄｑ軸電圧指令のフィードバック値Ｖｄｂｂ，Ｖｑｂｂを補正する。

一方、回転電機１０の運転条件等に基づいて同群及び群間非干渉化処理を行わないと判定した場合は、第１群非干渉化処理部１４５ａ及び第２群非干渉化処理部１４５ｂは、各群のｄｑ軸電圧指令のフィードバック値を、そのまま各群の最終的なｄｑ軸電圧指令に設定することが可能である。或いは、第１群非干渉化処理部１４５ａ及び第２群非干渉化処理部１４５ｂは、各群のｄｑ軸電圧指令のフィードバック値に対して同群非干渉化処理のみを行った値を、各群の最終的なｄｑ軸電圧指令に設定してもよい。

第１群三相ｄｑ変換部１４６ａは、第１群の巻線２０ａを基準としたモータ回転角θａに基づく固定座標変換及び２相３相変換を実行することによって、第１群のｄｑ軸電圧指令Ｖｄａ，Ｖｑａを、第１群の巻線２０ａの各相（３相）の交流電圧指令である第１群電圧指令Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａに変換する。

同様に、第２群三相ｄｑ変換部１４６ｂは、第２群の巻線２０ｂを基準としたモータ回転角θｂに基づく固定座標変換及び２相３相変換を実行することによって、第２群のｄｑ軸電圧指令Ｖｄｂ，Ｖｑｂを、第２群の巻線２０ｂの各相（３相）の交流電圧指令である第２群電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂに変換する。

このようにして第１群電圧指令演算部１４０ａによって生成された第１群電圧指令Ｖｕａ、Ｖｖａ及びＶｗａは、１２０度（電気角）ずつ位相が異なる正弦波電圧で示される。同様に、第２群電圧指令演算部１４０ｂによって生成された第２群の電圧指令Ｖｕｂ、Ｖｖｂ及びＶｗｂについても、１２０度（電気角）ずつ位相が異なる正弦波電圧で示される。

再び図１を参照して、三角波供給部１５０は、三角波生成部１５２及び三角波制御部１５４を含む。三角波供給部１５０は、第１群インバータ１５ａのＰＷＭ制御に用いられる三角波ＣＷａと、第２群インバータ１５ｂのＰＷＭ制御に用いられる三角波ＣＷｂとを生成する。

ＰＷＭ制御部１３３は、第１群ＰＷＭ制御部１３３ａと、第２群ＰＷＭ制御部１３３ｂとを含む。第１群のＰＷＭ制御部１３３ａは、第１群電圧指令Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａと第１群用の三角波ＣＷａとの電圧比較により、第１群ＰＷＭ信号Ｓｕａ，Ｓｖａ，Ｓｗａを生成する。第１群ＰＷＭ信号Ｓｕａ，Ｓｖａ，Ｓｗａに従って、第１群インバータ１５ａを構成する各相の正極側スイッチング素子及び負極側スイッチング素子のオンオフが制御される。これにより、第１群インバータ１５ａは、第１群ＰＷＭ信号Ｓｕａ，Ｓｖａ，Ｓｗａに応じて、第１群の巻線２０ａへの印加電圧を制御する。

第２群のＰＷＭ制御部１３３ｂは、第２群電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂと第２群用の三角波ＣＷｂとの電圧比較により、第２群ＰＷＭ信号Ｓｕｂ，Ｓｖｂ，Ｓｗｂを生成する。第２群ＰＷＭ信号Ｓｕｂ，Ｓｖｂ，Ｓｗｂに従って、第２群インバータ１５ｂを構成する各相の正極側スイッチング素子及び負極側スイッチング素子のオンオフが制御される。これにより、第２群インバータ１５ｂは、第２群ＰＷＭ信号Ｓｕｂ，Ｓｖｂ，Ｓｗｂに応じて第２群の巻線２０ｂへの印加電圧を制御する。

本実施の形態に従うモータシステムでは、インバータ１５ａ，１５ｂの出力電圧を制御するためのＰＷＭ制御において、同期ＰＷＭ又は非同期ＰＷＭが選択的に適用される。

例えば、回転電機１０の回転速度領域やインバータ１５ａ，１５ｂの発熱度合に応じて、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭの選択が切換えられる。したがって、三角波供給部１５０は、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭを切換えるように構成される。

三角波生成部１５２は、第１群三角波生成部１５２ａと、第２群三角波生成部１５２ｂとを有する。三角波制御部１５４は、第１群三角波制御部１５４ａ及び第２群三角波制御部１５４ｂを有する。

第１群三角波生成部１５２ａは、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａを生成する。第２群三角波生成部１５２ｂは、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹｂを生成する。後述するように、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａ及びＣＷＸｂの間、並びに、非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａ及びＣＷＹｂの間には位相差が発生する場合がある。

図４は、同期ＰＷＭに用いられる三角波の概念的な波形図である。
図４を参照して、第１群三角波生成部１５２ａは、第１群の基準位相θｒｅｆａに従って、第１群用の同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａの位相θＸａ（以下、キャリア位相θＸａとも称する）を変化させる。第１群の基準位相θｒｅｆａは、第１群の巻線２０ａを基準とするモータ回転角θａと、モータ回転角θａに対する第１群の電圧指令位相θｖｄｑａとに応じて、式（１０），（１１）によって算出される。

θｒｅｆａ＝θａ＋θｖｄｑａ−（π／２） …（１０）
θｖｄｑａ＝ｔａｎ^-1（Ｖｑａ／Ｖｄａ） …（１１）
同様に、第２群三角波生成部１５２ｂは、第２群の基準位相θｒｅｆｂに従って、第２群用の同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂの位相θＸｂ（以下、キャリア位相θＸｂとも称する）を変化させる。第２群の基準位相θｒｅｆｂは、第２群の巻線２０ｂを基準とするモータ回転角θｂと、モータ回転角θｂに対する第２群の電圧指令位相θｖｄｑｂとに応じて、式（１２），（１３）によって算出される。

θｒｅｆｂ＝θｂ＋θｖｄｑｂ−（π／２） …（１２）
θｖｄｑｂ＝ｔａｎ^-1（Ｖｑｂ／Ｖｄｂ） …（１３）
式（１）を用いて式（１２）を変形すると、式（１４）が得られるので、基準位相θｒｅｆａ及びθｒｅｆｂの間の位相差Δθｒｅｆ（Δθｒｅｆ＝θｒｅｆａ−θｒｅｆｂ）は、式（１５）で示される。

θｒｅｆｂ＝θａ＋Δθｃｏｉｌ＋θｖｄｑｂ−（π／２） …（１４）
Δθｒｅｆ＝（θｖｄｑａ−θｖｄｑｂ）−Δθｃｏｉｌ …（１５）
第１群三角波生成部１５２ａは、第１群の基準位相θｒｅｆａの１周期（０〜２π）内に、Ｍ個の三角波が発生されるように、第１群の基準位相θｒｅｆａと同期させてキャリア位相θＸａを算出する。Ｍは、２以上の整数であるが、代表的には、３及び９等の、３・（２・ｉ−１）で示される整数に設定される（ｉ：予め設定された自然数）。本実施の形態では、Ｍ＝３に設定されるものとする。

図４に示されるように、第１群三角波生成部１５２ａは、第１群の基準位相θｒｅｆａの３倍（Ｍ倍）の速度で変化するようにキャリア位相θＸａを算出する。これにより、基準位相θｒｅｆａが０〜２πまで変化する間に、キャリア位相θＸａは、０〜２πの変化を３回繰り返すように算出される。

第１群三角波生成部１５２ａは、キャリア位相θＸａが０〜２πまで変化するのに応じて「谷」から「谷」まで１回振動するように、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａを生成する。例えば、キャリア位相θＸａと、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａの振幅に対する電圧比とを対応付けるマップデータが予め作成されている。例えば、キャリア位相が０又は２πのときに三角波の「谷」となり、キャリア位相がπのときに三角波の「山」となるように、マップデータを作成することができる。

同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａの振幅値は、インバータ１５ａに入力される直流電圧Ｖｄｃ（すなわち、電圧センサ２４による検出値）に設定される。したがって、第１群三角波生成部１５２ａは、キャリア位相θＸａ及び直流電圧Ｖｄｃを用いて上記マップデータを参照することによって、各タイミングでの同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａの電圧値を算出することができる。

同様に、第２群三角波生成部１５２ｂは、第２群の基準位相θｒｅｆｂの３倍（Ｍ倍）の速度で変化するようにキャリア位相θＸｂを算出する。これにより、基準位相θｒｅｆｂが０〜２πまで変化する間に、キャリア位相θＸｂは、０〜２πの変化を３回繰り返すように算出される。

第２群三角波生成部１５２ｂは、キャリア位相θＸｂが０〜２πまで変化する間に、「谷」から「谷」まで１回振動するように、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂを生成する。例えば、第１群三角波生成部１５２ａと共通の上記マップデータを用いて、第２群三角波生成部１５２ｂは、キャリア位相θＸｂ及び直流電圧Ｖｄｃから各タイミングでの同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂの電圧値を算出することができる。なお、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａ，ＣＷＸｂは、各タイミングで算出された上記電圧値の集合体に相当する。同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａ，ＣＷＸｂの間には、式（１５）のΔθｒｅｆのＭ倍に相当する位相差が生じる。

図５は、非同期ＰＷＭに用いられる三角波の概念的な波形図である。
図５を参照して、第１群の基準位相θｒｅｆａ及び第２群の基準位相θｒｅｆｂは、第１群三角波生成部１５２ａ及び第２群三角波生成部１５２ｂによって、図４と同様に算出される。

第１群三角波生成部１５２ａは、制御装置１００の外部から指定されるキャリア周期Ｔｃｗに従って、第１群用の非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａの位相θＹａ（以下、キャリア位相θＹａとも称する）を変化させる。キャリア位相θＹａは、キャリア周期Ｔｃｗ毎に１個の三角波が発生されるように算出される。すなわち、キャリア周期Ｔｃｗ毎に、キャリア位相θＹａは、０から２πまで変化する。

第１群三角波生成部１５２ａは、キャリア位相θＹａが０〜２πまで変化する間に、非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａが「谷」から「谷」まで１回振動するように、同期ＰＷＭ用三角波の生成と共通のマップデータを用いて非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａを生成する。第１群三角波生成部１５２ａは、キャリア位相θＹａ及び直流電圧Ｖｄｃを用いて上記マップデータを参照することによって、各タイミングでの非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａの電圧値を算出することができる。

同様に、第２群三角波生成部１５２ｂは、キャリア周期Ｔｃｗに従って、第２群用の非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹｂの位相θＹｂ（以下、キャリア位相θＹｂとも称する）を変化させる。キャリア位相θＹｂは、キャリア位相θＸａと同様に、キャリア周期Ｔｃｗ毎に０から２πまで変化するように算出される。

第２群三角波生成部１５２ｂは、上記マップデータを用いて、キャリア位相θＹｂ及び直流電圧Ｖｄｃから各タイミングでの非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹｂの電圧値を算出することができる。これにより、キャリア周期Ｔｃｗ毎に、「谷」から「谷」まで１回振動するように、非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹｂが生成される。

非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａ，ＣＷＹｂは、各タイミングで算出された上記電圧値の集合体に相当する。非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａ，ＣＷＹｂの間には、制御装置１００の外部から指定される一定の位相差が生じる。

基準位相θｒｅｆａ，θｒｅｆｂの１周期は、電気角の１回転に相当するので、第１群電圧指令Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａ及び第２群電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂの１周期と等しい。したがって、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａ，ＣＷＸｂの周波数は、電圧指令の周波数のＭ倍となる。一方で、非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａ，ＣＷＹｂの周波数は、キャリア周期Ｔｃｗに従って一定である。すなわち、同期ＰＷＭは「第１のモード」に対応し、非同期ＰＷＭは「第２のモード」に対応する。また、以下では、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭの間の切換を「モード切換」とも称する。

図６は、非同期ＰＷＭ及び同期ＰＷＭの間のモード切換におけるＰＷＭ制御の比較例を説明する概念的な波形図である。図６には、第１群ＰＷＭ制御部１３３ａ及び第２群ＰＷＭ制御部１３３ｂによる、第１群インバータ１５ａ及び第２群インバータ１５ｂのＵ相における制御動作が示される。特に、図６では、非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへのモード切換時の波形例が例示される。

図６を参照して、時刻ｔｄ以前において、第１群用の三角波ＣＷａ及び第２群用の三角波ＣＷｂは、非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａ，ＣＷＹｂ（図５）に従って、一定のキャリア周期（Ｔｃｗ）で生成される。

比較例では、非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａ及び同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａの両方が「山」に相当する位相となる時刻ｔｄにおいて、第１群インバータ１５ａ及び第２群インバータ１５ｂのＰＷＭ制御の両方で、同時に非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへのモード切換が実行される。

この結果、時刻ｔｄでは、第１群のキャリア位相θＸａ及びθＹａは一致しているので、時刻ｔｄの前後、すなわちモード切換時に、第１群用の三角波ＣＷａの位相の連続性は確保される。

一方で、キャリア位相θＸａ及びθＸｂの間、並びに、キャリア位相θＹａ及びθＹｂの間に位相差が存在するため、時刻ｔｄでは、第２群のキャリア位相θＸｂ及びθＹｂは不一致となる。したがって、時刻ｔｄの前後、すなわちモード切換時に、第２群用の三角波ＣＷｂの位相が不連続となっている。

第１群ＰＷＭ制御部１３３ａは、Ｕ相において、三角波ＣＷａ及び電圧指令Ｖｕａの電圧比較に基づいて、ＰＷＭ信号Ｓｕａを生成する。具体的には、Ｖｃａ＞ＣＷａの期間では、ＰＷＭ信号Ｓｕａが論理ハイレベル（以下、「Ｈレベル」とも称する）に設定される。ＰＷＭ信号ＳｕａのＨレベル期間では、Ｕ相の直列回路において、Ｕ相巻線に直流電圧Ｖｄｃを印加するために正極側のスイッチング素子がオンされる。一方で、Ｖｃａ＜ＣＷａの期間では、ＰＷＭ信号Ｓｕａが論理ローレベル（以下、「Ｌレベル」とも称する）に設定される。ＰＷＭ信号ＳｕａのＬレベル期間では、Ｕ相巻線を直流電圧Ｖｄｃから切り離すために負極側のスイッチング素子がオンされる。

三角波ＣＷａの１周期毎に、ＰＷＭ信号ＳｕａのＨレベル期間及びＬレベル期間の比が制御されることによって、Ｕ相巻線への印加電圧は、正弦波状の電圧指令Ｖｕａに従ってＰＷＭ制御される。同様に、第２群ＰＷＭ制御部１３３ｂは、Ｕ相において、三角波ＣＷｂ及び電圧指令Ｖｕｂの電圧比較に基づくＰＷＭ制御によって、ＰＷＭ信号Ｓｕｂを生成する。

図６におけるＰＷＭ信号Ｓｕａ，Ｓｕｂの波形から、キャリア位相の連続性が確保された、第１群インバータ１５ａのＰＷＭ制御では、三角波ＣＷａの各周期において、ＰＷＭ信号ＳｕａにてＨレベル及びＬレベル間の遷移が発生する。これにより、第１群の巻線２０ａ（Ｕ相）と接続された正極側スイッチング素子及び負極側スイッチングのオンオフが切換えられている。

これに対して、キャリア位相の連続性が確保されていない第２群のインバータ１５ｂのＰＷＭ制御では、時刻ｔｄを挟んで、三角波ＣＷｂの１周期を超えて、ＰＷＭ信号Ｓｕｂのレベルが維持される期間が発生している。これにより、第２群の巻線２０ｂ（Ｕ相）と接続された正極側スイッチング素子又は負極側スイッチングのオンが維持されることによって、インバータ１５ｂからＵ相巻線に印加される交流電圧が電圧指令Ｖｕｂから乖離する虞がある。この結果、インバータ１５ｂの制御が不安定化することが懸念される。

図６で説明した現象を回避するために、本実施の形態に従う回転電機の制御装置は、キャリア位相の連続性を確保しながら同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭ間のモード切換を実行する。

図７は、本実施の形態に従う回転電機の制御装置による非同期ＰＷＭ及び同期ＰＷＭの間のモード切換を説明する概念的な波形図である。

図７を参照して、第１群の基準位相θｒｅｆａの変化に対して、図４及び図５で説明したように、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａが生成される。同様に、第２群の基準位相θｒｅｆｂの変化に対して、図４及び図５で説明したように、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹｂが生成される。図７の例では、同期ＰＷＭにおけるＭ＝９であり、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａ，ＣＷＸｂの１周期は、基準位相θｒｅｆａ，θｒｅｆｂの２π／９に相当する。すなわち、基準位相θｒｅｆａ，θｒｅｆｂの１周期（０〜２π）に、９個の三角波を含むように、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａ及びＣＷＸｂが生成される。

非同期ＰＷＭが適用されて、ＣＷａ＝ＣＷＹａ、かつ、ＣＷｂ＝ＣＷＹｂとされている時刻ｔ０において、非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへのモード切換が指示される。時刻ｔ０以降では、第１群三角波制御部１５４ａにより、第１群の基準位相θｒｅｆａの変化に対して、第１群の同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａの位相が比較される。同様に、第２群三角波制御部１５４ｂは、第２群の基準位相θｒｅｆｂの変化に対して、第２群の同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹｂの位相を比較する。

時刻ｔ１において、図６の時刻ｔｄと同様に、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａの両方が「山」に相当する位相となる。このタイミングにおいて、第１群三角波制御部１５４ａは、三角波ＣＷａを非同期ＰＷＭから同期ＰＭＷへ切換える。すなわち、時刻ｔ１以後では、ＣＷａ＝ＣＷＸａとされる。

一方、時刻ｔ１において、第２群の同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹｂの位相は不一致である。したがって、このタイミングで、第２群三角波制御部１５４ｂが、三角波ＣＷｂを非同期ＰＷＭから同期ＰＭＷへ切換えると、図６で説明したような位相の不連続が発生する。

したがって、第２群三角波制御部１５４ｂは、第１群三角波制御部１５４ａと同じタイミングでは同期ＰＷＭへの切換を実行せず、第２群の同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹｂの位相比較を継続する。すなわち、時刻ｔ１以後においても、ＣＷｂ＝ＣＷＹｂとされる。

第２群三角波制御部１５４ｂは、時刻ｔ２において、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹｂの両方が「山」に相当する位相になると、三角波ＣＷｂを非同期ＰＷＭから同期ＰＭＷへ切換える。すなわち、時刻ｔ２以後では、ＣＷｂ＝ＣＷＸｂとされる。

このようなモード切換とすることにより、第１群インバータ１５ａ及び第２群インバータ１５ｂのＰＷＭ制御の両方において、キャリア位相の連続性を確保することができる。この結果、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭの間のモード切換に際して、図６で説明したような、インバータ制御の不安定化を防止することができる。図７の例では、時刻ｔ１が「第１のタイミング」に一実施例に対応し、時刻ｔ２が「第２のタイミング」の一実施例に対応する。

また、図７の例では、第１群インバータ１５ａのＰＷＭ制御のモード切換を先に実行したが、第２群インバータ１５ｂのＰＷＭ制御のモード切換を固定的に先行させることも可能である。また、先行してモード切換の対象とするインバータを必ずしも固定する必要はない。例えば、第１群及び第２群のうちで、同期ＰＷＭ用三角波及び非同期ＰＷＭ用三角波のキャリア位相が先に一致した一方において、モード切換を実行することが可能である。

なお、一方のインバータ１５ｂにおいてモード切換が待機される時刻ｔ１〜ｔ２の期間（以下、「モード遷移期間」とも称する）においても、モード切換前の三角波（図７の例では、非同期ＰＷＭ用三角波）を用いて、当該インバータ１５ｂの制御を継続することが可能であることが理解される。

一方で、モード遷移期間（時刻ｔ１〜ｔ２）では、第１群及び第２群のインバータ１５ａ，１５ｂについて、一方が同期ＰＷＭで制御される一方で、他方が非同期ＰＷＭで制御されることになる。このため、モード遷移期間が長くなると、第１群の巻線２０ａ及び第２群の巻線２０ｂに印加される交流電圧に差が生じることによって、制御が不安定化することが懸念される。

したがって、本実施の形態に従う回転電機の制御装置によれば、モード遷移期間の短縮のために、図８に示す補間用三角波を適用してモード切換を実行することも可能である。

図８は、本実施の形態に従う回転電機の制御装置による補間用三角波を適用したモード切換を説明する概念的な波形図である。

図８を参照して、基準位相θｒｅｆａ，θｒｅｆｂ、並びに、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａ，ＣＷＸｂ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａ，ＣＷＹｂは、図７と同様に変化する。さらに、図７と同様に、時刻ｔ０において、非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへのモード切換が指示されると、時刻ｔ１において、第１群三角波制御部１５４ａは、三角波ＣＷａを非同期ＰＷＭから同期ＰＭＷへ切換える。一方で、第２群三角波制御部１５４ｂは、時刻ｔ１において、三角波ＣＷｂのモード切換タイミングとなる時刻ｔ２を定めるとともに、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹｂに基づき、補間用三角波ＣＷｉｎｔを生成するための演算を実行する。時刻ｔ２は、補間用三角波ＣＷｉｎｔの適用が終了される、補間終了点に相当する。

補間用三角波ＣＷｉｎｔは、時刻ｔ１におけるキャリア位相θ１が、モード切換前の非同期用三角波ＣＷＹｂのキャリア位相が同じであり、時刻ｔ２におけるキャリア位相θ２が、切換後の同期用三角波ＣＷＸｂのキャリア位相が同じとなるように生成される。さらに、補間用三角波ＣＷｉｎｔは、キャリア位相が補間終了点でのθ２に向けて一定レートで変化するように生成される。

これにより、時刻ｔ２からＣＷｂ＝ＣＷＸｂとしてモード切換を実行しても、第２群用の三角波ＣＷｂのキャリア位相の連続性が確保される。すなわち、補間用三角波ＣＷｉｎｔを導入することで、第２群用の三角波ＣＷｂのモード切換のタイミングを意図的に設定することが可能となる。すなわち、図８の例においても、時刻ｔ１が「第１のタイミング」の一実施例に対応し、時刻ｔ２が「第２のタイミング」の一実施例に対応する。

例えば、三角波ＣＷｂのモード切換タイミング（時刻ｔ２）は、時刻ｔ１において非同期用三角波ＣＷＹｂが「谷」に近いため、時刻ｔ１以降で「山」に相当する位相となるタイミングに設定することができる。これにより、後発でモード切換が適用される三角波（図８では、第２群用の三角波ＣＷｂ）についてモード切換時のキャリア位相の連続性を確保した上で、モード遷移期間を短くすることができる。

第２群三角波制御部１５４ｂは、時刻ｔ１における、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂのキャリア位相及び基準位相θｒｅｆｂの変化レートに従って時刻ｔ２を設定することができる。さらに、補間終了点である時刻ｔ２における同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂのキャリア位相（「山」であればπ）と時刻ｔ１（現時点）における三角波ＣＷｂのキャリア位相（すなわち、非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹｂ）との位相差を、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの所要時間で除算することによって、補間用三角波ＣＷｉｎｔの変化レートを算出することができる。

第２群三角波制御部１５４ｂは、モード遷移期間（時刻ｔ１〜ｔ２）では、算出された一定の変化レートに従ってキャリア位相を変化させる補間演算を周期的に実行する。

これにより、補間用三角波ＣＷｉｎｔに従って三角波ＣＷｂを生成することができる。この結果、段階的なモード切換の適用によって、インバータ１５ａ及び１５ｂの両方のＰＷＭ制御におけるキャリア位相の連続性を確保できることに加えて、モード遷移期間を短くすることができるので、遅れてモード切換が適用されるインバータ１５ｂの制御をさらに安定化することができる。

なお、補間用三角波ＣＷｉｎｔの適用開始タイミングは、時刻ｔ１（第１のタイミング）と同時でなくてもよく、モード切換未完の三角波（図８では、第２群用の三角波ＣＷｂ）の「山」又は「谷」が時刻ｔ１以降で最初に到来するタイミングとすることができる。この場合には、補間用三角波ＣＷｉｎｔの適用開始以降で、モード切換後に適用される三角波（図８の例では、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂ）の「谷」又は「山」が最初に到来するタイミングを、補間終了点（すなわち、時刻ｔ２）に定めることができる。

図９は、図８に示されたモード切換の適用時におけるＰＷＭ制御の一例を説明する概念的な波形図である。

図９を参照して、図６と同様に、時刻ｔ１における非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへのモード切換において、第１群用の三角波ＣＷａのキャリア位相の連続性は確保されている。したがって、第１群インバータ１５ａのＰＷＭ信号Ｓｕａは、モード切換時においても、三角波の１周期毎にスイッチング（Ｈレベル及びＬレベル間の遷移）が生じるように生成される。

一方で、第２群用の三角波ＣＷｂは、時刻ｔ１以降では、補間用三角波ＣＷｉｎｔに従って生成される。そして、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂの次の「山」のタイミングである時刻ｔ２において、第２群用の三角波ＣＷｂのモード切換が実行される。この結果、第１群インバータ１５ｂのＰＷＭ信号Ｓｕｂについても、モード切換時において三角波の１周期毎にスイッチング（Ｈレベル及びＬレベル間の遷移）が生じるように生成することができる。

以上説明したように、本実施の形態に従う回転電機の制御装置によれば、機械的な角度差を有するように巻回された第１群の巻線及び第２群の巻線を有する二重巻線型回転電機を制御するための第１群インバータ１５ａ及び第２群インバータ１５ｂでのＰＷＭ制御における、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭのモード切換を円滑に行うことができる。

なお、実施の形態１では、非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへのモード切換を説明したが、同期ＰＷＭから非同期ＰＷＭへのモード切換についても、モード切換前に適用される三角波（同期ＰＷＭ用）と、モード切換後の三角波（非同期ＰＷＭ用）とのキャリア位相の一致比較に従って同様に制御することが可能である。

また、キャリア位相の連続性が確保される限り、同期ＰＷＭ用及び／又は非同期ＰＷＭ用の「山」又は「谷」に相当するタイミング以外でもモード切換を実行することが可能である。但し、三角波の１周期単位でスイッチング素子のオンオフを安定的に制御する観点からは、三角波の「山」又は「谷」のタイミングに限定して、モード切換のタイミング（第１及び第２のタイミング）を設定することが好ましい。

さらに、補間用三角波ＣＷｉｎｔの導入時において、時刻ｔ２のタイミングは、次の「山」又は「谷」のタイミングに限定されることはないが、図８で説明したタイミングで時刻ｔ２を設定することにより、モード遷移期間を短縮する効果が高められる。

実施の形態２．
実施の形態２では、本実施の形態に従う回転電機の制御装置による同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭの間のモード切換の制御処理について説明する。すなわち、実施の形態２では、実施の形態１で説明したモード切換がフローチャートを用いて説明される。

以下に示すフローチャートに示された各ステップの処理は、主に、制御装置１００がＲＯＭ１１６ｂに予め格納されたプログラムを演算装置１１５（ＣＰＵ）によって実行することによって実現することができる。或いは、以下に説明する各ステップの一部又は全部について、演算装置１１５内に設けられた専用の電子回路（ハードウェア）を用いて処理することも可能である。

図１０は、本実施の形態に従う回転電機の制御方法を説明するフローチャートである。
図１０を参照して、制御装置１００は、ステップＳ１００により、回転角度センサ１１の出力信号に基づいてモータ回転角を算出する。ステップＳ１００の処理は、図１の磁極位置検出部１３０の機能により実現される。

さらに、制御装置１００は、ステップＳ１１０により、電流センサ２２ａ，２２ｂの出力信号のサンプリングによって、第１群の巻線２０ａの電流Ｉｕａ，Ｉｖａ，Ｉｗａ及び第２群の巻線２０ｂの電流Ｉｕｂ，Ｉｖｂ，Ｉｗｂを検出する。ステップＳ１１０による処理は、図３に示された電流検出部１４２ａ，１４２ｂの機能により実現される。

制御装置１００は、ステップＳ１２０により、第１群インバータ１５ａの電圧指令Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａ、及び、第２群インバータ１５ｂの電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂを演算する。ステップＳ１２０による処理は、図１の電圧指令演算部１４０の機能により実現される。

さらに、制御装置１００は、ステップＳ２００により、三角波電圧を設定すると、ステップＳ１５０により、電圧指令（Ｓ１２０）及び三角波電圧（Ｓ２００）の比較により、第１群インバータ１５ａを制御するためのＰＷＭ信号Ｓｕａ，Ｓｖａ，Ｓｗａと、第２群インバータ１５ｂを制御するためのＰＷＭ信号Ｓｕｂ，Ｓｖｂ，Ｓｗｂとを生成する。これにより、インバータ１５ａ，１５ｂによって回転電機１０の巻線２０ａ，２０ｂに印加される交流電圧が、フィードバック制御による電圧指令に従って制御される。

ステップＳ２００による処理は、三角波供給部１５０が三角波ＣＷａ，ＣＷｂを生成する機能によって実現される。ステップＳ１５０による処理は、ＰＷＭ制御部１３３の機能によって実現される。

実施の形態１でも説明したように、ステップＳ２００による三角波電圧の設定では、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭが選択的に適用される。

図１１は、図１０のステップＳ２００による三角波電圧の設定処理をさらに詳細に説明するフローチャートである。

図１１を参照して、制御装置１００は、ステップＳ２１０により、キャリア位相を演算する。具体的には、ステップＳ１００で算出されたモータ回転角θａ，θｂから、式（１０），（１１）によって基準位相θｒｅｆａ，θｒｅｆｂが算出される。さらに、図４及び図５で説明したように、基準位相θｒｅｆａ，θｒｅｆｂから、第１群用のキャリア位相θＸａ（同期ＰＷＭ）及びθＸｂ（非同期ＰＷＭ）と、第２群用のキャリア位相θＹａ（同期ＰＷＭ）及びθＹｂ（非同期ＰＷＭ）が算出される。

制御装置１００は、ステップＳ２１２により、第１群のインバータ１５ａのＰＷＭ制御に同期ＰＷＭ制御及び非同期ＰＷＭ制御のいずれを適用するかを示す、フラグＦＬａの値を確認する。

フラグＦＬａは、同期ＰＷＭの選択時にはＦＬａ＝１に設定され、非同期ＰＷＭの選択時時にはＦＬａ＝０に設定される。同様に、第２群のインバータ１５ｂに関するフラグＦＬｂが導入される。フラグＦＬｂについても、同期ＰＷＭの選択時にはＦＬｂ＝１に設定され、非同期ＰＷＭの選択時時にはＦＬｂ＝０に設定される。後述するように、フラグＦＬａ及びＦＬｂの値（０／１）の設定によって、モード切換が制御される。

制御装置１００は、ＦＬａ＝１のときには（Ｓ２１２のＹＥＳ判定時）、ステップＳ２１４に処理を進めて、同期ＰＷＭ用のキャリア位相θＸａからマップデータを用いて、三角波ＣＷａの電圧値を算出する。一方で、制御装置１００は、ＦＬａ＝０のとき（Ｓ２１２のＮＯ判定時）には、ステップＳ２１６により、非同期ＰＷＭ用のキャリア位相θＹａからマップデータを用いて三角波ＣＷａの電圧値を算出する。これにより、非同期ＰＷＭ及び同期ＰＷＭの一方を選択して、第１群用の三角波ＣＷａの電圧値が算出される。

さらに、制御装置１００は、ステップＳ２２０により、フラグＦＬｉｎｔが１であるかどうかを判定する。フラグＦＬｉｎｔは、図７及び図８で説明したモード遷移期間において、補間用三角波を適用するときにＦＬｉｎｔ＝１に設定される一方で、それ以外では、ＦＬｉｎｔ＝０（デフォルト値）とされる。フラグＦＬｉｎｔの値の設定についても、後程詳細に説明する。

制御装置１００は、ＦＬｉｎｔ＝０のとき（Ｓ２２０のＮＯ判定時）には、ステップＳ２３０により、フラグＦＬｂの値を確認する。ＦＬｂ＝１のとき（Ｓ２３０のＹＥＳ判定時）には、処理がステップＳ２３４に進められて、同期ＰＷＭ用のキャリア位相θＸｂからマップデータを用いて、三角波ＣＷｂの電圧値が算出される。一方で、制御装置１００は、ＦＬｂ＝０のとき（Ｓ２３０のＮＯ判定時）には、ステップＳ２３６に進められて、非同期ＰＷＭ用のキャリア位相θＹｂからマップデータを用いて、三角波ＣＷｂの電圧値が算出される。

一方で、制御装置１００は、ＦＬｉｎｔ＝１のときには、（Ｓ２２０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２２５により、図８で説明した、補間用三角波ＣＷｉｎｔを求めるための補間演算に従って三角波ＣＷｂの電圧値を算出する。

図１２には、モード切換のためのフラグＦＬａ，ＦＬｂ，ＦＬｉｎｔの設定処理が示される。図１２に示す制御処理は、図１１に示す処理とは別個に繰返し実行されるが、図１１のステップＳ２１０により周期的に更新されるキャリア位相θＸａ，θＸｂ，θＹａ，θＹｂの最新値が、図１２での制御処理の各ステップで使用される。同様に、図１１のステップＳ２１２，Ｓ２２０，Ｓ２３０では、図１２の処理によって都度更新されるフラグＦＬａ，ＦＬｂ，ＦＬｉｎｔの最新値が参照される。

図１２を参照して、制御装置１００は、ステップＳ３１０により、モード切換指示が発生されたかどうかを判定する。制御装置１００は、モード切換指示のないとき（Ｓ３１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ３１５により、フラグＦＬｉｎｔをデフォルト値である０に設定する一方で、フラグＦＬａ，ＦＬｂの値を現在のまま維持する。このように設定されたフラグＦＬａ，ＦＬｂ，ＦＬｉｎｔに従って、図１１に示す制御処理が実行されることにより、モード切換がないときの三角波ＣＷａ，ＣＷｂの電圧値が設定される。

一方、制御装置１００は、モード切換指示があった場合（Ｓ３１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ３２０により、第１群インバータ１５ａに関するキャリア位相の一致比較を行なう。すなわち、同期ＰＷＭ用のキャリア位相θＸａと非同期ＰＷＭ用のキャリア位相θＹａが一致すると（具体的には、｜θＸａ−θＹａ｜＜εが成立すると）、ステップＳ３２０がＹＥＳ判定とされ、それ例外のときには、ステップＳ３２０はＮＯ判定とされる。好ましくは、ステップＳ３２０では、キャリア位相θＸａ及びθＹａが「山」又は「谷」に対応する位相で、かつ、両者が一致するときに限って、ＹＥＳ判定とされる。

制御装置１００は、キャリア位相θＸａ，θＹａが一致するまで（Ｓ３２０のＮＯ判定時）、ステップＳ３２５によりフラグＦＬａ，ＦＬｂの値を維持したままで、当該一致比較（Ｓ３２０）を繰返す。

制御装置１００は、キャリア位相θＸａ及びθＹａが一致すると（Ｓ３２０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ３３０により、第１群インバータ１５ａのＰＷＭ制御のモードを切換えるために、フラグＦＬａの値を、０から１、又は、１から０に変更する。これにより、図８で示した第１のタイミング（時刻ｔ１）におけるモード切換を実現することができる。

さらに、制御装置１００は、一方のインバータ１５ａのモード切換が完了すると、ステップＳ３４０により、モード切換未完の三角波ＣＷｂのキャリア位相が「山」又は「谷」に相当するか否かを判定する。同期ＰＷＭから非同期ＰＷＭへのモード切換では、ステップＳ３４０による判定は、キャリア位相θＸｂに基づいて実行される。一方で、非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへのモード切換では、ステップＳ３４０による判定は、キャリア位相θＹｂに基づいて実行される。これにより、第１群のインバータ１５ａでのモード切換後、モード切換未完の第２群の三角波ＣＷｂの「山」又は「谷」が最初に到来するまで、ステップＳ３４０はＮＯ判定とされて、制御装置１００は、ステップＳ３４５により、フラグＦＬｉｎｔ＝０に維持する。フラグＦＬｉｎｔ＝０の期間では、第２群用の三角波ＣＷｂは、補間用三角波ＣＷｉｎｔが適用されることなく、モード切換前の三角波がそのまま用いられる。

制御装置１００は、三角波ＣＷｂの「山」又は「谷」が到来すると（Ｓ３４０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ３５０に処理を進めて、フラグＦＬｉｎｔの値を０から１に変更する。さらに、制御装置１００は、ステップＳ３６０により、補間終了点（すなわち、第２のタイミング）を設定するとともに、補間演算を実行する。上述のように、補間終了点は、モード切換後に適用される三角波が「山」又は「谷」の位相となるタイミング（第２のタイミング）に設定される。例えば、モード切換前の三角波ＣＷｂの「山」でＳ３４０がＹＥＳ判定とされた場合には、モード切換後に適用される三角波が次に「谷」を迎えるタイミングを補間終了点に設定することができる。反対に、モード切換前の三角波ＣＷｂの「谷」でステップＳ３４０がＹＥＳ判定とされた場合には、モード切換後に適用される三角波が次に「山」を迎えるタイミングを補間終了点に設定することができる。

補間演算は、上述のように、補間用三角波ＣＷｉｎｔのキャリア位相が、補間終了点以降で適用される三角波の位相（「山」又は「谷」に相当）に向けて一定のレートで変化するように実行される。

制御装置１００は、補間演算が開始されると、補間終了点すなわち図８における時刻ｔ２が到来するまで（Ｓ３７０のＮＯ判定時）、ＦＬｉｎｔ＝１に維持（Ｓ３５０）するとともに、補間演算に従って補間用三角波ＣＷｉｎｔの電圧値を演算する（Ｓ３６０）。図１１のステップＳ２２５では、ステップＳ３６０での演算結果に従って、三角波ＣＷｂの電圧値が算出される。

制御装置１００は、補間演算の実行時に補間終了点が到来すると（Ｓ３７０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ３８０に処理を進めて、補間用三角波の適用を終了するためにＦＬｉｎｔ＝０にするとともに、第２群インバータ１５ｂのＰＷＭ制御のモードを切換えるために、フラグＦＬｂの値を、０から１、又は、１から０に変更する。これにより、図８で示した第２のタイミング（時刻ｔ２）におけるモード切換を実現することができる。

図１２の制御処理に従って制御されたフラグＦＬａ，ＦＬｂ，ＦＬｉｎｔに従って、図１１の制御処理により三角波ＣＷａ，ＣＷｂの電圧値を設定することにより、図８で説明した、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭの間のモード切換を実現することができる。

なお、図１２の処理においてステップＳ３４０及びＳ３５０を省略することにより、第１群のインバータ１５ａのモード切換時点（時刻ｔ１）から、モード遷移期間を通じて補間用三角波ＣＷｉｎｔの適用を開始することも可能である。

図１３は、モード切換のためのフラグ設定処理の変形例を説明するフローチャートである。

図１３を参照して、ステップＳ３１０〜Ｓ３３０の処理、すなわち、第１群インバータ１５ａに関するモード切換の処理は、図１２と共通である。

制御装置１００は、一方のインバータ１５ａのモード切換が完了すると、ステップＳ４００により、モード切換未完の他方のインバータ１５ｂのＰＷＭ制御に用いられる三角波ＣＷｂについて、同期ＰＷＭのキャリア位相θＸｂ及び非同期ＰＷＭのキャリア位相θＹｂを比較する。

ステップＳ４００による判定は、ステップＳ３２０と同様に実行することができる。制御装置１００は、キャリア位相θＸｂ及びθＹｂが不一致の間（Ｓ４００のＮＯ判定時）は、ステップＳ４０５により、フラグＦＬｂの値を維持する。一方、キャリア位相θＸｂ及びθＹｂが一致すると（Ｓ４００のＹＥＳ判定時）、制御装置１００は、ステップＳ４１０に処理を進めて、インバータ１５ｂのＰＷＭ制御のモードを切換えるために、フラグＦＬｂの値を、０から１、又は、１から０に変更する。

これにより、補間用三角波ＣＷｉｎｔを適用しないモード切換によって、図７の第２のタイミング（時刻ｔ２）における動作を実現することができる。

すなわち、図１３に示された制御処理に従って制御されたフラグＦＬａ，ＦＬｂを用いて図１１の制御処理により三角波ＣＷａ，ＣＷｂの電圧値を設定することにより、図７で説明した、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭの間のモード切換を実現することができる。なお、図１３及び図１１の制御処理を組合せる場合には、ＦＬｉｎｔ＝０に固定されることにより、ステップＳ２２０が常にＮＯ判定とされることで、ステップＳ２２５による処理はスキップされる。

なお、図１２及び図１３では、固定的に第１群インバータ１５ａのモード切換が先行して実行される制御例を説明したが、これとは逆に、第２群インバータ１５ｂのキャリア位相比較を先に行ってもよい。或いは、ステップＳ３２０（図１２及び図１３）において、第１群インバータ１５ａに係るキャリア位相比較（Ｓ３２０）と、第２群インバータ１５ｂに係る位相比較との両方を実行して、先にキャリア位相が一致した一方のインバータのモードを切換た後に、他方のインバータのモード切換を、図１２のステップＳ３４０以降、又は、図１３ｂのステップＳ４００以降に従って制御する変形例とすることも可能である。

このように、制御装置１００が、図１１〜図１４に示されたフローチャートに従った制御処理を実行することにより、実施の形態１と同様に、二重巻線型回転電機を制御するための第１群インバータ１５ａ及び第２群インバータ１５ｂでのＰＷＭ制御における、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭのモード切換を円滑に行うことができる。

なお、実施の形態１及び２では、ＰＷＭ制御のキャリア波（搬送波）として三角波を例示したが、のこぎり波等の三角波以外の周期的な波形についても、搬送波として用いることが可能である。

すなわち、第１群インバータ１５ａは「第１のインバータ」の一実施例に対応し、第２群インバータ１５ｂは「第２のインバータ」の一実施例に対応し、三角波ＣＷａは「第１の搬送波」の一実施例に対応し、三角波ＣＷｂは「第２の搬送波」の一実施例に対応する。同様に、三角波供給部１５０は「搬送波供給部」の一実施例に対応し、三角波制御部１５４は「搬送波制御部」の一実施例に対応する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ 二重巻線型回転電機、１１ 回転角度センサ、１５ａ 第１群インバータ、１５ｂ 第２群インバータ、２０ａ 巻線（第１群）、２０ｂ 巻線（第２群）、２２ａ 第１群電流センサ、２２ｂ 第２群電流センサ、２４ 電圧センサ、１００ 制御装置、１１２ 入力回路、１１５ 演算装置、１１６ 記憶装置、１２０ 出力回路、１３０ 磁極位置検出部、１３３ ＰＷＭ制御部、１３３ａ 第１群ＰＷＭ制御部、１３３ｂ 第２群ＰＷＭ制御部、１４０ 電圧指令演算部、１４０ａ 第１群電圧指令演算部、１４０ｂ 第２群電圧指令演算部、１４１ａ 第１群電流指令算出部、１４１ｂ 第２群電流指令算出部、１４２ａ 第１群電流検出部、１４２ｂ 第２群電流検出部、１４３ａ 第１群三相ｄｑ変換部、１４３ｂ 第１群三相ｄｑ変換部、１４４ａ 第１群電流フィードバック制御部、１４４ｂ 第２群電流フィードバック制御部、１４５ａ 第１群非干渉化処理部、１４５ｂ 第２群非干渉化処理部、１４６ａ 第１群ｄｑ三相変換部、１４６ｂ 第２群ｄｑ三相変換部、１５０ 三角波供給部、１５２ 三角波生成部、１５２ａ 第１群三角波生成部、１５２ｂ 第２群三角波生成部、１５４ 三角波制御部、１５４ａ 第１群三角波制御部、１５４ｂ 第２群三角波制御部、ＣＷＸａ 同期用三角波（第１群）、ＣＷＸｂ 同期用三角波（第２群）、ＣＷＹａ 非同期用三角波（第１群）、ＣＷＹｂ 非同期用三角波（第２群）、ＣＷａ 三角波（第１群）、ＣＷｂ 三角波（第２群）、ＣＷｉｎｔ 補間用三角波、Ｉｄａ，Ｉｄｂ，Ｉｑａ，Ｉｑｂ 軸電流指令、Ｉｕａ，Ｉｕｂ，Ｉｖａ 巻線電流（第１群）、Ｉｖｂ，Ｉｗａ，Ｉｗｂ 巻線電流（第２群）、Ｓｕａ，Ｓｖａ，Ｓｗａ 第１群ＰＷＭ信号、Ｓｕｂ，Ｓｖｂ，Ｓｗｂ 第２１群ＰＷＭ信号、Ｔｃｗ キャリア周期、Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａ 第１群電圧指令、Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂ 第２群電圧指令。

二重巻線型回転電機において、第１群の巻線及び第２群の巻線が機械的な角度差を有するように巻回された構成では、第１群の巻線及び第２群の巻線への印加電圧を制御する第１及び第２のインバータのそれぞれでＰＷＭ制御が実行される。同期ＰＷＭでは、各巻線群での電気角の位相にキャリア波の位相が同期するので、第１及び第２のインバータのそれぞれでのキャリア波間にも位相差が存在することになる。

この発明の他のある局面によれば、機械的な角度差を有して巻回された第１群の巻線及び第２群の巻線を有する二重巻線型回転電機の制御方法は、（１）第１群の巻線への印加電圧を制御する第１のインバータに対する第１の電圧指令群と、第２群の巻線への印加電圧を制御する第２のインバータに対する第２の電圧指令群とを生成するステップと、（２）第１のインバータでの第１のパルス幅変調制御に用いられる第１の搬送波、及び、第２のインバータでの第２のパルス幅変調制御に用いられる第２の搬送波を供給するステップと、（３）第１の電圧指令群と第１の搬送波との比較に基づく第１のパルス幅変調制御によって第１のインバータを制御するための第１のＰＷＭ信号群を生成するとともに、第２の電圧指令群と第２の搬送波との比較に基づく第２のパルス幅変調制御によって第２のインバータを制御するための第２のＰＷＭ信号群を生成するステップとを備える。第１及び第２の搬送波を供給するステップは、第１及び第２の搬送波の周波数が印加電圧の周波数の整数倍となるように変化する第１のモードと、第１及び第２の搬送波の周波数が一定である第２のモードとの一方の選択に従って、第１及び第２のパルス幅変調制御に用いられる第１及び第２の搬送波を切換えるステップを含む。第１及び第２の搬送波を切換えるステップは、第１及び第２のモード間でのモード切換が指示されると、第１及び第２の搬送波のうちの一方の搬送波について、第１のモードに従う搬送波位相と第２のモードに従う搬送波位相とが一致した第１のタイミングでモード切換を実行するステップと、第１のタイミングよりも後において、第１及び第２の搬送波のうちの他方の搬送波について、第１のモードに従う搬送波位相と第２のモードに従う搬送波位相とが一致した第２のタイミングでモード切換を実行するステップとを有する。

θｂ＝θａ＋Δθｃｏｉｌ …（１）
式（１）中の群間位相差Δθｃｏｉｌは、第１群の巻線２０ａ及び第２群の巻線２０ｂの間の機械的な位相差に対して、極対数を乗算し、２で除算する電気角換算によって求めることができる。

時刻ｔ１において、図６の時刻ｔｄと同様に、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａの両方が「山」に相当する位相となる。このタイミングにおいて、第１群三角波制御部１５４ａは、三角波ＣＷａを非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへ切換える。すなわち、時刻ｔ１以後では、ＣＷａ＝ＣＷＸａとされる。

一方、時刻ｔ１において、第２群の同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹｂの位相は不一致である。したがって、このタイミングで、第２群三角波制御部１５４ｂが、三角波ＣＷｂを非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへ切換えると、図６で説明したような位相の不連続が発生する。

第２群三角波制御部１５４ｂは、時刻ｔ２において、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹｂの両方が「山」に相当する位相になると、三角波ＣＷｂを非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへ切換える。すなわち、時刻ｔ２以後では、ＣＷｂ＝ＣＷＸｂとされる。

図８を参照して、基準位相θｒｅｆａ，θｒｅｆｂ、並びに、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸａ，ＣＷＸｂ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹａ，ＣＷＹｂは、図７と同様に変化する。さらに、図７と同様に、時刻ｔ０において、非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへのモード切換が指示されると、時刻ｔ１において、第１群三角波制御部１５４ａは、三角波ＣＷａを非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへ切換える。一方で、第２群三角波制御部１５４ｂは、時刻ｔ１において、三角波ＣＷｂのモード切換タイミングとなる時刻ｔ２を定めるとともに、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂ及び非同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＹｂに基づき、補間用三角波ＣＷｉｎｔを生成するための演算を実行する。時刻ｔ２は、補間用三角波ＣＷｉｎｔの適用が終了される、補間終了点に相当する。

一方で、第２群用の三角波ＣＷｂは、時刻ｔ１以降では、補間用三角波ＣＷｉｎｔに従って生成される。そして、同期ＰＷＭ用三角波ＣＷＸｂの次の「山」のタイミングである時刻ｔ２において、第２群用の三角波ＣＷｂのモード切換が実行される。この結果、第２群インバータ１５ｂのＰＷＭ信号Ｓｕｂについても、モード切換時において三角波の１周期毎にスイッチング（Ｈレベル及びＬレベル間の遷移）が生じるように生成することができる。

このように、制御装置１００が、図１１〜図１３に示されたフローチャートに従った制御処理を実行することにより、実施の形態１と同様に、二重巻線型回転電機を制御するための第１群インバータ１５ａ及び第２群インバータ１５ｂでのＰＷＭ制御における、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭのモード切換を円滑に行うことができる。

Claims (10)

1. 機械的な角度差を有して固定子に巻回された第１群の巻線及び第２群の巻線を有する回転電機の制御装置であって、
   前記第１群の巻線への印加電圧を制御する第１のインバータに対する第１群の電圧指令と、前記第２群の巻線への印加電圧を制御する第２のインバータに対する第２群の電圧指令とを生成する電圧指令演算部と、
   前記第１のインバータでの第１のパルス幅変調制御に用いられる第１の搬送波と、前記第２のインバータでの第２のパルス幅変調制御に用いられる第２の搬送波とを生成する搬送波供給部と、
   前記第１群の電圧指令と前記第１の搬送波との比較に基づく前記第１のパルス幅変調制御によって前記第１のインバータを制御するための第１群のＰＷＭ信号を生成するとともに、前記第２群の電圧指令と前記第２の搬送波との比較に基づく前記第２のパルス幅変調制御によって前記第２のインバータを制御するための第２群のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部とを備え、
   前記搬送波供給部は、
   前記第１及び第２の搬送波の周波数が前記印加電圧の周波数の整数倍となるように変化する第１のモードと、前記第１及び第２の搬送波の周波数が一定である第２のモードとの一方の選択に従って、前記第１及び第２のパルス幅変調制御で用いられる前記第１及び第２の搬送波を切換える搬送波制御部を含み、
   前記搬送波制御部は、前記第１及び第２のモード間でのモード切換が指示されると、前記第１及び第２の搬送波のうちの一方の搬送波について、前記第１のモードに従う搬送波位相と前記第２のモードに従う搬送波位相とが一致した第１のタイミングで前記モード切換を実行し、前記第１のタイミングよりも後において、前記第１及び第２の搬送波のうちの他方の搬送波について、前記第１のモードに従う搬送波位相と前記第２のモードに従う搬送波位相とが一致した第２のタイミングで前記モード切換を実行する、回転電機の制御装置。
2. 前記搬送波制御部は、前記第１のタイミング及び前記第２のタイミングの間のモード遷移期間において、前記ＰＷＭ制御部に対して、前記第１及び第２のモードのうちの前記モード切換の前に選択されていた一方のモードに従って前記他方の搬送波を供給する、請求項１記載の回転電機の制御装置。
3. 前記搬送波制御部は、前記第１のタイミング及び前記第２のタイミングの間のモード遷移期間において、前記第１のモードに従う前記他方の搬送波及び前記第２のモードに従う前記他方の搬送波から生成された補間用搬送波を、前記ＰＷＭ制御部に対して前記他方の搬送波として供給し、
   前記補間用搬送波は、前記モード遷移期間において、前記搬送波位相が、前記第２のタイミングにおける前記モード切換の後の前記一方の搬送波の位相に向けて一定のレートで変化するように生成される、請求項１記載の回転電機の制御装置。
4. 前記第１のタイミングは、前記一方の搬送波の山又は谷に対応して設定される、請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
5. 前記第１のタイミングは、前記一方の搬送波の山及び谷の一方に対応して設定され、
   前記第２のタイミングは、前記第１のタイミングの次に到来する、前記他方の搬送波の山及び谷の他方に対応して設定される、請求項３に記載の回転電機の制御装置。
6. 機械的な角度差を有して固定子に巻回された第１群の巻線及び第２群の巻線を有する回転電機の制御方法であって、
   前記第１群の巻線への印加電圧を制御する第１のインバータに対する第１群の電圧指令と、前記第２群の巻線への印加電圧を制御する第２のインバータに対する第２群の電圧指令とを生成するステップと、
   前記第１のインバータでの第１のパルス幅変調制御に用いられる第１の搬送波、及び、前記第２のインバータでの第２のパルス幅変調制御に用いられる第２の搬送波を供給するステップと、
   前記第１群の電圧指令と前記第１の搬送波との比較に基づく前記第１のパルス幅変調制御によって前記第１のインバータを制御するための第１群のＰＷＭ信号を生成するとともに、前記第２群の電圧指令と前記第２の搬送波との比較に基づく前記第２のパルス幅変調制御によって前記第２のインバータを制御するための第２群のＰＷＭ信号を生成するステップとを備え、
   前記第１及び第２の搬送波を供給するステップは、
   前記第１及び第２の搬送波の周波数が前記印加電圧の周波数の整数倍となるように変化する第１のモードと、前記第１及び第２の搬送波の周波数が一定である第２のモードとの一方の選択に従って、前記第１及び第２のパルス幅変調制御に用いられる前記第１及び第２の搬送波を切換えるステップを含み、
   前記第１及び第２の搬送波を切換えるステップは、
   前記第１及び第２のモード間でのモード切換が指示されると、前記第１及び第２の搬送波のうちの一方の搬送波について、前記第１のモードに従う搬送波位相と前記第２のモードに従う搬送波位相とが一致した第１のタイミングで前記モード切換を実行するステップと、
   前記第１のタイミングよりも後において、前記第１及び第２の搬送波のうちの他方の搬送波について、前記第１のモードに従う搬送波位相と前記第２のモードに従う搬送波位相とが一致した第２のタイミングで前記モード切換を実行するステップとを有する、回転電機の制御方法。
7. 前記第１及び第２の搬送波を切換えるステップは、前記第１のタイミング及び前記第２のタイミングの間のモード遷移期間において、前記第１及び第２のモードのうちの前記モード切換の前に選択されていた一方のモードに従って、前記第１又は第２のパルス幅変調制御に用いられる前記他方の搬送波を供給するステップをさらに有する、請求項６記載の回転電機の制御方法。
8. 前記第１及び第２の搬送波を切換えるステップは、
   前記第１のタイミング及び前記第２のタイミングの間のモード遷移期間において、前記第１のモードに従う前記他方の搬送波及び前記第２のモードに従う前記他方の搬送波から生成された補間用搬送波を、前記第１又は第２のパルス幅変調制御に用いられる前記他方の搬送波として供給するステップをさらに有し、
   前記補間用搬送波は、前記モード遷移期間において、前記搬送波位相が、前記第２のタイミングにおける前記モード切換の後の前記一方の搬送波の位相に向けて一定のレートで変化するように生成される、請求項６記載の回転電機の制御方法。
9. 前記第１のタイミングは、前記一方の搬送波の山又は谷に対応して設定される、請求項６〜８のいずれか１項に記載の回転電機の制御方法。
10. 前記第１のタイミングは、前記一方の搬送波の山及び谷の一方に対応して設定され、
    前記第２のタイミングは、前記第１のタイミングの次に到来する、前記他方の搬送波の山及び谷の他方に対応して設定される、請求項８に記載の回転電機の制御方法。

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