JP7314103B2

JP7314103B2 - 電動機の制御装置

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Publication number: JP7314103B2
Application number: JP2020122553A
Authority: JP
Inventors: 彬夫丹羽; 幸雄川端; 知也吉野
Original assignee: Hitachi Global Life Solutions Inc
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Priority date: 2020-07-17
Filing date: 2020-07-17
Publication date: 2023-07-25
Anticipated expiration: 2040-07-17
Also published as: JP2022019026A

Description

本発明は、電動機の制御装置に関し、モータ電流センサを用いずにモータ電流情報を検出するセンサレス制御方法及び装置に関するものである。

従来、電動機の制御装置において、電動機の磁極位置を検出するための磁極位置センサ、あるいはモータ電流センサを省略することによるセンサレス制御技術が提案されている。

特許文献１の同期モータ制御装置は、同期モータ制御装置は、直流電圧を電力半導体スイッチング素子で交流電圧に変換して同期モータを駆動するインバータ回路と、指令速度に従って制御処理を行う制御回路と、前記インバータ回路を駆動するドライバと、前記インバータ回路に流れる直流電流を検出する直流電流検出器とを具備し、前記制御回路が電力半導体素子をスイッチングする信号を作成するタイマ回路と、該スイッチング信号に同期して前記検出した直流電流をアナログデジタル変換（以下ＡＤ変換と略記する。）するＡＤ変換部とを備え、前記スイッチング信号に同期して、一定の時間間隔で複数回アナログデジタル変換を行い、アナログデジタル変換した複数の直流電流情報を基に前記インバータの出力電流を再現して同期モータを制御する。

直流電流情報は、電流検出回路の温度変化や部品バラツキにより検出性誤差が生じるが、解決策として特許文献１では、直流電流が流れていない位相もＡＤ変換し、その結果と直流が流れている位相でのＡＤ変換結果とを組み合わせて、直流電流検出回路の出力に含まれるオフセット電圧を除去している。

特開2004-64903

特許文献1の方法では直流電流が流れていない位相のＡＤ変換について、特に同期モータを駆動中においては、直流電流が流れている位相のＡＤ変換とは異なるＡＤ変換器を用いこととなるため専用の回路が必要である。

また、直流電流が流れている位相のＡＤ変換はキャリア信号の三角波の山側と谷側のタイミング、またはインバータ回路の電力半導体スイッチング素子が全てオフであるタイミングとしているが、このタイミングでは前記電力半導体スイッチング素子のオフ遅れによる直流電流の残留成分や、半導体スイッチング素子がスイッチングした時に生じるリンギング電流を検出してしまい、直流電流検出回路の出力に含まれるオフセット電圧を正しく検出できない可能性がある。

上記課題を解決するために、本発明に係る電動機の制御装置は、直流電圧を複数の電力半導体スイッチング素子によって３相交流電圧に変換して同期モータを駆動するＰＷＭ制御型インバータ回路と、指令速度に従って制御処理を行う制御回路と、前記インバータ回路を駆動するドライバと、前記インバータ回路に流れる直流電流を検出する直流電流検出器とを具備した同期モータの制御装置において、前記制御回路がＰＷＭ信号を作成するタイマ回路と、該ＰＷＭ信号に同期して前記検出した直流電流をアナログデジタル変換するＡＤ変換部とを備えていて、前記ＰＷＭ信号に同期して、第１のアナログデジタル変換と第２のアナログデジタル変換とを行い、所定のタイミングにおいて前記第１のアナログデジタル変換または第２のアナログデジタル変換の代わりに、直流電源の正端子側に接続したインバータ回路の電力半導体スイッチング素子がいずれも導通する時点、もしくは負端子間に接続した電力半導体スイッチング素子がいずれも導通する時点、あるいは６個のスイッチング素子がいずれもオフとなる時点でアナログデジタル変換を行って第３の直流電流情報を得て、電圧最小相電流である第１の直流電流情報と前記第３の直流電流情報の差と、電圧最大相電流である第２の直流電流情報と前記第３の直流電流情報との差と、ＰＷＭ信号情報とを基に前記インバータ回路の出力電流を再現して同期モータを制御し、直流電源の正端子側に接続したインバータ回路の電力半導体スイッチング素子がいずれも導通する時点、もしくは負端子間に接続した電力半導体スイッチング素子がいずれも導通する時点、あるいは６個のスイッチング素子がいずれもオフとなる時点、のいずれにも該当しない状態に切り替わる直前でアナログデジタル変換を行って第３の直流電流情報を得て、前記第１の直流電流情報と前記第３の直流電流情報の差と、前記第２の直流電流情報と第３の直流電流情報との差と、前記ＰＷＭ信号情報とを基に前記インバータ回路の出力電流を再現して同期モータを制御することを特徴とする。

本発明により、センサレス制御方式の目的である、部品削減による信頼性向上、設置場所における制約の排除を満たしたまま、電流検出回路の温度変化や部品バラツキの補正が同期モータを駆動している間にも可能となり、従来の電流センサレス制御よりも電流検出精度を向上し高品質なモータ制御を実現できる。

本実施例の同期モータ制御装置のブロック図増幅器７の増幅特性図モータ印加電圧情報１８ａとキャリア信号の模式図図３の正弦波信号とキャリア信号を、キャリア信号の１周期に対して拡大した図インバータ回路２の各オンモードにおける通電状態ＡＤ変換部８の構成のブロック図図６のＡＤ変換部８の動作説明図

以下図面を用いて説明する。図１は、本実施例の同期モータ制御装置のブロック図である。図１の同期モータ制御装置では、直流電源１の電圧を、パルス幅変調（ＰＷＭ）された交流電圧に変換して同期モータ３のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の固定子巻線に供給して同期モータ３を回転させるインバータ回路２と、速度指令信号に応じて前記同期モータ３の制御処理を行う制御回路４と、この制御回路４からの信号に従ってインバータ回路２を駆動するドライバ５と、直流電源１からインバータ回路２に流れる直流電流ＩＤＣを検出する抵抗器６とを備えている。前記制御回路４は、ワンチップマイクロコンピュータまたはこれを利用したハイブリットＩＣである。また、前記インバータ回路２は、図１に示す通り、直列接続された２つの半導体スイッチング素子対の３組が、それぞれ直流電源の正端子と負端子間に接続されたインバータであって、正端子側の上アーム側がＵ＋，Ｖ＋，Ｗ＋、また負端子側の下アーム側がＵ－，Ｖ－，Ｗ－である。インバータ回路の半導体スイッチング素子にはパワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを用いる。

制御回路４には、前記抵抗器６と一緒に直流電流検出回路を構成して、抵抗器６に発生する直流電流検出電圧６ａを増幅する増幅器７と、増幅器７の出力電圧７ａを、ＡＤ起動時間決定部１１から出力されるＡＤ変換起動時間１１ａに従い、サンプリングしてアナログ値をディジタル値に変換するＡＤ変換ユニットを備えたＡＤ変換部８と、ＡＤ変換値８ａを通電モード情報１９ａを基に、ゼロ電流情報９ａとモータ電流情報９ｂとに分けて出力する選択器９と、通電モード情報１９ａと、ＡＤ起動間隔設定器１２から出力されるＡＤ起動の時間間隔Ｔｗと、ＡＤ変換サンプリング時間設定器１３にて設定されるＡＤサンプリング時間１３ａとからＡＤ変換起動時間１１ａを決定するＡＤ起動時間決定部１１と、通電モード情報１９ａとゼロ電流情報９ａとモータ電流情報９ｂと３相モータ電流推定値１５ａとを基に、モータ電流を再現してモータ電流再現値１４ａを出力するモータ電流再現部１４と、モータ電流再現値１４ａを入力してｄ軸ｑ軸電流１６ａに変換する３ φ ／ｄｑ座標変換部１６と、ｄ軸ｑ軸電流１６ａを入力して平均値２１ａを出力するフィルタ２１と、ｄ軸電流とｑ軸電流の平均値２１ａを入力して３相モータ電流推定値１５ａを出力するｄｑ／３ φ 逆変換部１５と、ｄ軸ｑ軸電流１６ａとモータ定数２０ａと指令速度とｄ軸電流指令とｑ軸電流指令とから、ｄ軸ｑ軸電流１６ａがそれぞれの指令と一致するようにモータへ印加するｄ軸ｑ軸モータ印加電圧情報１７ａを生成するモータ印加電圧生成部１７と、ｄ軸ｑ軸モータ印加電圧情報１７ａから座標逆変換して３相モータ印加電圧情報１８ａとキャリア周期データ１８ｂとを出力する座標逆変換／キャリア周期決定部１８と、３相モータ印加電圧情報１８ａとキャリア周期データ１８ｂとからＰＷＭ信号を生成するためのタイマ情報１９ｂとＡＤ変換起動時間１１ａの決定とモータ電流再現に必要な通電モード情報１９ａとを出力するＰＷＭ信号生成タイマ情報部１９と、ＰＷＭ信号生成タイマ情報１９ｂをドライバ５へのＰＷＭ信号２２ａに変換するＰＷＭ信号生成部２２とを備えている。

図２は、増幅器７の増幅特性図であって、直流電流ＩＤＣと増幅器７の出力電圧７ａとの関係を示す。直流電流ＩＤＣがＩＤＣｍａｘ，０，ＩＤＣｍｉｎの場合に、増幅器の出力がそれぞれＶＩＤＣｍａｘ，ＶＩＤＣ０，ＶＩＤＣｍｉｎを出力する。直流電流ＩＤＣが正負の範囲の値であるのに対して、ＡＤ変換部８が正電源でしか動作しないため、増幅器７は図２のようなオフセット電圧付きの増幅器としている。図２で、ＶＩＤＣ０がオフセット電圧であり、直流電流ＩＤＣが０の時の増幅器７の出力であるが、このオフセット電圧は、温度変化や部品バラツキにより変動するため、図２に示すようにＶＩＤＣｍａｘとＶＩＤＣｍｉｎも変動する。

例えば、ＡＤ変換部８が例えば５Ｖ電源で動作するＡＤ変換ユニットを備えている場合には、増幅器７に、直流電流が０Ａで、電源電圧の半分の電圧である２．５Ｖをオフセット電圧にする。そして、後述の方法で、直流電流が流れないタイミングでもＡＤ変換部を動作させてオフセット電圧を第３の直流電流情報として確保する。

図３に、モータ印加電圧情報１８ａとキャリア信号とを模式的に表す。同期モータ３に正弦波状の電流を流す場合、インバータの出力電圧は正弦波電圧とする必要がある。このために、図３に示すように、三角波で示すキャリア信号と、モータ印加電圧情報１８ａである正弦波で示す信号波Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの交差する点で、スイッチングのオン・オフ信号いわゆるＰＷＭ信号２２ａをＰＷＭ信号生成部２２で生成し、この信号に応じてインバータ回路を構成する６個の半導体スイッチング素子をスイッチングさせて同期モータ３に正弦波電圧を印加する。その結果、同期モータ３に印加される相電圧は、正弦波で示す信号波Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの大きさに従って、交互に最大となる相および交互に最小になる相が１２０ ° 毎に切り替わる。

図４は、図３の正弦波信号とキャリア信号を、キャリア信号の１周期に対して拡大した図であり、ＰＷＭ信号２２ａと直流電流ＩＤＣとの関係を示す。図４ではデットタイムの生成のために、キャリア信号を、ダブルキャリア信号としている。この２つのキャリア信号と各電圧レベル（最大相，中間相，最小相）とが一致した時点で、それぞれの相の上アーム側と下アーム側のＰＷＭ信号の状態を変化させている。

キャリア信号と各相の印加電圧情報１８ａの大きさとによって各電圧相毎にＰＷＭ信号２２ａの波形が決定される。ＰＷＭ信号２２ａがＨｉの時はインバータ回路２の上アームが導通し、Ｌｏｗの時は下アームが導通する。

ＰＷＭ信号生成タイマ情報部１９では、図３に示すモータ印加電圧情報１８ａである信号波Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを実現するように、各相の電圧を表す時間データと、キャリア信号周期を表す時間データとの４種類のタイマ情報１９ｂを決定する。ＰＷＭ信号生成部２２では、タイマ情報１９ｂに従って、アップダウン型のタイマを動作させて、各相の電圧を表す時間データとタイマ値とが一致した時点でオン・オフする信号を作成して、ＰＷＭ信号２２ａとする。

図５は、インバータ回路２の各オンモードにおける通電状態を示す。抵抗器６に流れる直流電流ＩＤＣに現れる情報は、インバータ回路２の通電状態によって時分割に変化する。これを図４に示す通電モード(1) から(4) の関係と合わせて説明する。

図５（ａ）および図４(4)に示すように、上アームが全てオンで下アームが全てオフの時、もしくは図５（ｂ）および図４(3) に示すように、上アームが全てオフで下アームが全てオンの時は、直流電流ＩＤＣは流れない。また、図５（ｃ）および図４(1) に示すように、上アームが２つオンで下アームが１つオンの時は、直流電流ＩＤＣには電圧最小相（ｋ相と呼ぶ。）のモータ電流情報が現れる。さらに、図５（ｄ）および図４ (2)に示すように、上アームが１つオンで下アームが２つオンの時は、直流電流ＩＤＣには電圧最大相（ｉ相と呼ぶ。）のモータ電流情報が現れる。そして、これら電圧最大相と電圧最小相の電流は、キャリア信号の立上り側と立下り側の２箇所で観測でき、図３に示すように、インバータ出力周波数の６０ ° 毎に相が切り替わる。

以下、図４(1)の通電モードの直流電流ＩＤＣ１（１）またはＩＤＣ１（２）を第１の直流電流情報、図４(2)の通電モードの直流電流ＩＤＣ２（１）またはＩＤＣ２（２）を第２の直流電流情報、図４(3)および(4) の通電モードの直流電流ＩＤＣ０（実際には０Ａ）を第３の直流電流情報として説明する。

また、増幅器７の出力電圧７ａの符号を、図４に示す対応する各直流電流の符号の頭にＶの符号を付けて、それぞれ、ＶＩＤＣ１（１）とＶＩＤＣ２（１）、およびＶＩＤＣ１（２）とＶＩＤＣ２（２），ＶＩＤＣ０とする。このＶＩＤＣ０は、図２で説明したオフセット電圧である。

また、同様に、各直流電流の符号に対して頭にＡＤの符号をつけて、ＡＤ変換値８ａを、ＡＤＩＤＣ１（１），ＡＤＩＤＣ１（２），ＡＤＩＤＣ２（１），ＡＤＩＤＣ２（２），ＡＤＩＤＣ０で表す。この場合、ＡＤＩＤＣ０が図１のゼロ電流情報９ａに相当し、モータ電流情報９ｂがＡＤＩＤＣ１（１），ＡＤＩＤＣ１（２），ＡＤＩＤＣ２（１），ＡＤＩＤＣ２（２）に対応して、それぞれが通電モード情報１９ａに従って選択器９で分離される。これらのＡＤ変換値８ａの検出タイミングは、ＡＤ起動時間決定部１１で通電モード情報１９ａに従って決定される。

本実施例では、ゼロ電流情報９ａに相当するＡＤＩＤＣ０は、キャリア信号の立下り側の通電モード(3)から(2)へ切り替わる直前のタイミングにて、ＡＤＩＤＣ２（２）の代わりとしてＡＤ起動する。他の実施方法として、キャリア信号の立上り側の通電モード(4)から(1)へ切り替わる直前のタイミングにてＡＤＩＤＣ１（１）の代わりとしてＡＤ起動しても良い。この時ＡＤＩＤＣ２（２）またはＡＤＩＤＣ１（１）は検出できないので、後述の３相分の電流情報を得る際には前回値検出値をもとにモータ電流を推定する。

本実施例のＡＤ変換値、ＡＤＩＤＣ１（１），ＡＤＩＤＣ１（２），ＡＤＩＤＣ２（１），ＡＤＩＤＣ２（２）は、図４に示すように、キャリア信号の立上り側では、時間間隔Ｔｗで、電圧中間相が上アームオンから下アームオンにスイッチングする前後で、それぞれＡＤＩＤＣ１（１）とＡＤＩＤＣ２（１）を第１のシーケンスとして連続してＡＤ変換する。また同様に、キャリア信号の立下がり側では、時間間隔Ｔｗで、電圧中間相が下アームオンから上アームオンにスイッチングする前後で、それぞれＡＤＩＤＣ２（２）とＡＤＩＤＣ１（２）を第２のシーケンスとして連続してＡＤ変換する。なお、どちらか１つのシーケンスとしてもよい。本実施例では、このように、時間間隔Ｔｗで、できるだけ近いタイミングで２相分の電流検出を行い、下記（数１）式に示すモータ電流の総和がゼロとなる関係を用いて、３相分の電流情報を得る。
０＝Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ … （数１）
ここで、Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相のモータ電流である。これによって、３ φ ／ｄｑ座標変換部１６で回転座標系のｄ軸ｑ軸電流を座標変換する際に、モータ電流の検出位相ズレによって生じる誤差を低減できる。

次に、前記のタイミングで得たＡＤ変換値から、直流電流ＩＤＣ１（１）とＩＤＣ２（１）、およびＩＤＣ１（２）とＩＤＣ２（２）に対応したデジタル値を（数２）式から（数５）式で求める。ここで、各電流に対応したデジタル値を、各電流の符号の末尾に＿ｄｉｇの符号をつけて表す。
ＩＤＣ１（１）＿ｄｉｇ＝ＡＤＩＤＣ１（１）－ＡＤＩＤＣ０ … （数２）
ＩＤＣ２（１）＿ｄｉｇ＝ＡＤＩＤＣ２（１）－ＡＤＩＤＣ０ … （数３）
ＩＤＣ１（２）＿ｄｉｇ＝ＡＤＩＤＣ１（２）－ＡＤＩＤＣ０ … （数４）
ＩＤＣ２（２）＿ｄｉｇ＝ＡＤＩＤＣ２（２）－ＡＤＩＤＣ０ … （数５）
これらの（数２）式から（数５）式の演算は、図１のモータ電流再現部１４で実行される処理の１つである。

実際のインバータ回路２を駆動する場合には、上アームと下アームが同時にオンしないようにＰＷＭ信号にはデットタイムが設定しており、さらに、インバータ回路２の半導体スイッチング素子がスイッチングすると、インバータ回路２からモータ巻線までの配線インダクタンスと浮遊容量とによって、モータ電流が高周波で振動するリンギング現象が発生する。このリンギング電流は、直流電流ＩＤＣにも流れる。従って、これらデットタイムとリンギング時間を考慮して前記のＡＤ起動の時間間隔Ｔｗ、またはＩＤＣ０取得時のＡＤ起動の時間間隔Ｔｗ０と、ＡＤ起動のタイミングとを決定する。さらに、ＡＤ変換を起動しても、起動までの遅れ時間や変換に有限の時間が必要であり、これらの遅れや変換の時間も考慮することが重要である。

図４は、これらを配慮して表したキャリア信号，３相上アーム側と下アーム側ＰＷＭ信号，２種類の直流電流ＩＤＣ，ＡＤ起動タイミングを表す。前記ＰＷＭ信号に対して、インバータ回路２の上下各アームがスイッチングするタイミングは、モータ電流の極性に依存する。図４に示す直流電流ＩＤＣでは、モータ側に流れ出る方向を正としており、最大相電流が正、かつ最小相電流が負であって、中間相電流が正の場合と負の場合との２つの場合を表す。図４に示すように、インバータの出力スイッチングのタイミングは、モータ電流が正極性では、上アーム側のＰＷＭ信号に従い、負極性では下アーム側のＰＷＭ信号に従う。

しかし、モータ電流の極性はモータ電流を検出するまでは不明である。従って、ＡＤ起動タイミングの決定には、モータ電流の極性が正負どちらであっても確実に検出できる必要がある。このために、本実施例では、具体的に以下に示すようにする。

キャリア信号の立上り側では、時間間隔Ｔｗを置いて、電圧中間相の上アームＰＷＭ信号の遷移時点を基準とし、その前後で、それぞれＡＤＩＤＣ１（１）とＡＤＩＤＣ２（１）を第１のシーケンスとして連続してＡＤ変換する。

キャリア信号の立下がり側では、時間間隔Ｔｗを置いて、電圧中間相が下アームオンＰＷＭ信号の遷移時点を基準として、その前後で、それぞれＡＤＩＤＣ２（２）とＡＤ１（２）とを第２のシーケンスとして連続してＡＤ変換する。

すなわち、上記いずれのシーケンスも、中間相の上下ＰＷＭ信号に対して早い時点で遷移する側を選択する。しかし、実際にはインバータの出力がモータ電流極性に従って、遅いタイミングでスイッチングすることがあって、スイッチング後に直流電流がリンギングすることもあるので、本実施例では時間間隔Ｔｗを、次の（数６）式に示す時間以上に設定した。なお、（数６）式でＴｄはデットタイム時間、Ｔｒｉｇは電流の振動が減衰するまでの時間である。ここで、電流の振動が減衰するまでの時間Ｔｒｉｇは、電流の振動の山から谷までの電圧が最初の値の５０％以下になった時点までの時間である。
Ｔｗ＝Ｔｄ＋Ｔｒｉｇ … （数６）
電流の振動が減衰するまでの時間Ｔｒｉｇの時間は、同期モータ３とインバータ回路２とを結ぶケーブルが長くなるほど、長い時間に設定する必要がある。本実施例では、デットタイム時間Ｔｄと合わせて、ＡＤ起動の時間間隔ＴｗとしてＡＤ起動間隔設定器１２で、用途毎の設定ができるようにした。

次に本実施例のＡＤ変換部８の詳細と時間間隔Ｔｗ及びＴｗ０の作成方法を、図６と図７とを用いて説明する。図６は、ＡＤ変換部８の構成のブロック図である。ＡＤ変換部８は、それぞれ独立にＡＤ変換できる第１ＡＤ変換ユニット８１と第２ＡＤ変換ユニット８２と、ＡＤ変換結果を格納する第１ＡＤ変換結果レジスタ８３と、第２ＡＤ変換結果レジスタ８４と、それぞれのＡＤ変換ユニットをタイミング起動するＡＤ変換タイマ８５と、第１タイマレジスタ８６と、第２タイマレジスタ８６と、第１タイマレジスタ８６と第２タイマレジスタ８６とにそれぞれ設定されたタイマレジスタ値ＴＤＣ１とＴＤＣ２とをＡＤ起動タイマ８５のタイマデータと比較して、ＡＤ起動信号を出力する第１比較器８８と第２比較器８９とを備えている。

タイマレジスタ値ＴＤＣ１とＴＤＣ２とは、ＡＤ起動時間決定部１１でＡＤ変換起動時間１１ａとして設定したデータである。また、第１ＡＤ変換結果レジスタ８３と、第２ＡＤ変換結果レジスタ８４とに格納されたＡＤ変換値８ａは、選択部９に伝えられる。

図７は、図６のＡＤ変換部８の動作説明図である。ＡＤ起動タイマ８５は、ＰＷＭ信号作成のためのキャリア信号に同期して、キャリア信号の半周期を１周期としてアップカウントしている。このカウント値とタイマレジスタ値ＴＤＣ１とＴＤＣ２とがそれぞれ一致すると、それぞれ異なるタイミングでＡＤ起動信号を発生する。

本実施例では、タイマレジスタ値ＴＤＣ１とＴＤＣ２との差をＡＤ起動の時間間隔Ｔｗに設定する。また、ＡＤＩＤＣのＡＤ変換時にはＡＤ起動の時間間隔Ｔｗ０に設定する。タイマレジスタ値ＴＤＣ１は、キャリア信号の立上り側では、電圧中間相の上アームＰＷＭ信号の遷移時点から、ＡＤ変換ユニットのサンプリング時間遅れＴｓｍｐｌだけ早いタイミングとし、キャリア信号の立下がり側では、電圧中間相の下アームＰＷＭ信号の遷移時点から、ＡＤ変換ユニットのサンプリング時間遅れＴｓｍｐｌだけ早いタイミングとする。このＴｓｍｐｌは、ＡＤサンプリング時間１３ａとして、図１に示すＡＤ変換サンプリング時間設定器１３で設定する。

１ … 直流電源、
２ … インバータ回路、
３ … 同期モータ、
４ … 制御回路、
５ … ドライバ、
６… 抵抗器、
６ａ … 直流電流検出電圧、
７ … 増幅器、
７ａ … 出力電圧、
８ … ＡＤ変換部、
８ａ … ＡＤ変換値、
９ … 選択器、
９ａ … ゼロ電流情報、
９ｂ … モータ電流情報、
１１ … ＡＤ起動時間決定部、
１１ａ … ＡＤ変換起動時間、
１２ … ＡＤ起動間隔設定器、
１３ … ＡＤ変換サンプリング時間設定器、
１３ａ … ＡＤサンプリング時間、
１４ … モータ電流再現部、
１４ａ … モータ電流再現値、
１５ … ｄｑ／３ φ 逆変換部、
１６ … ３ φ ／ｄｑ座標変換部、
１６ａ … ｄ軸ｑ軸電流、
１７ … モータ印加電圧生成部、
１７ａ … ｄ軸ｑ軸モータ印加電圧情報、
１８ … 座標逆変換／キャリア周期決定部、
１８ａ … ３相モータ印加電圧情報、
１８ｂ … キャリア周期データ、
１９ … ＰＷＭ信号生成タイマ情報部、
１９ａ … 通電モード情報、
１９ｂ … ＰＷＭ信号生成タイマ情報、
２２ … ＰＷＭ信号生成部、
２２ａ … ＰＷＭ信号、
ＩＤＣ，ＩＤＣ１（１），ＩＤＣ２（１），ＩＤＣ１（２），ＩＤＣ２（２） … 直流電流、
ｆｃｍａｘ … キャリア周波数最大値、
ｆｃｍｉｎ … キャリア周波数最小値、
Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋ … 正端子側スイッチング素子、
Ｕ－，Ｖ－，Ｗ－ … 負端子側スイッチング素子、
Ｔｗ … 時間間隔、
ＶＩＤＣ０ … オフセット電圧。

Claims

直流電圧を複数の電力半導体スイッチング素子によって３相交流電圧に変換して同期モータを駆動するＰＷＭ制御型インバータ回路と、指令速度に従って制御処理を行う制御回路と、前記インバータ回路を駆動するドライバと、前記インバータ回路に流れる直流電流を検出する直流電流検出器とを具備した同期モータの制御装置において、
前記制御回路がＰＷＭ信号を作成するタイマ回路と、該ＰＷＭ信号に同期して前記検出した直流電流をアナログデジタル変換するＡＤ変換部とを備えていて、前記ＰＷＭ信号に同期して、第１のアナログデジタル変換と第２のアナログデジタル変換とを行い、所定のタイミングにおいて前記第１のアナログデジタル変換または第２のアナログデジタル変換の代わりに、直流電源の正端子側に接続したインバータ回路の電力半導体スイッチング素子がいずれも導通する時点、もしくは負端子間に接続した電力半導体スイッチング素子がいずれも導通する時点、あるいは６個のスイッチング素子がいずれもオフとなる時点でアナログデジタル変換を行って第３の直流電流情報を得て、電圧最小相電流である第１の直流電流情報と前記第３の直流電流情報の差と、電圧最大相電流である第２の直流電流情報と前記第３の直流電流情報との差と、ＰＷＭ信号情報とを基に前記インバータ回路の出力電流を再現して同期モータを制御し、
直流電源の正端子側に接続したインバータ回路の電力半導体スイッチング素子がいずれも導通する時点、もしくは負端子間に接続した電力半導体スイッチング素子がいずれも導通する時点、あるいは６個のスイッチング素子がいずれもオフとなる時点、のいずれにも該当しない状態に切り替わる直前でアナログデジタル変換を行って第３の直流電流情報を得て、前記第１の直流電流情報と前記第３の直流電流情報の差と、前記第２の直流電流情報と第３の直流電流情報との差と、前記ＰＷＭ信号情報とを基に前記インバータ回路の出力電流を再現して同期モータを制御することを特徴とする電動機の制御装置。
請求項１に記載の電動機の制御装置を、電気掃除機の制御装置としたことを特徴とする電気掃除機。
請求項１に記載の電動機の制御装置を、電気洗濯機の制御装置としたことを特徴とする電気洗濯機。
請求項１に記載の電動機の制御装置を、電気井戸水ポンプの制御装置としたことを特徴とする電気井戸水ポンプ。