JP3786142B2 - インバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明は、電動機を駆動するインバータの出力電流を精度良く検出する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の三相アナログ電流検出回路を備えたインバータの出力電流検出方法の一例として、図６にインバータの回路構成図を示す。
図６において、１は直流電源で、例えば三相の交流電源をダイオードで構成されたコンバータで順変換して得られる直流電源である。２は電動機で、例えば三相の誘導電動機である。３は直流電源１の正・負極間（Ｐ−Ｎ線間）に接続されたパワーデバイスで、例えばＰ−Ｎ線間にＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）Ｑ１ーＱ６とその各ＩＧＢＴに逆並列接続されたフリーホイールダイオードＤ１−Ｄ６の組が三相ブリッジに接続されたものである。この三相ブリッジの上アームと下アームのＩＧＢＴの接続ノードから電動機２への三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）出力が得られる。また、下アームのＱ２、Ｑ４、Ｑ６各ＩＧＢＴのエミッタと直流電源１の負極（Ｎ線）との間にアナログ電流検出用抵抗ＲＣＴ１ーＲＣＴ３が挿入されている。４はパワーデバイス３を駆動するパワーデバイス制御装置である。この制御装置は、例えば、６個のＩＧＢＴＱ１ーＱ６を独立にオン・オフ駆動するパワーデバイス駆動回路５と、アナログ電流検出用抵抗ＲＣＴ１ーＲＣＴ３の両端電圧を入力とする三相アナログ電流検出回路６とを備えている。
【０００３】
７はインバータ制御用のマイクロコンピュータ（以下ＭＰＵという）である。ＭＰＵは電動機２を駆動するために必要なＰＷＭ信号を演算する。パワーデバイス３をオン・オフ駆動する指令（ＰＵＬ−ＰＷＬ、ＮＵＬ−ＮＷＬ）をパワーデバイス制御装置４に与える。
また、ＭＰＵ７はアナログ電流検出用抵抗ＲＣＴ１ーＲＣＴ３の両端電圧を三相アナログ電流検出回路６を介して読み込むことにより、ＭＰＵ７の制御演算に必要なインバータのフィードバック信号を得る。
次に動作について説明する。ＭＰＵ７は電動機２を駆動するためのＰＷＭ信号を演算し、パワーデバイス３をオン・オフ駆動する指令（ＰＵＬ−ＰＷＬ、ＮＵＬ−ＮＷＬ）をパワーデバイス制御装置４に与える。
パワーデバイス制御装置４はＭＰＵ７からの指令に応じてパワーデバイス３をオン・オフ駆動する。パワーデバイス３の上アームＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５と下アームＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ６は交互にオン・オフされ、直流電源１の直流電力が電動機２を駆動するための交流電力に変換される。
【０００４】
次に三相アナログ電流検出回路６の動作について図７を参照して説明する。図７は三相アナログ電流検出回路の動作を示すタイミングチャートである。まず、三相のうちの一相であるＵ相について説明する。ＭＰＵ７からパワーデバイス制御装置４に与えられる指令ＮＵＬ（Ｕ相の下アームＩＧＢＴＱ２駆動信号）はパルス信号として与えられ（図７（ａ）参照）、前記指令ＮＵＬによって動作するＩＧＢＴＱ２およびフリーホイールダイオードＤ２に流れる電流ＩＣＵは、図７（ｂ）のようになる。電流ＩＣＵをアナログ電流検出用抵抗ＲＣＴ１により電流／電圧変換して得られる電圧ＶＯＵＴＵは図７（ｃ）のようになる。この電圧ＶＯＵＴＵは、前記三相アナログ電流検出回路６でアナログ信号に近い形状に処理され、アナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵとして出力される（図７（ｄ）参照）。
すなわち、前記三相アナログ電流検出回路６における前記アナログ信号に近い形状に処理する回路（図示せず）により、ＭＰＵ７の指令ＮＵＬがＯＦＦからＯＮに変化した時点からディレイを追加したホールド信号ＶＨによりホールド用コンデンサ（図示せず）の充電電圧を前記電流ＩＣＵに追従させるか、充電電圧を保持させるかを制御し、この制御された充電電圧を前記アナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵとして外部に出力する。このアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵはＩＧＢＴＱ２およびフリーホイールダイオードＤ２に流れるアナログ電流出力としてＭＰＵ７に与えられる。
【０００５】
さて、図７（ｄ）に示すように、ＭＰＵ７からの指令ＮＵＬがＯＮの状態では、アナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ（図６の三相アナログ電流検出回路６の出力電圧）はＩＧＢＴＱ２およびフリーホイールダイオードＤ２に流れるアナログ電流ＩＣＵに追従した電圧となり、指令ＮＵＬがＯＦＦの状態では、指令ＮＵＬがＯＮからＯＦＦに変化した時点の電圧が短時間（例えば５００μｓｅｃ間）保持される。図７（ｄ）のホールド期間中のＡＶＯＵＴＵがこの状態を表してる。Ｖ相及びＷ相についてもＵ相と同様である。
ＭＰＵ７は、このように変化する三相アナログ電流検出回路６からの三相のアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ、ＡＶＯＵＴＶ、ＡＶＯＵＴＷを読み込んで、ディジタル変換することによりインバータの出力電流を検出する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、従来のインバータの出力電流検出方法によると、ＭＰＵ７からの指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）がＯＦＦの状態では、三相のアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ（ＡＶＯＵＴＶ、ＡＶＯＵＴＷ）は、ＩＧＢＴＱ２（ＩＧＢＴＱ４、ＩＧＢＴＱ６）およびフリーホイールダイオードＤ２（Ｄ４、Ｄ６）に流れるアナログ電流に追従した電圧とならず、ＭＰＵ７は精度の良い三相のアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ（ＡＶＯＵＴＶ、ＡＶＯＵＴＷ）を読み込むことができないという問題があった。
【０００７】
その原因は、ＭＰＵ７からの指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）のＯＦＦ時間が長い場合（例えば５００μｓｅｃ以上の場合）、前記指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）がＯＮからＯＦＦになった時点の三相のアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ（ＡＶＯＵＴＶ、ＡＶＯＵＴＷ）は、図６の三相のアナログ電流検出回路６のホールド用コンデンサーによって一定時間（例えば５００μｓｅｃ間）保持されるが、前記一定時間以後は保持されない。この結果、三相のアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ（ＡＶＯＵＴＶ、ＡＶＯＵＴＷ）はＩＧＢＴＱ２（ＩＧＢＴＱ４、ＩＧＢＴＱ６）およびフリーホイールダイオードＤ２（Ｄ４、Ｄ６）に流れるアナログ電流に追従した電圧とならず、ＭＰＵ７は精度の良い三相のアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ（ＡＶＯＵＴＶ、ＡＶＯＵＴＷ）を読み込むことができないという問題があった。
特に、２アーム変調方式の場合は、ＭＰＵ７からの指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）のＯＦＦ時間が、インバータの出力電圧指令の電気角で６０゜区間（インバータの出力周波数が６０Ｈｚの場合は約２．８ｍｓｅｃ期間）となる状態が発生するため前述のように図６の三相アナログ電流検出回路６の出力電圧が保持できないため、この区間ではインバータの出力電流を検出することができないという問題があった。
そこで本発明は、以上のような問題点を解決するためになされたもので、ＭＰＵ７がパワーデバイス制御装置４に与える指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）のＯＦＦ時間が長くなって、三相アナログ電流検出回路６のホールド用コンデンサで出力電圧を保持できない場合が生じても、インバータの出力電流を精度良く検出することができるインバータの出力電流検出方法を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、直列接続した半導体スイッチング素子をオンオフ制御し、直流電圧を３相交流電圧に変換出力するインバータ装置において、３相全ての前記各下段側半導体スイッチング素子と前記直流電圧の負極側との間に接続された３相の各電流検出用抵抗と、前記３相の各電流検出用抵抗に基づいて得られる各相電流検出値のうち、電流検出値として用いる２相をインバータ装置の動作制御中に順次切替選択していく電流検出相切替手段を備えたことを特徴としている。
また、前記インバータ装置において、前記電流検出相切替手段が選択した２相の各電流検出値を、各々につき当該相の下段側半導体スイッチング素子へのオン指令期間中に検出する電流検出タイミング手段を備えたことを特徴としている。
また、前記各インバータ装置において、前記電流検出相切替手段は、出力電圧指令の電圧位相に基づいて電流検出値として用いる２相を選択することを特徴としている。
あるいは、前記電流検出相切替手段は、出力電圧指令値に基づいて電流検出値として用いる２相を選択することを特徴としている。
あるいは、前記電流検出相切替手段は、前記下段側半導体スイッチング素子のオフ指令時間に基づいて電流検出値として用いる２相を選択することを特徴としている。
【０００９】
【発明の実施の形態】
上記手段により、運転中のインバータの出力電流を三相アナログ電流検出回路６で電流／電圧変換し、ＭＰＵ７は前記インバータの出力電圧指令の電気角に応じて、パワーデバイス制御装置４に与える指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）のＯＦＦ時間が短い（例えばＩＧＢＴのスイッチング時間１００μｓｅｃ以下の）二相を順次選択してディジタル変換する。
前記選択された二相のアナログ出力電圧は、ＩＧＢＴＱ２（ＩＧＢＴＱ４、ＩＧＢＴＱ６）およびフリーホイールダイオードＤ２（Ｄ４、Ｄ６）に流れるアナログ電流に追従した電圧であるので、このアナログ出力電圧をディジタル変換することによりインバータの出力電流を精度良く検出することができる。
特に問題となる、変調アーム数が２アーム変調方式の場合でも、インバータの出力電流を精度良く検出することができる。
以下、本発明の実施例を図に基づいて説明する。図６に示すインバータの回路は本発明が実施される回路で、従来の回路構成と同じである。
図１は本発明の実施例を示す制御テーブルである。前記制御テーブルは、インバータの三相出力電流のうちアナログ／ディジタル変換する特定の二相を選択する相を予め設定したテーブルである。運転中のインバータの出力電流を三相アナログ電流検出回路６で電流／電圧変換し、ＭＰＵ７はインバータの出力電圧指令の電気角に応じて、ＭＰＵ７からパワーデバイス制御装置４に与える指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）のＯＦＦ時間が短い（例えばＩＧＢＴのスイッチング時間１００μｓｅｃ以下の）二相を順次選択してアナログ／ディジタル変換する。
前記制御テーブルにおいて、項目「電気角」はＵ相の出力電圧指令の電気角を表わし、０゜〜３６０゜を３０゜刻みで分割している。項目「Ａ／Ｄ変換１」はアナログ／ディジタル変換する二相のうちの一相を表わし、二相のうちＰＷＭの変調率の高い方の変換対称相である。項目「Ａ／Ｄ変換２」は、アナログ／ディジタル変換する二相のうちの前記項目「Ａ／Ｄ変換１」の相とは別の一相を表わしている。制御テーブルの項目「Ａ／Ｄ変換１」の相と「Ａ／Ｄ変換２」の相とでは、「Ａ／Ｄ変換１」の相が先にアナログ／ディジタル変換される。
図２は本発明の実施例を説明するための図で、インバータの出力電圧指令の信号波ｅｕ、ｅｖ、ｅｗである。前記信号波ｅｕ、ｅｖ、ｅｗは電動機２に与える三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の出力電圧指令であり、変調アーム数は２アーム変調方式で変調率１．０の場合を示している。なお、図２の式は、変調率Ｖ＝１．０のときの信号波ｅｕを表している。
【００１０】
図３は本発明の実施例を説明する図で、図１のＡ／Ｄ変換１とＡ／Ｄ変換２の動作タイミングチャートである。Ａ／Ｄ変換１の起動は、ＭＰＵ７からの項目「Ａ／Ｄ変換１」の相への指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）がＯＮの期間に行い、Ａ／Ｄ変換２の起動はＡ／Ｄ変換１の実行完了後、項目「Ａ／Ｄ変換２」の相への指令がＯＮの期間に行う。
図４は本発明の実施例を説明する図で、ＭＰＵ７は、図６の三相アナログ電流検出回路６により得られたインバータの出力電流Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流（図６のＡＶＯＵＴＵ，ＡＶＯＵＴＶ，ＡＶＯＵＴＷそれぞれに対応）を読み込んでインバータの出力電流を演算する。２相選択回路１１は、前記Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流の三相の内２相を順次選択してディジタル変換するブロックで、２相交流電流変換回路１２は、直交固定子座標系の二相交流電流への変換ブロックである。なお１０の部分は従来技術の演算処理である。
【００１１】
図５は、図４の処理ブロック１２において、インバータの出力電圧指令の電気角に応じて直交固定子座標系の二相交流電流ｉα、ｉβに変換する計算式を表わしている。図５において、項目「電気角］はＵ相の出力電圧指令の電気角を表わしている。
次に動作について説明する。ＭＰＵ７は現在出力している前記信号波ｅｕの電気角に応じて図１の制御テーブルの項目「Ａ／Ｄ変換１」と「Ａ／Ｄ変換２」からアナログ／ディジタル変換する二相を選択して、アナログ／ディジタル変換を実行する。この実行において、Ａ／Ｄ変換１の相を先にアナログ／ディジタル変換する。
前記Ａ／Ｄ変換１とＡ／Ｄ変換２の実行タイミングは、図３に示すように、Ａ／Ｄ変換１の実行はＭＰＵ７からの項目「Ａ／Ｄ変換１」の相への指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）がＯＮの期間に行い、Ａ／Ｄ変換２の実行はＡ／Ｄ変換１の実行完了後、項目「Ａ／Ｄ変換２」の相への指令がＯＮの期間に行う。すなわち、ＯＮの期間のアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ（ＡＶＯＵＴＶ、ＡＶＯＵＴＷ）は、ＩＧＢＴＱ２（ＩＧＢＴＱ４、ＩＧＢＴＱ６）およびフリーホイールダイオードＤ２（Ｄ４、Ｄ６）に流れるアナログ電流に追従した電圧であるので、このアナログ出力電圧をディジタル変換することにより、インバータの出力電流を精度良く検出することができる。
Ａ／Ｄ変換１とＡ／Ｄ変換２の実行で得られた数値を、インバータの出力電圧指令の電気角に応じて直交固定子座標系の二相交流の電流ｉα、ｉβに変換する方法は、ＭＰＵ７が現在出力している前記信号波ｅｕの電気角に応じて図５に示す電流ｉα、ｉβに変換する計算式を選択して実行する。
【００１２】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明のインバータの出力電流検出方法によれば、運転中のインバータの三相出力電流を三相アナログ電流検出回路で電流／電圧変換し、インバータの出力電圧指令の電気角に応じて三相のインバータ主回路のうち、下アーム半導体スイッチング素子駆動信号のＯＦＦ時間が短い（例えばＩＧＢＴのスイッチング時間１００μｓｅｃ以下の）二相を順次選択して、前記三相アナログ電流をディジタル変換することにより、半導体スイッチング素子およびその素子に逆並列接続されたフリーホイールダイオードに流れるアナログ電流に追従したディジタル変換値を得ることができるので、インバータの出力電流を精度良く検出することができる。
特に問題となる、変調アーム数が２アーム変調方式の場合でも、インバータの出力電流を精度良く検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例である制御テーブル
【図２】インバータの出力電圧指令の信号波ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを示す図
【図３】Ａ／Ｄ変換１とＡ／Ｄ変換２の実行タイミングチャート
【図４】二相交流の電流ｉα、ｉβに変換する処理ブロック図
【図５】二相交流の電流ｉα、ｉβに変換する計算式を示す図
【図６】インバータの回路構成図
【図７】三相アナログ電流検出回路の動作を示すタイミングチャート
【符号の説明】
１ 直流電源
２ 電動機
３ パワーデバイス
４ パワーデバイス制御装置
５ パワーデバイス駆動回路
６ 三相アナログ電流検出回路
７ ＭＰＵ
【発明が属する技術分野】
本発明は、電動機を駆動するインバータの出力電流を精度良く検出する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の三相アナログ電流検出回路を備えたインバータの出力電流検出方法の一例として、図６にインバータの回路構成図を示す。
図６において、１は直流電源で、例えば三相の交流電源をダイオードで構成されたコンバータで順変換して得られる直流電源である。２は電動機で、例えば三相の誘導電動機である。３は直流電源１の正・負極間（Ｐ−Ｎ線間）に接続されたパワーデバイスで、例えばＰ−Ｎ線間にＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）Ｑ１ーＱ６とその各ＩＧＢＴに逆並列接続されたフリーホイールダイオードＤ１−Ｄ６の組が三相ブリッジに接続されたものである。この三相ブリッジの上アームと下アームのＩＧＢＴの接続ノードから電動機２への三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）出力が得られる。また、下アームのＱ２、Ｑ４、Ｑ６各ＩＧＢＴのエミッタと直流電源１の負極（Ｎ線）との間にアナログ電流検出用抵抗ＲＣＴ１ーＲＣＴ３が挿入されている。４はパワーデバイス３を駆動するパワーデバイス制御装置である。この制御装置は、例えば、６個のＩＧＢＴＱ１ーＱ６を独立にオン・オフ駆動するパワーデバイス駆動回路５と、アナログ電流検出用抵抗ＲＣＴ１ーＲＣＴ３の両端電圧を入力とする三相アナログ電流検出回路６とを備えている。
【０００３】
７はインバータ制御用のマイクロコンピュータ（以下ＭＰＵという）である。ＭＰＵは電動機２を駆動するために必要なＰＷＭ信号を演算する。パワーデバイス３をオン・オフ駆動する指令（ＰＵＬ−ＰＷＬ、ＮＵＬ−ＮＷＬ）をパワーデバイス制御装置４に与える。
また、ＭＰＵ７はアナログ電流検出用抵抗ＲＣＴ１ーＲＣＴ３の両端電圧を三相アナログ電流検出回路６を介して読み込むことにより、ＭＰＵ７の制御演算に必要なインバータのフィードバック信号を得る。
次に動作について説明する。ＭＰＵ７は電動機２を駆動するためのＰＷＭ信号を演算し、パワーデバイス３をオン・オフ駆動する指令（ＰＵＬ−ＰＷＬ、ＮＵＬ−ＮＷＬ）をパワーデバイス制御装置４に与える。
パワーデバイス制御装置４はＭＰＵ７からの指令に応じてパワーデバイス３をオン・オフ駆動する。パワーデバイス３の上アームＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５と下アームＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ６は交互にオン・オフされ、直流電源１の直流電力が電動機２を駆動するための交流電力に変換される。
【０００４】
次に三相アナログ電流検出回路６の動作について図７を参照して説明する。図７は三相アナログ電流検出回路の動作を示すタイミングチャートである。まず、三相のうちの一相であるＵ相について説明する。ＭＰＵ７からパワーデバイス制御装置４に与えられる指令ＮＵＬ（Ｕ相の下アームＩＧＢＴＱ２駆動信号）はパルス信号として与えられ（図７（ａ）参照）、前記指令ＮＵＬによって動作するＩＧＢＴＱ２およびフリーホイールダイオードＤ２に流れる電流ＩＣＵは、図７（ｂ）のようになる。電流ＩＣＵをアナログ電流検出用抵抗ＲＣＴ１により電流／電圧変換して得られる電圧ＶＯＵＴＵは図７（ｃ）のようになる。この電圧ＶＯＵＴＵは、前記三相アナログ電流検出回路６でアナログ信号に近い形状に処理され、アナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵとして出力される（図７（ｄ）参照）。
すなわち、前記三相アナログ電流検出回路６における前記アナログ信号に近い形状に処理する回路（図示せず）により、ＭＰＵ７の指令ＮＵＬがＯＦＦからＯＮに変化した時点からディレイを追加したホールド信号ＶＨによりホールド用コンデンサ（図示せず）の充電電圧を前記電流ＩＣＵに追従させるか、充電電圧を保持させるかを制御し、この制御された充電電圧を前記アナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵとして外部に出力する。このアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵはＩＧＢＴＱ２およびフリーホイールダイオードＤ２に流れるアナログ電流出力としてＭＰＵ７に与えられる。
【０００５】
さて、図７（ｄ）に示すように、ＭＰＵ７からの指令ＮＵＬがＯＮの状態では、アナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ（図６の三相アナログ電流検出回路６の出力電圧）はＩＧＢＴＱ２およびフリーホイールダイオードＤ２に流れるアナログ電流ＩＣＵに追従した電圧となり、指令ＮＵＬがＯＦＦの状態では、指令ＮＵＬがＯＮからＯＦＦに変化した時点の電圧が短時間（例えば５００μｓｅｃ間）保持される。図７（ｄ）のホールド期間中のＡＶＯＵＴＵがこの状態を表してる。Ｖ相及びＷ相についてもＵ相と同様である。
ＭＰＵ７は、このように変化する三相アナログ電流検出回路６からの三相のアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ、ＡＶＯＵＴＶ、ＡＶＯＵＴＷを読み込んで、ディジタル変換することによりインバータの出力電流を検出する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、従来のインバータの出力電流検出方法によると、ＭＰＵ７からの指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）がＯＦＦの状態では、三相のアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ（ＡＶＯＵＴＶ、ＡＶＯＵＴＷ）は、ＩＧＢＴＱ２（ＩＧＢＴＱ４、ＩＧＢＴＱ６）およびフリーホイールダイオードＤ２（Ｄ４、Ｄ６）に流れるアナログ電流に追従した電圧とならず、ＭＰＵ７は精度の良い三相のアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ（ＡＶＯＵＴＶ、ＡＶＯＵＴＷ）を読み込むことができないという問題があった。
【０００７】
その原因は、ＭＰＵ７からの指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）のＯＦＦ時間が長い場合（例えば５００μｓｅｃ以上の場合）、前記指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）がＯＮからＯＦＦになった時点の三相のアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ（ＡＶＯＵＴＶ、ＡＶＯＵＴＷ）は、図６の三相のアナログ電流検出回路６のホールド用コンデンサーによって一定時間（例えば５００μｓｅｃ間）保持されるが、前記一定時間以後は保持されない。この結果、三相のアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ（ＡＶＯＵＴＶ、ＡＶＯＵＴＷ）はＩＧＢＴＱ２（ＩＧＢＴＱ４、ＩＧＢＴＱ６）およびフリーホイールダイオードＤ２（Ｄ４、Ｄ６）に流れるアナログ電流に追従した電圧とならず、ＭＰＵ７は精度の良い三相のアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ（ＡＶＯＵＴＶ、ＡＶＯＵＴＷ）を読み込むことができないという問題があった。
特に、２アーム変調方式の場合は、ＭＰＵ７からの指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）のＯＦＦ時間が、インバータの出力電圧指令の電気角で６０゜区間（インバータの出力周波数が６０Ｈｚの場合は約２．８ｍｓｅｃ期間）となる状態が発生するため前述のように図６の三相アナログ電流検出回路６の出力電圧が保持できないため、この区間ではインバータの出力電流を検出することができないという問題があった。
そこで本発明は、以上のような問題点を解決するためになされたもので、ＭＰＵ７がパワーデバイス制御装置４に与える指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）のＯＦＦ時間が長くなって、三相アナログ電流検出回路６のホールド用コンデンサで出力電圧を保持できない場合が生じても、インバータの出力電流を精度良く検出することができるインバータの出力電流検出方法を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、直列接続した半導体スイッチング素子をオンオフ制御し、直流電圧を３相交流電圧に変換出力するインバータ装置において、３相全ての前記各下段側半導体スイッチング素子と前記直流電圧の負極側との間に接続された３相の各電流検出用抵抗と、前記３相の各電流検出用抵抗に基づいて得られる各相電流検出値のうち、電流検出値として用いる２相をインバータ装置の動作制御中に順次切替選択していく電流検出相切替手段を備えたことを特徴としている。
また、前記インバータ装置において、前記電流検出相切替手段が選択した２相の各電流検出値を、各々につき当該相の下段側半導体スイッチング素子へのオン指令期間中に検出する電流検出タイミング手段を備えたことを特徴としている。
また、前記各インバータ装置において、前記電流検出相切替手段は、出力電圧指令の電圧位相に基づいて電流検出値として用いる２相を選択することを特徴としている。
あるいは、前記電流検出相切替手段は、出力電圧指令値に基づいて電流検出値として用いる２相を選択することを特徴としている。
あるいは、前記電流検出相切替手段は、前記下段側半導体スイッチング素子のオフ指令時間に基づいて電流検出値として用いる２相を選択することを特徴としている。
【０００９】
【発明の実施の形態】
上記手段により、運転中のインバータの出力電流を三相アナログ電流検出回路６で電流／電圧変換し、ＭＰＵ７は前記インバータの出力電圧指令の電気角に応じて、パワーデバイス制御装置４に与える指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）のＯＦＦ時間が短い（例えばＩＧＢＴのスイッチング時間１００μｓｅｃ以下の）二相を順次選択してディジタル変換する。
前記選択された二相のアナログ出力電圧は、ＩＧＢＴＱ２（ＩＧＢＴＱ４、ＩＧＢＴＱ６）およびフリーホイールダイオードＤ２（Ｄ４、Ｄ６）に流れるアナログ電流に追従した電圧であるので、このアナログ出力電圧をディジタル変換することによりインバータの出力電流を精度良く検出することができる。
特に問題となる、変調アーム数が２アーム変調方式の場合でも、インバータの出力電流を精度良く検出することができる。
以下、本発明の実施例を図に基づいて説明する。図６に示すインバータの回路は本発明が実施される回路で、従来の回路構成と同じである。
図１は本発明の実施例を示す制御テーブルである。前記制御テーブルは、インバータの三相出力電流のうちアナログ／ディジタル変換する特定の二相を選択する相を予め設定したテーブルである。運転中のインバータの出力電流を三相アナログ電流検出回路６で電流／電圧変換し、ＭＰＵ７はインバータの出力電圧指令の電気角に応じて、ＭＰＵ７からパワーデバイス制御装置４に与える指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）のＯＦＦ時間が短い（例えばＩＧＢＴのスイッチング時間１００μｓｅｃ以下の）二相を順次選択してアナログ／ディジタル変換する。
前記制御テーブルにおいて、項目「電気角」はＵ相の出力電圧指令の電気角を表わし、０゜〜３６０゜を３０゜刻みで分割している。項目「Ａ／Ｄ変換１」はアナログ／ディジタル変換する二相のうちの一相を表わし、二相のうちＰＷＭの変調率の高い方の変換対称相である。項目「Ａ／Ｄ変換２」は、アナログ／ディジタル変換する二相のうちの前記項目「Ａ／Ｄ変換１」の相とは別の一相を表わしている。制御テーブルの項目「Ａ／Ｄ変換１」の相と「Ａ／Ｄ変換２」の相とでは、「Ａ／Ｄ変換１」の相が先にアナログ／ディジタル変換される。
図２は本発明の実施例を説明するための図で、インバータの出力電圧指令の信号波ｅｕ、ｅｖ、ｅｗである。前記信号波ｅｕ、ｅｖ、ｅｗは電動機２に与える三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の出力電圧指令であり、変調アーム数は２アーム変調方式で変調率１．０の場合を示している。なお、図２の式は、変調率Ｖ＝１．０のときの信号波ｅｕを表している。
【００１０】
図３は本発明の実施例を説明する図で、図１のＡ／Ｄ変換１とＡ／Ｄ変換２の動作タイミングチャートである。Ａ／Ｄ変換１の起動は、ＭＰＵ７からの項目「Ａ／Ｄ変換１」の相への指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）がＯＮの期間に行い、Ａ／Ｄ変換２の起動はＡ／Ｄ変換１の実行完了後、項目「Ａ／Ｄ変換２」の相への指令がＯＮの期間に行う。
図４は本発明の実施例を説明する図で、ＭＰＵ７は、図６の三相アナログ電流検出回路６により得られたインバータの出力電流Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流（図６のＡＶＯＵＴＵ，ＡＶＯＵＴＶ，ＡＶＯＵＴＷそれぞれに対応）を読み込んでインバータの出力電流を演算する。２相選択回路１１は、前記Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流の三相の内２相を順次選択してディジタル変換するブロックで、２相交流電流変換回路１２は、直交固定子座標系の二相交流電流への変換ブロックである。なお１０の部分は従来技術の演算処理である。
【００１１】
図５は、図４の処理ブロック１２において、インバータの出力電圧指令の電気角に応じて直交固定子座標系の二相交流電流ｉα、ｉβに変換する計算式を表わしている。図５において、項目「電気角］はＵ相の出力電圧指令の電気角を表わしている。
次に動作について説明する。ＭＰＵ７は現在出力している前記信号波ｅｕの電気角に応じて図１の制御テーブルの項目「Ａ／Ｄ変換１」と「Ａ／Ｄ変換２」からアナログ／ディジタル変換する二相を選択して、アナログ／ディジタル変換を実行する。この実行において、Ａ／Ｄ変換１の相を先にアナログ／ディジタル変換する。
前記Ａ／Ｄ変換１とＡ／Ｄ変換２の実行タイミングは、図３に示すように、Ａ／Ｄ変換１の実行はＭＰＵ７からの項目「Ａ／Ｄ変換１」の相への指令ＮＵＬ（ＮＶＬ、ＮＷＬ）がＯＮの期間に行い、Ａ／Ｄ変換２の実行はＡ／Ｄ変換１の実行完了後、項目「Ａ／Ｄ変換２」の相への指令がＯＮの期間に行う。すなわち、ＯＮの期間のアナログ出力電圧ＡＶＯＵＴＵ（ＡＶＯＵＴＶ、ＡＶＯＵＴＷ）は、ＩＧＢＴＱ２（ＩＧＢＴＱ４、ＩＧＢＴＱ６）およびフリーホイールダイオードＤ２（Ｄ４、Ｄ６）に流れるアナログ電流に追従した電圧であるので、このアナログ出力電圧をディジタル変換することにより、インバータの出力電流を精度良く検出することができる。
Ａ／Ｄ変換１とＡ／Ｄ変換２の実行で得られた数値を、インバータの出力電圧指令の電気角に応じて直交固定子座標系の二相交流の電流ｉα、ｉβに変換する方法は、ＭＰＵ７が現在出力している前記信号波ｅｕの電気角に応じて図５に示す電流ｉα、ｉβに変換する計算式を選択して実行する。
【００１２】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明のインバータの出力電流検出方法によれば、運転中のインバータの三相出力電流を三相アナログ電流検出回路で電流／電圧変換し、インバータの出力電圧指令の電気角に応じて三相のインバータ主回路のうち、下アーム半導体スイッチング素子駆動信号のＯＦＦ時間が短い（例えばＩＧＢＴのスイッチング時間１００μｓｅｃ以下の）二相を順次選択して、前記三相アナログ電流をディジタル変換することにより、半導体スイッチング素子およびその素子に逆並列接続されたフリーホイールダイオードに流れるアナログ電流に追従したディジタル変換値を得ることができるので、インバータの出力電流を精度良く検出することができる。
特に問題となる、変調アーム数が２アーム変調方式の場合でも、インバータの出力電流を精度良く検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例である制御テーブル
【図２】インバータの出力電圧指令の信号波ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを示す図
【図３】Ａ／Ｄ変換１とＡ／Ｄ変換２の実行タイミングチャート
【図４】二相交流の電流ｉα、ｉβに変換する処理ブロック図
【図５】二相交流の電流ｉα、ｉβに変換する計算式を示す図
【図６】インバータの回路構成図
【図７】三相アナログ電流検出回路の動作を示すタイミングチャート
【符号の説明】
１ 直流電源
２ 電動機
３ パワーデバイス
４ パワーデバイス制御装置
５ パワーデバイス駆動回路
６ 三相アナログ電流検出回路
７ ＭＰＵ
Claims (5)
- 直列接続した半導体スイッチング素子をオンオフ制御し、直流電圧を３相交流電圧に変換出力するインバータ装置において、
３相全ての前記各下段側半導体スイッチング素子と前記直流電圧の負極側との間に接続された３相の各電流検出用抵抗と、
前記３相の各電流検出用抵抗に基づいて得られる各相電流検出値のうち、電流検出値として用いる２相をインバータ装置の動作制御中に順次切替選択していく電流検出相切替手段を備えたことを特徴とするインバータ装置。 - 前記電流検出相切替手段が選択した２相の各電流検出値を、各々につき当該相の下段側半導体スイッチング素子へのオン指令期間中に検出する電流検出タイミング手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
- 前記電流検出相切替手段は、出力電圧指令の電圧位相に基づいて電流検出値として用いる２相を選択することを特徴とする請求項１または請求項２記載のインバータ装置。
- 前記電流検出相切替手段は、出力電圧指令値に基づいて電流検出値として用いる２相を選択することを特徴とする請求項１または請求項２記載のインバータ装置。
- 前記電流検出相切替手段は、前記下段側半導体スイッチング素子のオフ指令時間に基づいて電流検出値として用いる２相を選択することを特徴とする請求項１または請求項２記載のインバータ装置。
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