JP3808583B2 - インバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、巻線に例えば正弦波に応じた振幅レベルを有する出力電圧を与えることによりブラシレスモータを駆動するインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、エアコンなどのファンモータや電気自動車の駆動用モータとしては、広範囲の可変速制御や電力消費量の節約のために、また、洗濯機の洗濯用モータとしては、洗浄能力の向上のためにブラシレスモータが採用されており、これをインバータ装置によって駆動することが行われている。
【０００３】
三相巻線を有するブラシレスモータの内部には、通常、位置センサとして構成が簡単で最も安価であるホールＩＣが、例えば電気角１２０度毎に配置されている。そして、インバータ装置は、これらのホールＩＣによってロータの回転位置に対応した信号を得て、ブラシレスモータの巻線に１２０度通電方式で矩形波電圧を印加して駆動するようになっている。
【０００４】
これに対して、低コスト化や小形化を目的として、位置センサを使用することなくモータを駆動可能としたセンサレス技術が、例えば特開平１−８８９０号公報に開示されている。これは、モータコイルの端子電圧と基準電圧との比較結果に基づいてロータの回転位置を検出し、矩形波通電の転流タイミングを２個のタイマで決定して通電を行うものである。
【０００５】
一方、モータの効率向上や低振動化を図ることを目的として、略正弦波の電圧をモータに供給するインバータ装置が、特願平７−２２４２９９号として出願されている。これは、ホールＩＣを用いてロータの位置信号を得て位置信号の変化周期を求め、その変化周期に対応する電気角よりも高い分解能を有する電圧位相を決定し、その電圧位相に応じて正弦波に基づいた電圧波形のデータをメモリから読出して略正弦波の電圧を形成するものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
モータの効率向上や低振動化を図るためには正弦波電圧駆動方式が望ましいが、例えば、コンプレッサなどの様に密閉構造を有するものや、モータとインバータ装置との距離が長いものの如く位置センサの存在がネックになるものでは、コスト低減及び小形化を図るセンサレス駆動方式が望ましい。従って、従来より、センサレス駆動方式と正弦波駆動方式との両立を図ったインバータ装置の開発が切望されている。
【０００７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、センサレス駆動方式により低振動且つ高効率でブラシレスモータを駆動することができるインバータ装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載のインバータ装置は、電圧指令及び周波数指令に基づき通電信号を形成して出力する通電信号形成手段と、正側直流母線と出力端子との間に接続され並列にダイオードを有する正側スイッチング素子及び負側直流母線と出力端子との間に接続され並列にダイオードを有する負側スイッチング素子から構成され、前記通電信号に基づいてブラシレスモータの複数の巻線に電圧を出力するインバータ主回路とを備えたものにおいて、
前記インバータ主回路の出力電圧に対する前記巻線に流れる巻線電流の位相差を検出する電流位相差検出手段と、
この電流位相差検出手段が検出する電流位相差に基づいて、前記出力電圧に対する前記ブラシレスモータの誘起電圧の位相差を演算する誘起電圧位相差演算手段と、
この誘起電圧位相差演算手段が演算する誘起電圧位相差と前記電流位相差とに基づいて、前記周波数指令を決定する周波数指令決定手段とを具備したことを特徴とする。
【０００９】
斯様に構成すれば、インバータ主回路の出力電圧に対するブラシレスモータの巻線電流の位相差が検出され、その電流位相差に基づいて前記出力電圧に対するブラシレスモータの誘起電圧の位相差が演算される。そして、周波数指令決定手段によってこれらの誘起電圧位相差と電流位相差とから周波数指令が決定されると、その周波数指令と電圧指令とに基づき通電信号が形成され、インバータ主回路は、その通電信号に基づいてブラシレスモータの巻線に電圧を出力する。
【００１０】
従って、通電信号を形成するためにホールＩＣなどのセンサを用いてロータの位置信号を得ずとも、電流位相差と誘起電圧位相差とから周波数指令が決定されるので、ブラシレスモータの巻線に適切な、例えば正弦波に基づいた振幅の電圧を印加してブラシレスモータを低振動且つ高効率で駆動することが可能となる。
【００１１】
この場合、請求項２乃至４に記載したように、前記電流位相差検出手段に、前記巻線電流の極性を検出する電流極性検出手段を備え、
前記巻線電流の極性と前記通電信号とに基づいて前記電流位相差を検出するように構成しても良く（請求項２）、具体的には、前記電流極性検出手段を、正側若しくは負側スイッチング素子のオンタイミングにおいて正側若しくは負側スイッチング素子に流れる電流の有無を検出することにより（請求項３）、また、正側若しくは負側スイッチング素子のオフタイミングにおいて対を成す負側若しくは正側スイッチング素子に並列に接続されたダイオードに流れる電流の有無を検出することにより（請求項４）、電流の極性を検出する構成としても良い。斯様に構成すれば、巻線電流の電流値を直接検出する必要がなく、２値データとして得られる巻線電流の極性と通電信号とから容易に電流位相差を検出することができる。
【００１２】
請求項５または６に記載したように、前記誘起電圧位相差演算手段を、前記電流位相差と、前記巻線の両端に印加される電圧に対する前記巻線電流の位相差と、前記電圧指令と、前記周波数指令と、前記ブラシレスモータの定数とに基づいて前記誘起電圧位相差を演算する構成としても良く（請求項５）、具体的には、前記誘起電圧位相差演算手段を、前記電流位相差θｉと、前記巻線の両端に印加される電圧に対する前記巻線電流の位相差θｖと、前記電圧指令Ｖと、前記周波数指令ｆと、前記ブラシレスモータの定数である前記巻線のインダクタンスＬ，前記巻線の抵抗Ｒ及び誘起電圧定数Ｋとに基づいて、
Ｖ／Ｅ＝ｓｉｎ（θｖ−θｉ＋θｅ）／ｓｉｎ（θｖ−θｉ）
Ｅ＝Ｋ・ｆ
θｖ＝ｔａｎ−１（２πｆＬ／Ｒ）
の関係式から前記誘起電圧位相差θｅを演算するように構成すれば良い（請求項６）。
【００１３】
斯様に構成すれば、巻線の両端に印加される電圧に対する巻線電流の位相差θｖは、周波数指令ｆと、ブラシレスモータの定数である巻線のインダクタンスＬ，抵抗Ｒ及び誘起電圧定数Ｋとから第３式により演算され、誘起電圧位相差θｅは、位相差θｖが得られることによって第１式から求めることができる。
【００１４】
また、この場合、請求項７または８に記載したように、前記誘起電圧位相差演算手段を、前記誘起電圧位相差θｅを前記関係式の近似式により演算を行う構成としたり（請求項７）、前記関係式に基づくデータテーブルから得る（請求項８）ように構成しても良い。斯様に構成すれば、誘起電圧位相差θｅをより容易に得ることができる。
【００１５】
請求項９に記載したように、前記周波数指令決定手段を、前記電流位相差と前記誘起電圧位相差との大小関係の比較結果に応じて、前記周波数指令値を増減させる構成とするのが好適であり、斯様に構成すれば、例えば、電流位相差と誘起電圧位相差とが等しくなる様に通電信号を出力させることが可能となる。
【００１６】
請求項１０に記載したように、少なくとも前記負側スイッチング素子の駆動手段と、前記電流極性検出手段とを１チップＩＣで構成するのが好ましく、斯様に構成すれば、全体を小形に構成することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１実施例について、図１乃至図９を参照して説明する。図１において、交流電源１の両端子は、一方にリアクトル２を介して全波整流回路３の交流入力端子に接続されている。全波整流回路３の直流出力端子間には、平滑用コンデンサ４が接続されており、以上、リアクトル２，全波整流回路３，平滑用コンデンサ４により直流電源回路５を構成している。そして、直流電源回路５の直流出力端子は、正，負側直流母線６ａ，６ｂに接続されている。
【００１８】
インバータ主回路７は、正，負側直流母線６ａ，６ｂ間に３相ブリッジ接続されたトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｔ１乃至Ｔ６と、各トランジスタＴ１乃至Ｔ６に夫々並列に接続されたフライホイールダイオードＤ１乃至Ｄ６とから構成されている。そのインバータ主回路７の出力端子７ｕ，７ｖ，７ｗは、３相のブラシレスモータ（以下、単にモータと称す）８のスター結線された各相巻線８ｕ，８ｖ，８ｗに接続されている。
【００１９】
従って、インバータ主回路７において、トランジスタＴ１乃至Ｔ３が正側スイッチング素子に相当し、トランジスタＴ４乃至Ｔ６が負側スイッチング素子に相当する。
【００２０】
始動制御部９は、外部よりモータ８の始動指令信号が与えられると、電圧指令Ｖを通電信号形成部（通電信号形成手段）１０及び誘起電圧位相差演算部（誘起電圧位相差演算手段）１１に出力すると共に、周波数指令ｆｓを指令選択部１２に出力するようになっている。
【００２１】
また、始動制御部９は、始動指令信号が与えられてから一定時間の経過後に出力される選択信号Ｓｋをも指令選択部１２に出力するようになっており、指令選択部１２は、選択信号Ｓｋの出力に応じて、前記周波数指令ｆｓと周波数指令決定部（周波数指令決定手段）１３が出力する周波数指令ｆｅとを切換えて、周波数指令ｆとして出力するようになっている。その周波数指令ｆは、通電信号形成部１０，誘起電圧位相差演算部１１及び周波数指令決定部１３に与えられる。
【００２２】
通電信号形成部１０の内部構成について、以下に述べる。クロック発生器１０ａは、周波数指令ｆに応じた周波数のクロック信号を出力するものであり、そのクロック信号は、カウンタ１０ｂに与えられるようになっている。カウンタ１０ｂは、そのクロック信号パルスの入力数をアップカウントし、そのカウント値をアドレス信号としてＲＯＭ１０ｃに出力するようになっている。
【００２３】
ＲＯＭ１０ｃには、正弦波に応じた電圧率の振幅を有する通電信号のレベルデータが記憶されており、カウンタ１０ｂから与えられるアドレス信号に応じた位相のレベルデータが読出され、レベル信号発生器１０ｄに出力されるようになっている。レベル信号発生器１０ｄは、ＲＯＭ１０ｃから与えられたレベルデータに電圧指令Ｖを乗じたものをＵ相の通電信号Ｄｕとし、その通電信号Ｄｕを１２０，２４０度移相したものをＶ相，Ｗ相の通電信号Ｄｖ，Ｄｗとして分配し、外部のＰＷＭ回路１４に夫々出力するようになっている（図４（ａ）参照）。
【００２４】
また、通電信号形成部１０は、これらの通電信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを交流信号とした場合のゼロクロス点を検出し、各通電信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの何れかがゼロクロス点を通過する毎にハイ，ローレベルの反転を繰返す通電位相信号Ｓｐを形成して（図４（ｂ）参照）電流位相差検出部（電流位相差検出手段）１５に出力するようになっている。
【００２５】
ＰＷＭ回路１４は、具体的には図示しないが、内部の搬送波発生器から出力される搬送波（三角波）のレベルと、与えられた通電信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのレベルとを夫々比較して、各通電信号のレベルの方が大なる期間においてハイレベルとなるＰＷＭ制御による正側の駆動信号Ｄup，Ｄvp，Ｄwpを形成する。また、これらの正側の駆動信号を反転したものを負側の駆動信号Ｄun，Ｄvn，Ｄwnとして形成し、駆動回路１６に出力するようになっている。
【００２６】
駆動回路１６は、フォトカプラなどで構成されており、与えられた正，負側の駆動信号Ｄup乃至Ｄwp，Ｄun乃至Ｄwnに応じたゲート信号を、トランジスタＴ１乃至Ｔ３，Ｔ４乃至Ｔ６に出力するようになっている。作用の詳細は後述する。
【００２７】
電流極性検出回路（電流極性検出手段）１７は、インバータ主回路７において流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相電流の極性を検出し、電流極性信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを電流位相差検出部１５に出力するようになっている。電流位相差検出部１５は、これらの電流極性信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗと通電信号形成部１０から出力される通電位相信号Ｓｐとに基づいて、モータ８の巻線８ｕ，８ｖ，８ｗの両端に夫々印加される電圧に対する前記巻線電流の位相差θｉを検出して、その電流位相差θｉを誘起電圧位相差演算部１１及び周波数指令決定部１３に対して出力するようになっている。
【００２８】
誘起電圧位相差演算部１１は、電圧指令Ｖ，周波数指令ｆ及び電流位相差θｉから、インバータ主回路７の出力電圧に対するモータの８の巻線８ｕ，８ｖ，８ｗに誘起される電圧の位相差θｅを演算して、その誘起電圧位相差θｅを周波数指令決定部１３に出力するようになっている。周波数指令決定部１３は、周波数指令ｆ，電流位相差θｉ及び誘起電圧位相差θｅから周波数指令ｆｅを決定して、前述のように指令選択部１２に出力する。
【００２９】
図２は、Ｕ相に関する電流極性検出回路１７ｕの詳細な電気的構成を示すものである。図２において、駆動回路１６unは、駆動信号Ｄunがハイレベルの場合はトランジスタＴ１のベース−エミッタ間に図示しない駆動用電源からゲート駆動用の正電圧を印加し、駆動信号Ｄunがローレベルの場合は、トランジスタＴ１のベース−エミッタ間にゲート駆動用の負電圧を印加するようにゲート信号Ｇunを与えるものである。
【００３０】
トランジスタＴ４のエミッタと直流母線６ｂとの間には、抵抗１８ｕが介挿されている。そして、トランジスタＴ４のエミッタと抵抗１８ｕとの共通接続点はコンパレータ１９ｕの非反転入力端子に接続され、抵抗１８ｕと直流母線６ｂとの共通接続点はコンパレータ１９ｕの反転入力端子に接続されている。コンパレータ１９ｕの出力端子は、ラッチ回路２０ｕの入力端子Ｄに接続されている。また、駆動回路１６unの出力端子は、ラッチ回路２０ｕの入力端子ckに接続されており、ゲート信号Ｇunを与えるようになっている。
【００３１】
このラッチ回路２０ｕは、入力端子ckに与えられる信号の立下がりエッジにおいて、入力端子Ｄに与えられているデータをラッチ（セット）するものである。ラッチ回路２０ｕの負論理の出力端子／Ｑは、図示しないフォトカプラなどを介して、電流極性信号Ｓｕを出力するようになっている。以上、抵抗１８ｕ，コンパレータ１９ｕ，ラッチ回路２０ｕにより電流極性検出回路１７ｕを構成している。尚、Ｖ及びＷ相についても、電流極性検出回路１７ｖ，１７ｗが全く同様に構成されており、夫々電流極性信号Ｓｖ及びＳｗを出力するようになっている。
【００３２】
次に、第１実施例の作用について図３乃至図９をも参照して説明する。始動制御部９は、外部よりモータ８の始動指令信号が与えられると、電圧指令Ｖ及び周波数指令ｆｓを、図３に示す時間関数に従って夫々出力する。即ち、初期値としては比較的小なる指令値を出力し、その指令値を時間の経過に伴って線形に増加させた後、所定時間が経過すると指令値が一定となるようにする。
【００３３】
通電信号形成部１０は、その周波数指令ｆに応じた周波数でアドレスを循環的に増加させながら通電信号のレベルデータを順次読出し、電圧指令Ｖを乗じて夫々電気角１２０度の位相差を有する通電信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを出力する。
【００３４】
ＰＷＭ回路１４は、通電信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗが与えられると、正，負側の駆動信号Ｄup乃至Ｄwp，Ｄun乃至Ｄwnを作成し、駆動回路１６は、これらの駆動信号に基づき正，負側のゲート信号Ｇup乃至Ｇwp，Ｇun乃至ＧwnをトランジスタＴ１乃至Ｔ３，Ｔ４乃至Ｔ６に出力する。すると、モータ８の各相巻線８ｕ，８ｖ，８ｗには、略正弦波の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが通電されて、モータ８が駆動される（図４（ｃ）参照，電流ｉｕのみ図示）。
【００３５】
この時の電流極性検出回路１７ｕの作用を以下に説明する。図５（ａ）及び（ｂ）は、駆動回路１６up，１６unを介してインバータ主回路７のＵ相のトランジスタＴ１及びＴ４に出力される駆動信号Ｄup及びＤunであり、Ｕ相電流ｉｕの極性が負から正に変化して行く場合を示している（図５（ｃ）参照）。
【００３６】
Ｕ相電流ｉｕの極性が負の場合、トランジスタＴ４にコレクタ電流が流れ、抵抗１８ｕには、コンパレータ１９ｕの非反転入力端子の電位が反転入力端子の電位よりも高くなる方向に電流ｉunが流れる（図５（ｄ）参照）。よって、コンパレータ１９ｕの出力信号は、駆動信号Ｄunがハイレベルとなるのに伴ってハイレベルとなる。
【００３７】
また、Ｕ相電流ｉｕの極性が正の場合は、図２において点線で示すダイオードＤ４の順方向電流が、駆動信号Ｄupのオフタイミング（ローレベル）で流れるので、抵抗１８ｕには、コンパレータ１９ｕの反転入力端子の電位が高くなる方向に流れて（図５（ｄ）参照）、コンパレータ１９ｕの出力信号は常にローレベルとなる（図５（ｅ）参照）。
【００３８】
そして、ラッチ回路２０ｕの反転出力端子／Ｑは、コンパレータ１９ｕから与えられる信号をゲート信号Ｇunの立下がりでラッチし、レベルを反転して出力するので、電流極性信号Ｓｕは、Ｕ相電流ｉｕの極性が負の場合はローレベル，正の場合はハイレベルの信号となる（図５（ｆ）参照）。尚、Ｖ及びＷ相についても、電流極性検出回路は全く同様に作用して、電流極性信号Ｓｖ，Ｓｗが電流極性信号Ｓｕと共に、図４（ｄ）に示すように出力される。
【００３９】
図４に示すように、電流位相差検出部１５は、タイマによって通電信号形成部１０から与えられる通電位相信号Ｓｐの立上がり−立下がりエッジ間の時間Ｔｐ（電気角６０度に相当する）を計測する。また、タイマによって通電位相信号Ｓｐの立上がりエッジから電流極性信号Ｓｕの立上がりエッジまでの時間Ｔｉをも計測し、（１）式によって通電信号Ｄｕに対する巻線電流ｉｕの位相差θｉを演算して検出する。
θｉ＝６０×Ｔｉ／Ｔｐ …（１）
【００４０】
次に、誘起電圧位相差演算部１１の作用について、図６乃至図９を参照して説明する。図６は、モータ８の１相分の等価回路を示すものである。即ち、インバータ主回路７の出力電圧（相電圧）Ｖ（＝Ｖ′ｓｉｎ（θ））の電圧源，モータ８の巻線のリアクタンスＬ及び抵抗Ｒ，モータ８の誘起電圧Ｅ（＝Ｅ′ｓｉｎ（θ−θｅ））の電圧源が直列に接続されている。但し、Ｖ′，Ｅ′は最大値を示す。誘起電圧Ｅに対して、インバータ主回路７の出力電圧Ｖは位相θｅだけ進んでいる（図７参照）。
【００４１】
この時、リアクタンスＬ及び抵抗Ｒの直列回路の両端には、インバータ主回路７の出力電圧Ｖと誘起電圧Ｅとの差電圧（Ｖ−Ｅ）が印加され、リアクタンスＬ及び抵抗Ｒの時定数と周波数指令ｆとから（２）式のように定まる位相θｖだけ遅れた電流Ｉ（＝Ｉ′ｓｉｎ（θ−θｉ））が流れる（図７参照）。但し、Ｉ′は最大値を示す。
θｖ＝ｔａｎ−１（２πｆＬ／Ｒ） …（２）
【００４２】
図７は、上述したインバータ主回路７の出力電圧Ｖ，誘起電圧Ｅ及び電流Ｉの位相関係を示す波形図である。この図７から明らかなように、インバータ主回路７の出力電圧Ｖと差電圧（Ｖ−Ｅ）との位相差は、（θｖ−θｉ）となる。図７中のＡ点で示すように、差電圧のゼロクロス点において、インバータ主回路７の出力電圧Ｖ及び誘起電圧Ｅのレベルが等しくなることから（３）式が成立する。
また、モータ８の誘起電圧定数をＫとすると誘起電圧Ｅは（４）式で表される。
Ｅ＝Ｋ・ｆ …（４）
【００４３】
これらの式から、誘起電圧位相差θｅを以下のように演算する。（２）式は、リアクタンスＬ及び抵抗Ｒを定数とした周波数指令ｆの関数であり、モータ８の巻線の時定数（Ｌ／Ｒ）を例えば“１／２０”とした場合を、図８中破線で示している。モータ８の実際に使用される回転数（周波数）の範囲を考慮すると、図８中破線で示された関数を（５）式のように直線近似することができ、それを実線で表している。
θｖ＝Ｋａ×ｆ＋Ｋｂ …（５）
この一次関数のデータＫａ，Ｋｂをメモリなどに保有することにより、簡単な演算によって差電圧（Ｖ−Ｅ）に対する電流Ｉの位相差θｖを得ることができる。尚、（２）式を直接演算してθｖを求めても良いことは言うまでもない。
【００４４】
次に、（３）式は、（６）式のように変形することができる。
【００４５】
図９は、電気角９０度分の正弦波のレベルデータである。この正弦波のデータを同様にメモリに保有することによって、以下の手順で誘起電圧位相差θｅを求める。
▲１▼先ず、（１）式，（５）式から求めた位相差θｉ，θｖから（θｖ−θｉ）が得られるので、（６）式右辺のｓｉｎ（θｖ−θｉ）＝Ｘを求める。
▲２▼次に、定数（Ｖ′／Ｅ′）に“Ｘ”を乗じたものを（Ｖ′／Ｅ′）・Ｘ＝Ｙとすると、“Ｙ”は（６）式の右辺であるから、
ｓｉｎ−１（Ｙ）＝θｖ−θｉ＋θｅ …（７）
であり、（θｖ−θｉ＋θｅ）を得ることができる。
▲３▼（８）式より、誘起電圧位相差θｅを得る。
（θｖ−θｉ＋θｅ）−（θｖ−θｉ）＝θｅ …（８）
【００４６】
以上の誘起電圧位相差演算部１１における演算は、電流位相差検出部１５においてＵ，Ｖ，Ｗ各相毎の電流位相差θｉが検出される度に実行され、インバータ主回路７の出力電圧Ｖに対する誘起電圧Ｅの位相を得ることができる。誘起電圧Ｅの位相は、モータ８のロータの回転位置と一定の関係を有するものであるから、誘起電圧Ｅの位相を得ることはロータの回転位置を検出することに等しい。
【００４７】
そして、周波数指令決定部１３は、誘起電圧位相差θｅが得られる度に、（９）式により周波数指令ｆｅを決定して出力する。
ｆｅ＝Ｋｚ（θｉ−θｅ）＋ｆ …（９）
ここで、Ｋｚは定数である。即ち、θｉ＞θｅの場合は周波数指令ｆｅを増加させ、モータ８を加速させるように通電を行い、ロータの位相（誘起電圧位相差θｅ）を相対的に遅れ方向に移行させるように作用する。逆に、θｉ＜θｅの場合は周波数指令ｆｅを減少させ、ロータの位相を相対的に進み方向に移行させるように作用する。尚、以上は主にＵ相について説明したが、Ｖ及びＷ相についても同様に作用するものである。
【００４８】
以上の処理が繰返されることによって、最終的に、電流位相差θｉと誘起電圧位相差θｅとが等しくなるように周波数指令ｆｅ、即ち周波数指令ｆが決定される。また、始動制御部９は、モータ８の始動開始から所定時間が経過して、図３に示す電圧指令Ｖ及び周波数指令ｆｓが一定値となる時点で選択信号Ｓｋを出力し、指令選択部１２に、周波数指令をｆｓからｆｅに切替えさせる。その時点で（９）式は、
ｆｅ＝Ｋｚ（θｉ−θｅ）＋ｆｓ …（１０）
となっており、（１０）式を初期値として、以降は、周波数指令ｆ＝ｆｅで制御が行われる。
【００４９】
以上のように本実施例によれば、電流位相差検出部１５によってインバータ主回路７の出力電圧Ｖに対するモータ８の巻線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの位相差θｉを検出し、誘起電圧位相差演算部１１は、電流位相差θｉに基づいて、出力電圧Ｖに対するモータ８の誘起電圧Ｅの位相差θｅを演算し、周波数指令決定部１３は、誘起電圧位相差θｅと電流位相差θｉとの差に基づいて周波数指令ｆｅを決定する。そして、通電信号形成部１０は、周波数指令ｆｅに基づき正弦波に応じた電圧率の振幅を有する通電信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを形成し、インバータ主回路７を介してモータ８を駆動するようにした。
【００５０】
従って、通電信号を形成するためにホールＩＣなどのセンサを用いてロータの位置信号を得ずとも、電流位相差θｉと誘起電圧位相差θｅとから周波数指令ｆｅが決定されるので、モータ８の巻線に正弦波に基づいた振幅の電圧を印加してモータ８を低振動かつ高効率で駆動することができる。特に、コンプレッサなどの密閉構造を要するものや、モータ−インバータ装置間の距離が長い場合など、センサの存在がネックとなるものには好適である。
【００５１】
また、本実施例によれば、電流極性検出回路１７ｕは、トランジスタＴ４のオンタイミングにおいてそのトランジスタＴ４に流れる電流の有無からモータ８の巻線電流の極性を検出し、電流位相差検出部１５は、その極性と通電信号とに基づいて電流位相差θｉを検出するようにした。従って、電流値を直接検出する複雑な構成を要することなく、低コストで、且つ、２値データとして得られる巻線電流の極性から容易に電流位相差θｉを検出することができる。特に、モータ８の駆動部（インバータ主回路７，駆動回路１６の出力側）と制御部（駆動回路１６の入力側）とを絶縁する場合に、安価な絶縁素子を使用することができる。
【００５２】
更に、本実施例によれば、誘起電圧位相差演算部１１は、電流位相差θｉと、巻線の両端に印加される電圧に対する巻線電流の位相差θｖと、電圧指令Ｖと、周波数指令ｆと、モータ８の定数である巻線のインダクタンスＬ及び抵抗Ｒ並びに誘起電圧定数Ｋとに基づいて、
Ｖ／Ｅ＝ｓｉｎ（θｖ−θｉ＋θｅ）／ｓｉｎ（θｖ−θｉ）
Ｅ＝Ｋ・ｆ
θｖ＝ｔａｎ−１（２πｆＬ／Ｒ）
の関係式から誘起電圧位相差θｅを演算するようにした。
【００５３】
従って、位相差θｖは、周波数指令ｆと、ブラシレスモータの定数である巻線のインダクタンスＬ，抵抗Ｒ及び誘起電圧定数Ｋとから第３式の近似式（９）式を用いて演算され、誘起電圧位相差θｅは、位相差θｖが得られることによって第１式から求めることができる。
【００５４】
加えて、本実施例によれば、周波数指令決定手部１３を、電流位相差θｉと誘起電圧位相差θｅとの大小関係の比較結果に応じて、周波数指令値ｆｅを増減させるようにしたので、電流位相差θｉと誘起電圧位相差θｅとが等しくなる様に通電信号を出力させて、巻線電流と誘起電圧とを同相とすることによってモータ８を最大効率で駆動することができる。
【００５５】
図１０は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例では、インバータ主回路７に代えて、インバータ主回路７の負側のトランジスタＴ４，Ｔ５，Ｔ６の代わりに、電流検出機能を有したＭＯＳ形でｎチャネルのＦＥＴ（例えば商品名ＩＲＣ８４０）２１（負側スイッチング素子，図１０ではＵ相のみ示す）によって構成されたインバータ主回路２２が配置されている。このＦＥＴ２１の電流検出端子には、自身に流れるソース電流に比例した検出電流が流れるようになっている。
【００５６】
ＦＥＴ２１の電流検出端子と直流母線６ｂとの間には、抵抗２３が介挿されている。そして、ＦＥＴ２１の電流検出端子と抵抗２３との共通接続点はコンパレータ１９ｕの非反転入力端子に接続され、抵抗２３と直流母線６ｂとの共通接続点はコンパレータ１９ｕの反転入力端子に接続されている。その他は第１実施例と同様の構成である。以上、抵抗２３，コンパレータ１９ｕ，ラッチ回路２０ｕにより電流極性検出回路（電流位相差検出手段，電流極性検出手段）２４ｕを構成している。尚、Ｖ及びＷ相についても、電流極性検出回路が全く同様に構成されている。
【００５７】
次に、第２実施例の作用について説明する。抵抗２３には、Ｕ相電流ｉｕの極性が負の場合に、ＦＥＴ２１のソース電流Ｉsoに比例した検出電流Ｉdeが流れる。すると、コンパレータ１９ｕの非反転入力端子の電位は反転入力端子の電位よりも高くなり、コンパレータ１９ｕの出力信号は、ゲート信号Ｇunがハイレベルとなるのに伴ってハイレベルとなる。また、Ｕ相電流ｉｕの極性が正の場合、検出電流Ｉdeは流れないので、コンパレータ１９ｕの出力信号は常にローレベルとなる。よって、以降の回路の動作は第２実施例と同様であり、コンパレータ１９ｕの出力信号及び極性検出信号Ｓｕのタイミングチャートは、図５（ｅ）及び（ｆ）と同様となる。
【００５８】
以上のように第２実施例によれば、電流極性検出回路２４ｕは、ＦＥＴ２１の電流検出端子と直流母線６ｂとの間に介挿した抵抗２３及びコンパレータ１９ｕによってＦＥＴ２１に流れるソース電流Ｉsoを検出して相電流ｉｕの極性を判定するようにしたので、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００５９】
図１１及び図１２は本発明の第３実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分のみ説明する。第３実施例では、電流極性検出回路（電流位相差検出手段，電流極性検出手段）２５ｕは、第１実施例における電流極性検出回路１７ｕの代わりにインバータ主回路７のトランジスタＴ４側に設けられている。
【００６０】
抵抗１８ｕの両端に対して、コンパレータ２６ｕの非反転，反転入力端子は第１実施例のコンパレータ１９ｕとは逆に接続されている。また、ネガティブエッジトエリガのラッチ回路２０ｕに代えて、ポジティブエッジトエリガのラッチ回路２７ｕが配置されており、その出力端子Ｑから極性検出信号Ｓｕが出力されるようになっている。その他は第１実施例と同様の構成である。尚、Ｖ及びＷ相についても、電流極性検出回路が全く同様に構成されており、夫々極性検出信号Ｓｖ及びＳｗを出力するようになっている。
【００６１】
次に、第３実施例の作用について図１２をも参照して説明する。Ｕ相電流ｉｕの極性が負の場合、抵抗１８ｕに流れる電流ｉunは、コンパレータ２６ｕの反転入力端子の電位が非反転入力端子の電位よりも高くなる方向に流れる（図１２（ｄ）参照）。よって、コンパレータ２６ｕの出力信号は常にローレベルとなる（図１２（ｇ）参照）。
【００６２】
また、Ｕ相電流ｉｕの極性が正でトランジスタＴ１がオフの場合、電流ｉupは、図１１に示すように、ダイオードＤ４の順方向、即ち、コンパレータ２６ｕの非反転入力端子の電位が高くなる方向に流れるので、コンパレータ２６ｕの出力信号は駆動信号Ｄunがハイレベルとなる（ダイオードＤ４に順方向電流が流れる）のに伴ってハイレベルとなる。
【００６３】
そして、ラッチ回路２７ｕの出力端子Ｑは、コンパレータ２６ｕから与えられる信号を、ゲート信号Ｇunの立上りでラッチして出力するので、極性検出信号Ｓｕは、Ｕ相電流ｉｕの極性が負の場合はローレベル，正の場合はハイレベルの信号となる（図１２（ｈ）参照）。尚、Ｖ及びＷ相についても電流極性検出回路は全く同様に作用する。
【００６４】
以上のように第３実施例によれば、電流極性検出回路２５ｕは、抵抗１８ｕ及びコンパレータ２６ｕによって、トランジスタＴ１のオフタイミングにおいてダイオードＤ４に流れる順方向電流を検出することにより相電流ｉｕの極性を判定するようにしたので、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００６５】
図１３は本発明の第４実施例を示すものであり、第３実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分のみ説明する。Ｕ相に関する電流極性検出回路（電流位相差検出手段，電流極性検出手段）２８ｕの電気的構成を示す図１３においては、抵抗１８ｕは除かれており、コンパレータ２９ｕの非反転入力端子はトランジスタＴ４のエミッタに接続され、反転入力端子は抵抗３０を介してトランジスタＴ４のコレクタ（出力端子７ｕ）に接続されている。また、コンパレータ２９ｕの非反転，反転入力端子間には、抵抗３１が接続されている。その他は第３実施例と同様の構成である。
【００６６】
次に、第４実施例の作用について説明する。Ｕ相電流ｉｕの極性が負でトランジスタＴ４がオンの場合、コンパレータ２９ｕの入力については、出力端子７ｕ，抵抗３０，抵抗３１，直流母線６ｂの経路で電流が流れるので、反転入力端子の電位が高く、コンパレータ２９ｕの出力信号はローレベルである。
【００６７】
そして、Ｕ相電流ｉｕの極性が正でトランジスタＴ１がオフの場合にダイオードＤ４に順方向電流が流れる時は、上記の場合とは逆に、直流母線６ｂ，抵抗３１，抵抗３０，出力端子７ｕの経路で電流が流れるので、非反転入力端子の電位が高く、コンパレータ２９ｕの出力信号はハイレベルとなる。
【００６８】
従って、信号のタイミングチャートは、第３実施例の図１２（ｆ）〜（ｈ）と同様となって、トランジスタＴ１のオフタイミングにおいてダイオードＤ４に流れる順方向電流を検出することにより相電流ｉｕの極性を検出することになるので、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００６９】
尚、上記第１乃至第４実施例においては、電流極性検出信号Ｓｕは、ゲート信号Ｇunの立下がり若しくは立上がりに同期して出力されるため、電流の真のゼロクロス点とは最大でＰＷＭ信号の周期分だけタイミングにずれが生じるが、ＰＷＭ信号の周期は各相電流ｉｕの周期に比して十分短いため動作に影響はない。
【００７０】
本発明は、上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
誘起電圧位相差演算手段は、数式に基づいた演算や近似式による演算で求めるものに限らず、例えば電流位相差θｉ，電圧指令Ｖ，周波数指令ｆをパラメータとして予め演算した結果をデータテーブルとして記憶させておき、それを読出して得るようにしても良い。
モータ８の定数であるリアクタンスＬ，抵抗Ｒ，誘起電圧定数Ｋを固定値とせず、周囲温度などに応じて補正するようにするのが好ましい。斯様にすれば、精度をより高めることができる。
【００７１】
周波数指令決定手段における周波数指令ｆｅの決定は、（７）式によるものに限らず、例えば、周波数指令ｆｅの変化量を、直前の周波数指令ｆや電圧指令Ｖに応じて変えるようにしても良い。
電流極性検出回路１７を三相分設けて、電流位相差検出部１５，誘起電圧位相差演算部１１，周波数指令決定部１３における処理を１電気周期に６回、即ち電気角６０度毎に実行させるようにしたが、モータや負荷の慣性に応じて処理回数を減らしても良い。また、周波数の高低に応じて処理回数を変化させても良い。モータ８の始動時において、モータ８に直流励磁を行ってロータの位置決めを行った後、始動制御部９によって電圧指令Ｖと周波数指令ｆｓとを与えるようにすれば、始動時におけるモータ８の振動を低減させることができる。
【００７２】
駆動回路１６と電流極性検出回路１７とをワンチップＩＣとして構成しても良い。また、更に、インバータ主回路７を加えてワンチップＩＣを構成しても良い。斯様に構成すれば、部品点数を削減できると共にインバータ装置を小形化することができる。
抵抗１８ｕに代えて、図１４に示すように、互いに逆並列接続したダイオード３３，３４を用いても良い。
正側のトランジスタＴ１乃至Ｔ３の側に、電流極性検出手段を設けても良い。第１乃至第４実施例において、ラッチ回路２０ｕ若しくはラッチ回路２７ｕのクロック入力端子ckに与える信号は、ゲート信号Ｇun，Ｇvn及びＧwnに限らず、駆動信号Ｄun，Ｄvn及びＤwnなどトランジスタＴ４のオン，オフタイミングを得られる信号であれば何でも良い。
通電信号形成部１０のレベルデータは、正弦波に応じた電圧率に限ること無く、モータ８のトルク変動を減少させる波形に応じた電圧率であれば適宜変更して良い。
【００７３】
【発明の効果】
本発明は以上説明した通りであるので、以下の効果を奏する。
請求項１記載のインバータ装置によれば、インバータ主回路の出力電圧に対するブラシレスモータの巻線電流の位相差が検出され、その電流位相差に基づいて前記出力電圧に対するブラシレスモータの誘起電圧の位相差が演算される。そして、これらの誘起電圧位相差と電流位相差とから周波数指令が決定されると、その周波数指令と電圧指令とに基づき通電信号が作成され、インバータ主回路は、その通電信号に基づいてブラシレスモータの巻線に電圧を出力する。従って、通電信号を作成するためにホールＩＣなどのセンサを用いてロータの位置信号を得ずとも、電流位相差と誘起電圧位相差とから周波数指令が決定されるので、ブラシレスモータの巻線に適切な、例えば正弦波に基づいた振幅の電圧を印加して駆動することが可能となり、配線数を削減した上で電動機を低振動且つ高効率で駆動することができる。
【００７４】
請求項２乃至４記載のインバータ装置によれば、巻線電流の極性と通電信号とに基づいて電流位相差を検出するようにし（請求項２）、具体的には、正側若しくは負側スイッチング素子のオンタイミングにおいて正側若しくは負側スイッチング素子に流れる電流の有無を検出することにより（請求項３）、また、正側若しくは負側スイッチング素子のオフタイミングにおいて対を成す負側若しくは正側スイッチング素子に並列に接続されたダイオードに流れる電流の有無を検出することにより（請求項４）、電流の極性を検出するようにしたので、巻線電流の電流値を直接検出せずとも、巻線電流の極性と通電信号とから容易に電流位相差を検出することができる。
【００７５】
請求項５または６記載のインバータ装置によれば、電流位相差と、巻線の両端に印加される電圧に対する巻線電流の位相差と、電圧指令と、周波数指令と、ブラシレスモータの定数とに基づいて誘起電圧位相差を演算するようにし（請求項５）、具体的には、電流位相差θｉと、巻線の両端に印加される電圧に対する巻線電流の位相差θｖと、電圧指令Ｖと、周波数指令ｆと、ブラシレスモータの定数である巻線のインダクタンスＬ，巻線の抵抗Ｒ及び誘起電圧定数Ｋとに基づいて、
Ｖ／Ｅ＝ｓｉｎ（θｖ−θｉ＋θｅ）／ｓｉｎ（θｖ−θｉ）
Ｅ＝Ｋ・ｆ
θｖ＝ｔａｎ−１（２πｆＬ／Ｒ）
の関係式から誘起電圧位相差θｅを演算するようにしたので（請求項６）、巻線の両端に印加される電圧に対する巻線電流の位相差θｖは、周波数指令ｆと、ブラシレスモータの定数である巻線のインダクタンスＬ，抵抗Ｒ及び誘起電圧定数Ｋとから第３式により演算され、誘起電圧位相差θｅは、位相差θｖが得られることによって第１式から求めることができる。
【００７６】
請求項７または８記載のインバータ装置によれば、誘起電圧位相差θｅを、前記関係式の近似式により演算を行い（請求項７）、また、前記関係式に基づくデータテーブルから得る（請求項８）ようにしたので、誘起電圧位相差θｅをより容易に得ることができる。
【００７７】
請求項９記載のインバータ装置によれば、電流位相差と誘起電圧位相差との大小関係の比較結果に応じて周波数指令値を増減させるようにしたので、例えば、電流位相差と誘起電圧位相差とが等しくなる様に通電信号を出力させることができ、巻線電流と誘起電圧とを同相とすることによってブラシレスモータを最大効率で駆動することができる。
【００７８】
請求項１０記載のインバータ装置によれば、少なくとも負側スイッチング素子の駆動手段と、電流極性検出手段とを１チップＩＣで構成したので、全体を小形に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示す電気的構成の機能ブロック図
【図２】電流極性検出回路の詳細な電気的構成を示す図
【図３】始動制御部が出力する電圧指令及び周波数指令を時間関数として示す図
【図４】通電信号形成部が出力する信号波形と電流極性信号との位相関係を示す図
【図５】電流極性検出回路のタイミングチャート
【図６】ブラシレスモータ１相分の等価回路を示す図
【図７】インバータ装置−ブラシレスモータ間の電圧及び電流の位相関係を示す図
【図８】誘起電圧位相差演算部が行う演算において用いられる、電圧位相差θｖを周波数ｆの１次関数として近似したものを示す図
【図９】誘起電圧位相差演算部が行う演算において用いられる、電気角９０度分の正弦波のレベルデータを示す図
【図１０】本発明の第２実施例を示す図２相当図
【図１１】本発明の第３実施例を示す図２相当図
【図１２】図５相当図
【図１３】本発明の第４実施例を示す図２相当図
【図１４】電流極性検出回路の構成の変形を示す図
【符号の説明】
Ｔ１乃至Ｔ３はトランジスタ（正側スイッチング素子）、Ｔ４乃至Ｔ６は（負側スイッチング素子）、Ｄ１乃至Ｄ６はダイオード、６ａ及び６ｂは正及び負側直流母線、７はインバータ主回路、７ｕ，７ｖ，７ｗは出力端子、８はブラシレスモータ、１０は通電信号形成部（通電信号形成手段）、１１は誘起電圧位相差演算部（誘起電圧位相差演算手段）、１３は周波数指令決定部（周波数指令決定手段）、１５は電流位相差検出部（電流位相差検出手段）、１７，２４ｕ，２５ｕ，２８ｕは電流極性検出回路（電流位相差検出手段，電流極性検出手段）、２１はＦＥＴ（負側スイッチング素子）を示す。
【発明の属する技術分野】
本発明は、巻線に例えば正弦波に応じた振幅レベルを有する出力電圧を与えることによりブラシレスモータを駆動するインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、エアコンなどのファンモータや電気自動車の駆動用モータとしては、広範囲の可変速制御や電力消費量の節約のために、また、洗濯機の洗濯用モータとしては、洗浄能力の向上のためにブラシレスモータが採用されており、これをインバータ装置によって駆動することが行われている。
【０００３】
三相巻線を有するブラシレスモータの内部には、通常、位置センサとして構成が簡単で最も安価であるホールＩＣが、例えば電気角１２０度毎に配置されている。そして、インバータ装置は、これらのホールＩＣによってロータの回転位置に対応した信号を得て、ブラシレスモータの巻線に１２０度通電方式で矩形波電圧を印加して駆動するようになっている。
【０００４】
これに対して、低コスト化や小形化を目的として、位置センサを使用することなくモータを駆動可能としたセンサレス技術が、例えば特開平１−８８９０号公報に開示されている。これは、モータコイルの端子電圧と基準電圧との比較結果に基づいてロータの回転位置を検出し、矩形波通電の転流タイミングを２個のタイマで決定して通電を行うものである。
【０００５】
一方、モータの効率向上や低振動化を図ることを目的として、略正弦波の電圧をモータに供給するインバータ装置が、特願平７−２２４２９９号として出願されている。これは、ホールＩＣを用いてロータの位置信号を得て位置信号の変化周期を求め、その変化周期に対応する電気角よりも高い分解能を有する電圧位相を決定し、その電圧位相に応じて正弦波に基づいた電圧波形のデータをメモリから読出して略正弦波の電圧を形成するものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
モータの効率向上や低振動化を図るためには正弦波電圧駆動方式が望ましいが、例えば、コンプレッサなどの様に密閉構造を有するものや、モータとインバータ装置との距離が長いものの如く位置センサの存在がネックになるものでは、コスト低減及び小形化を図るセンサレス駆動方式が望ましい。従って、従来より、センサレス駆動方式と正弦波駆動方式との両立を図ったインバータ装置の開発が切望されている。
【０００７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、センサレス駆動方式により低振動且つ高効率でブラシレスモータを駆動することができるインバータ装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載のインバータ装置は、電圧指令及び周波数指令に基づき通電信号を形成して出力する通電信号形成手段と、正側直流母線と出力端子との間に接続され並列にダイオードを有する正側スイッチング素子及び負側直流母線と出力端子との間に接続され並列にダイオードを有する負側スイッチング素子から構成され、前記通電信号に基づいてブラシレスモータの複数の巻線に電圧を出力するインバータ主回路とを備えたものにおいて、
前記インバータ主回路の出力電圧に対する前記巻線に流れる巻線電流の位相差を検出する電流位相差検出手段と、
この電流位相差検出手段が検出する電流位相差に基づいて、前記出力電圧に対する前記ブラシレスモータの誘起電圧の位相差を演算する誘起電圧位相差演算手段と、
この誘起電圧位相差演算手段が演算する誘起電圧位相差と前記電流位相差とに基づいて、前記周波数指令を決定する周波数指令決定手段とを具備したことを特徴とする。
【０００９】
斯様に構成すれば、インバータ主回路の出力電圧に対するブラシレスモータの巻線電流の位相差が検出され、その電流位相差に基づいて前記出力電圧に対するブラシレスモータの誘起電圧の位相差が演算される。そして、周波数指令決定手段によってこれらの誘起電圧位相差と電流位相差とから周波数指令が決定されると、その周波数指令と電圧指令とに基づき通電信号が形成され、インバータ主回路は、その通電信号に基づいてブラシレスモータの巻線に電圧を出力する。
【００１０】
従って、通電信号を形成するためにホールＩＣなどのセンサを用いてロータの位置信号を得ずとも、電流位相差と誘起電圧位相差とから周波数指令が決定されるので、ブラシレスモータの巻線に適切な、例えば正弦波に基づいた振幅の電圧を印加してブラシレスモータを低振動且つ高効率で駆動することが可能となる。
【００１１】
この場合、請求項２乃至４に記載したように、前記電流位相差検出手段に、前記巻線電流の極性を検出する電流極性検出手段を備え、
前記巻線電流の極性と前記通電信号とに基づいて前記電流位相差を検出するように構成しても良く（請求項２）、具体的には、前記電流極性検出手段を、正側若しくは負側スイッチング素子のオンタイミングにおいて正側若しくは負側スイッチング素子に流れる電流の有無を検出することにより（請求項３）、また、正側若しくは負側スイッチング素子のオフタイミングにおいて対を成す負側若しくは正側スイッチング素子に並列に接続されたダイオードに流れる電流の有無を検出することにより（請求項４）、電流の極性を検出する構成としても良い。斯様に構成すれば、巻線電流の電流値を直接検出する必要がなく、２値データとして得られる巻線電流の極性と通電信号とから容易に電流位相差を検出することができる。
【００１２】
請求項５または６に記載したように、前記誘起電圧位相差演算手段を、前記電流位相差と、前記巻線の両端に印加される電圧に対する前記巻線電流の位相差と、前記電圧指令と、前記周波数指令と、前記ブラシレスモータの定数とに基づいて前記誘起電圧位相差を演算する構成としても良く（請求項５）、具体的には、前記誘起電圧位相差演算手段を、前記電流位相差θｉと、前記巻線の両端に印加される電圧に対する前記巻線電流の位相差θｖと、前記電圧指令Ｖと、前記周波数指令ｆと、前記ブラシレスモータの定数である前記巻線のインダクタンスＬ，前記巻線の抵抗Ｒ及び誘起電圧定数Ｋとに基づいて、
Ｖ／Ｅ＝ｓｉｎ（θｖ−θｉ＋θｅ）／ｓｉｎ（θｖ−θｉ）
Ｅ＝Ｋ・ｆ
θｖ＝ｔａｎ−１（２πｆＬ／Ｒ）
の関係式から前記誘起電圧位相差θｅを演算するように構成すれば良い（請求項６）。
【００１３】
斯様に構成すれば、巻線の両端に印加される電圧に対する巻線電流の位相差θｖは、周波数指令ｆと、ブラシレスモータの定数である巻線のインダクタンスＬ，抵抗Ｒ及び誘起電圧定数Ｋとから第３式により演算され、誘起電圧位相差θｅは、位相差θｖが得られることによって第１式から求めることができる。
【００１４】
また、この場合、請求項７または８に記載したように、前記誘起電圧位相差演算手段を、前記誘起電圧位相差θｅを前記関係式の近似式により演算を行う構成としたり（請求項７）、前記関係式に基づくデータテーブルから得る（請求項８）ように構成しても良い。斯様に構成すれば、誘起電圧位相差θｅをより容易に得ることができる。
【００１５】
請求項９に記載したように、前記周波数指令決定手段を、前記電流位相差と前記誘起電圧位相差との大小関係の比較結果に応じて、前記周波数指令値を増減させる構成とするのが好適であり、斯様に構成すれば、例えば、電流位相差と誘起電圧位相差とが等しくなる様に通電信号を出力させることが可能となる。
【００１６】
請求項１０に記載したように、少なくとも前記負側スイッチング素子の駆動手段と、前記電流極性検出手段とを１チップＩＣで構成するのが好ましく、斯様に構成すれば、全体を小形に構成することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１実施例について、図１乃至図９を参照して説明する。図１において、交流電源１の両端子は、一方にリアクトル２を介して全波整流回路３の交流入力端子に接続されている。全波整流回路３の直流出力端子間には、平滑用コンデンサ４が接続されており、以上、リアクトル２，全波整流回路３，平滑用コンデンサ４により直流電源回路５を構成している。そして、直流電源回路５の直流出力端子は、正，負側直流母線６ａ，６ｂに接続されている。
【００１８】
インバータ主回路７は、正，負側直流母線６ａ，６ｂ間に３相ブリッジ接続されたトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｔ１乃至Ｔ６と、各トランジスタＴ１乃至Ｔ６に夫々並列に接続されたフライホイールダイオードＤ１乃至Ｄ６とから構成されている。そのインバータ主回路７の出力端子７ｕ，７ｖ，７ｗは、３相のブラシレスモータ（以下、単にモータと称す）８のスター結線された各相巻線８ｕ，８ｖ，８ｗに接続されている。
【００１９】
従って、インバータ主回路７において、トランジスタＴ１乃至Ｔ３が正側スイッチング素子に相当し、トランジスタＴ４乃至Ｔ６が負側スイッチング素子に相当する。
【００２０】
始動制御部９は、外部よりモータ８の始動指令信号が与えられると、電圧指令Ｖを通電信号形成部（通電信号形成手段）１０及び誘起電圧位相差演算部（誘起電圧位相差演算手段）１１に出力すると共に、周波数指令ｆｓを指令選択部１２に出力するようになっている。
【００２１】
また、始動制御部９は、始動指令信号が与えられてから一定時間の経過後に出力される選択信号Ｓｋをも指令選択部１２に出力するようになっており、指令選択部１２は、選択信号Ｓｋの出力に応じて、前記周波数指令ｆｓと周波数指令決定部（周波数指令決定手段）１３が出力する周波数指令ｆｅとを切換えて、周波数指令ｆとして出力するようになっている。その周波数指令ｆは、通電信号形成部１０，誘起電圧位相差演算部１１及び周波数指令決定部１３に与えられる。
【００２２】
通電信号形成部１０の内部構成について、以下に述べる。クロック発生器１０ａは、周波数指令ｆに応じた周波数のクロック信号を出力するものであり、そのクロック信号は、カウンタ１０ｂに与えられるようになっている。カウンタ１０ｂは、そのクロック信号パルスの入力数をアップカウントし、そのカウント値をアドレス信号としてＲＯＭ１０ｃに出力するようになっている。
【００２３】
ＲＯＭ１０ｃには、正弦波に応じた電圧率の振幅を有する通電信号のレベルデータが記憶されており、カウンタ１０ｂから与えられるアドレス信号に応じた位相のレベルデータが読出され、レベル信号発生器１０ｄに出力されるようになっている。レベル信号発生器１０ｄは、ＲＯＭ１０ｃから与えられたレベルデータに電圧指令Ｖを乗じたものをＵ相の通電信号Ｄｕとし、その通電信号Ｄｕを１２０，２４０度移相したものをＶ相，Ｗ相の通電信号Ｄｖ，Ｄｗとして分配し、外部のＰＷＭ回路１４に夫々出力するようになっている（図４（ａ）参照）。
【００２４】
また、通電信号形成部１０は、これらの通電信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを交流信号とした場合のゼロクロス点を検出し、各通電信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの何れかがゼロクロス点を通過する毎にハイ，ローレベルの反転を繰返す通電位相信号Ｓｐを形成して（図４（ｂ）参照）電流位相差検出部（電流位相差検出手段）１５に出力するようになっている。
【００２５】
ＰＷＭ回路１４は、具体的には図示しないが、内部の搬送波発生器から出力される搬送波（三角波）のレベルと、与えられた通電信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのレベルとを夫々比較して、各通電信号のレベルの方が大なる期間においてハイレベルとなるＰＷＭ制御による正側の駆動信号Ｄup，Ｄvp，Ｄwpを形成する。また、これらの正側の駆動信号を反転したものを負側の駆動信号Ｄun，Ｄvn，Ｄwnとして形成し、駆動回路１６に出力するようになっている。
【００２６】
駆動回路１６は、フォトカプラなどで構成されており、与えられた正，負側の駆動信号Ｄup乃至Ｄwp，Ｄun乃至Ｄwnに応じたゲート信号を、トランジスタＴ１乃至Ｔ３，Ｔ４乃至Ｔ６に出力するようになっている。作用の詳細は後述する。
【００２７】
電流極性検出回路（電流極性検出手段）１７は、インバータ主回路７において流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相電流の極性を検出し、電流極性信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを電流位相差検出部１５に出力するようになっている。電流位相差検出部１５は、これらの電流極性信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗと通電信号形成部１０から出力される通電位相信号Ｓｐとに基づいて、モータ８の巻線８ｕ，８ｖ，８ｗの両端に夫々印加される電圧に対する前記巻線電流の位相差θｉを検出して、その電流位相差θｉを誘起電圧位相差演算部１１及び周波数指令決定部１３に対して出力するようになっている。
【００２８】
誘起電圧位相差演算部１１は、電圧指令Ｖ，周波数指令ｆ及び電流位相差θｉから、インバータ主回路７の出力電圧に対するモータの８の巻線８ｕ，８ｖ，８ｗに誘起される電圧の位相差θｅを演算して、その誘起電圧位相差θｅを周波数指令決定部１３に出力するようになっている。周波数指令決定部１３は、周波数指令ｆ，電流位相差θｉ及び誘起電圧位相差θｅから周波数指令ｆｅを決定して、前述のように指令選択部１２に出力する。
【００２９】
図２は、Ｕ相に関する電流極性検出回路１７ｕの詳細な電気的構成を示すものである。図２において、駆動回路１６unは、駆動信号Ｄunがハイレベルの場合はトランジスタＴ１のベース−エミッタ間に図示しない駆動用電源からゲート駆動用の正電圧を印加し、駆動信号Ｄunがローレベルの場合は、トランジスタＴ１のベース−エミッタ間にゲート駆動用の負電圧を印加するようにゲート信号Ｇunを与えるものである。
【００３０】
トランジスタＴ４のエミッタと直流母線６ｂとの間には、抵抗１８ｕが介挿されている。そして、トランジスタＴ４のエミッタと抵抗１８ｕとの共通接続点はコンパレータ１９ｕの非反転入力端子に接続され、抵抗１８ｕと直流母線６ｂとの共通接続点はコンパレータ１９ｕの反転入力端子に接続されている。コンパレータ１９ｕの出力端子は、ラッチ回路２０ｕの入力端子Ｄに接続されている。また、駆動回路１６unの出力端子は、ラッチ回路２０ｕの入力端子ckに接続されており、ゲート信号Ｇunを与えるようになっている。
【００３１】
このラッチ回路２０ｕは、入力端子ckに与えられる信号の立下がりエッジにおいて、入力端子Ｄに与えられているデータをラッチ（セット）するものである。ラッチ回路２０ｕの負論理の出力端子／Ｑは、図示しないフォトカプラなどを介して、電流極性信号Ｓｕを出力するようになっている。以上、抵抗１８ｕ，コンパレータ１９ｕ，ラッチ回路２０ｕにより電流極性検出回路１７ｕを構成している。尚、Ｖ及びＷ相についても、電流極性検出回路１７ｖ，１７ｗが全く同様に構成されており、夫々電流極性信号Ｓｖ及びＳｗを出力するようになっている。
【００３２】
次に、第１実施例の作用について図３乃至図９をも参照して説明する。始動制御部９は、外部よりモータ８の始動指令信号が与えられると、電圧指令Ｖ及び周波数指令ｆｓを、図３に示す時間関数に従って夫々出力する。即ち、初期値としては比較的小なる指令値を出力し、その指令値を時間の経過に伴って線形に増加させた後、所定時間が経過すると指令値が一定となるようにする。
【００３３】
通電信号形成部１０は、その周波数指令ｆに応じた周波数でアドレスを循環的に増加させながら通電信号のレベルデータを順次読出し、電圧指令Ｖを乗じて夫々電気角１２０度の位相差を有する通電信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを出力する。
【００３４】
ＰＷＭ回路１４は、通電信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗが与えられると、正，負側の駆動信号Ｄup乃至Ｄwp，Ｄun乃至Ｄwnを作成し、駆動回路１６は、これらの駆動信号に基づき正，負側のゲート信号Ｇup乃至Ｇwp，Ｇun乃至ＧwnをトランジスタＴ１乃至Ｔ３，Ｔ４乃至Ｔ６に出力する。すると、モータ８の各相巻線８ｕ，８ｖ，８ｗには、略正弦波の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが通電されて、モータ８が駆動される（図４（ｃ）参照，電流ｉｕのみ図示）。
【００３５】
この時の電流極性検出回路１７ｕの作用を以下に説明する。図５（ａ）及び（ｂ）は、駆動回路１６up，１６unを介してインバータ主回路７のＵ相のトランジスタＴ１及びＴ４に出力される駆動信号Ｄup及びＤunであり、Ｕ相電流ｉｕの極性が負から正に変化して行く場合を示している（図５（ｃ）参照）。
【００３６】
Ｕ相電流ｉｕの極性が負の場合、トランジスタＴ４にコレクタ電流が流れ、抵抗１８ｕには、コンパレータ１９ｕの非反転入力端子の電位が反転入力端子の電位よりも高くなる方向に電流ｉunが流れる（図５（ｄ）参照）。よって、コンパレータ１９ｕの出力信号は、駆動信号Ｄunがハイレベルとなるのに伴ってハイレベルとなる。
【００３７】
また、Ｕ相電流ｉｕの極性が正の場合は、図２において点線で示すダイオードＤ４の順方向電流が、駆動信号Ｄupのオフタイミング（ローレベル）で流れるので、抵抗１８ｕには、コンパレータ１９ｕの反転入力端子の電位が高くなる方向に流れて（図５（ｄ）参照）、コンパレータ１９ｕの出力信号は常にローレベルとなる（図５（ｅ）参照）。
【００３８】
そして、ラッチ回路２０ｕの反転出力端子／Ｑは、コンパレータ１９ｕから与えられる信号をゲート信号Ｇunの立下がりでラッチし、レベルを反転して出力するので、電流極性信号Ｓｕは、Ｕ相電流ｉｕの極性が負の場合はローレベル，正の場合はハイレベルの信号となる（図５（ｆ）参照）。尚、Ｖ及びＷ相についても、電流極性検出回路は全く同様に作用して、電流極性信号Ｓｖ，Ｓｗが電流極性信号Ｓｕと共に、図４（ｄ）に示すように出力される。
【００３９】
図４に示すように、電流位相差検出部１５は、タイマによって通電信号形成部１０から与えられる通電位相信号Ｓｐの立上がり−立下がりエッジ間の時間Ｔｐ（電気角６０度に相当する）を計測する。また、タイマによって通電位相信号Ｓｐの立上がりエッジから電流極性信号Ｓｕの立上がりエッジまでの時間Ｔｉをも計測し、（１）式によって通電信号Ｄｕに対する巻線電流ｉｕの位相差θｉを演算して検出する。
θｉ＝６０×Ｔｉ／Ｔｐ …（１）
【００４０】
次に、誘起電圧位相差演算部１１の作用について、図６乃至図９を参照して説明する。図６は、モータ８の１相分の等価回路を示すものである。即ち、インバータ主回路７の出力電圧（相電圧）Ｖ（＝Ｖ′ｓｉｎ（θ））の電圧源，モータ８の巻線のリアクタンスＬ及び抵抗Ｒ，モータ８の誘起電圧Ｅ（＝Ｅ′ｓｉｎ（θ−θｅ））の電圧源が直列に接続されている。但し、Ｖ′，Ｅ′は最大値を示す。誘起電圧Ｅに対して、インバータ主回路７の出力電圧Ｖは位相θｅだけ進んでいる（図７参照）。
【００４１】
この時、リアクタンスＬ及び抵抗Ｒの直列回路の両端には、インバータ主回路７の出力電圧Ｖと誘起電圧Ｅとの差電圧（Ｖ−Ｅ）が印加され、リアクタンスＬ及び抵抗Ｒの時定数と周波数指令ｆとから（２）式のように定まる位相θｖだけ遅れた電流Ｉ（＝Ｉ′ｓｉｎ（θ−θｉ））が流れる（図７参照）。但し、Ｉ′は最大値を示す。
θｖ＝ｔａｎ−１（２πｆＬ／Ｒ） …（２）
【００４２】
図７は、上述したインバータ主回路７の出力電圧Ｖ，誘起電圧Ｅ及び電流Ｉの位相関係を示す波形図である。この図７から明らかなように、インバータ主回路７の出力電圧Ｖと差電圧（Ｖ−Ｅ）との位相差は、（θｖ−θｉ）となる。図７中のＡ点で示すように、差電圧のゼロクロス点において、インバータ主回路７の出力電圧Ｖ及び誘起電圧Ｅのレベルが等しくなることから（３）式が成立する。
Ｅ＝Ｋ・ｆ …（４）
【００４３】
これらの式から、誘起電圧位相差θｅを以下のように演算する。（２）式は、リアクタンスＬ及び抵抗Ｒを定数とした周波数指令ｆの関数であり、モータ８の巻線の時定数（Ｌ／Ｒ）を例えば“１／２０”とした場合を、図８中破線で示している。モータ８の実際に使用される回転数（周波数）の範囲を考慮すると、図８中破線で示された関数を（５）式のように直線近似することができ、それを実線で表している。
θｖ＝Ｋａ×ｆ＋Ｋｂ …（５）
この一次関数のデータＫａ，Ｋｂをメモリなどに保有することにより、簡単な演算によって差電圧（Ｖ−Ｅ）に対する電流Ｉの位相差θｖを得ることができる。尚、（２）式を直接演算してθｖを求めても良いことは言うまでもない。
【００４４】
次に、（３）式は、（６）式のように変形することができる。
図９は、電気角９０度分の正弦波のレベルデータである。この正弦波のデータを同様にメモリに保有することによって、以下の手順で誘起電圧位相差θｅを求める。
▲１▼先ず、（１）式，（５）式から求めた位相差θｉ，θｖから（θｖ−θｉ）が得られるので、（６）式右辺のｓｉｎ（θｖ−θｉ）＝Ｘを求める。
▲２▼次に、定数（Ｖ′／Ｅ′）に“Ｘ”を乗じたものを（Ｖ′／Ｅ′）・Ｘ＝Ｙとすると、“Ｙ”は（６）式の右辺であるから、
ｓｉｎ−１（Ｙ）＝θｖ−θｉ＋θｅ …（７）
であり、（θｖ−θｉ＋θｅ）を得ることができる。
▲３▼（８）式より、誘起電圧位相差θｅを得る。
（θｖ−θｉ＋θｅ）−（θｖ−θｉ）＝θｅ …（８）
【００４６】
以上の誘起電圧位相差演算部１１における演算は、電流位相差検出部１５においてＵ，Ｖ，Ｗ各相毎の電流位相差θｉが検出される度に実行され、インバータ主回路７の出力電圧Ｖに対する誘起電圧Ｅの位相を得ることができる。誘起電圧Ｅの位相は、モータ８のロータの回転位置と一定の関係を有するものであるから、誘起電圧Ｅの位相を得ることはロータの回転位置を検出することに等しい。
【００４７】
そして、周波数指令決定部１３は、誘起電圧位相差θｅが得られる度に、（９）式により周波数指令ｆｅを決定して出力する。
ｆｅ＝Ｋｚ（θｉ−θｅ）＋ｆ …（９）
ここで、Ｋｚは定数である。即ち、θｉ＞θｅの場合は周波数指令ｆｅを増加させ、モータ８を加速させるように通電を行い、ロータの位相（誘起電圧位相差θｅ）を相対的に遅れ方向に移行させるように作用する。逆に、θｉ＜θｅの場合は周波数指令ｆｅを減少させ、ロータの位相を相対的に進み方向に移行させるように作用する。尚、以上は主にＵ相について説明したが、Ｖ及びＷ相についても同様に作用するものである。
【００４８】
以上の処理が繰返されることによって、最終的に、電流位相差θｉと誘起電圧位相差θｅとが等しくなるように周波数指令ｆｅ、即ち周波数指令ｆが決定される。また、始動制御部９は、モータ８の始動開始から所定時間が経過して、図３に示す電圧指令Ｖ及び周波数指令ｆｓが一定値となる時点で選択信号Ｓｋを出力し、指令選択部１２に、周波数指令をｆｓからｆｅに切替えさせる。その時点で（９）式は、
ｆｅ＝Ｋｚ（θｉ−θｅ）＋ｆｓ …（１０）
となっており、（１０）式を初期値として、以降は、周波数指令ｆ＝ｆｅで制御が行われる。
【００４９】
以上のように本実施例によれば、電流位相差検出部１５によってインバータ主回路７の出力電圧Ｖに対するモータ８の巻線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの位相差θｉを検出し、誘起電圧位相差演算部１１は、電流位相差θｉに基づいて、出力電圧Ｖに対するモータ８の誘起電圧Ｅの位相差θｅを演算し、周波数指令決定部１３は、誘起電圧位相差θｅと電流位相差θｉとの差に基づいて周波数指令ｆｅを決定する。そして、通電信号形成部１０は、周波数指令ｆｅに基づき正弦波に応じた電圧率の振幅を有する通電信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを形成し、インバータ主回路７を介してモータ８を駆動するようにした。
【００５０】
従って、通電信号を形成するためにホールＩＣなどのセンサを用いてロータの位置信号を得ずとも、電流位相差θｉと誘起電圧位相差θｅとから周波数指令ｆｅが決定されるので、モータ８の巻線に正弦波に基づいた振幅の電圧を印加してモータ８を低振動かつ高効率で駆動することができる。特に、コンプレッサなどの密閉構造を要するものや、モータ−インバータ装置間の距離が長い場合など、センサの存在がネックとなるものには好適である。
【００５１】
また、本実施例によれば、電流極性検出回路１７ｕは、トランジスタＴ４のオンタイミングにおいてそのトランジスタＴ４に流れる電流の有無からモータ８の巻線電流の極性を検出し、電流位相差検出部１５は、その極性と通電信号とに基づいて電流位相差θｉを検出するようにした。従って、電流値を直接検出する複雑な構成を要することなく、低コストで、且つ、２値データとして得られる巻線電流の極性から容易に電流位相差θｉを検出することができる。特に、モータ８の駆動部（インバータ主回路７，駆動回路１６の出力側）と制御部（駆動回路１６の入力側）とを絶縁する場合に、安価な絶縁素子を使用することができる。
【００５２】
更に、本実施例によれば、誘起電圧位相差演算部１１は、電流位相差θｉと、巻線の両端に印加される電圧に対する巻線電流の位相差θｖと、電圧指令Ｖと、周波数指令ｆと、モータ８の定数である巻線のインダクタンスＬ及び抵抗Ｒ並びに誘起電圧定数Ｋとに基づいて、
Ｖ／Ｅ＝ｓｉｎ（θｖ−θｉ＋θｅ）／ｓｉｎ（θｖ−θｉ）
Ｅ＝Ｋ・ｆ
θｖ＝ｔａｎ−１（２πｆＬ／Ｒ）
の関係式から誘起電圧位相差θｅを演算するようにした。
【００５３】
従って、位相差θｖは、周波数指令ｆと、ブラシレスモータの定数である巻線のインダクタンスＬ，抵抗Ｒ及び誘起電圧定数Ｋとから第３式の近似式（９）式を用いて演算され、誘起電圧位相差θｅは、位相差θｖが得られることによって第１式から求めることができる。
【００５４】
加えて、本実施例によれば、周波数指令決定手部１３を、電流位相差θｉと誘起電圧位相差θｅとの大小関係の比較結果に応じて、周波数指令値ｆｅを増減させるようにしたので、電流位相差θｉと誘起電圧位相差θｅとが等しくなる様に通電信号を出力させて、巻線電流と誘起電圧とを同相とすることによってモータ８を最大効率で駆動することができる。
【００５５】
図１０は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例では、インバータ主回路７に代えて、インバータ主回路７の負側のトランジスタＴ４，Ｔ５，Ｔ６の代わりに、電流検出機能を有したＭＯＳ形でｎチャネルのＦＥＴ（例えば商品名ＩＲＣ８４０）２１（負側スイッチング素子，図１０ではＵ相のみ示す）によって構成されたインバータ主回路２２が配置されている。このＦＥＴ２１の電流検出端子には、自身に流れるソース電流に比例した検出電流が流れるようになっている。
【００５６】
ＦＥＴ２１の電流検出端子と直流母線６ｂとの間には、抵抗２３が介挿されている。そして、ＦＥＴ２１の電流検出端子と抵抗２３との共通接続点はコンパレータ１９ｕの非反転入力端子に接続され、抵抗２３と直流母線６ｂとの共通接続点はコンパレータ１９ｕの反転入力端子に接続されている。その他は第１実施例と同様の構成である。以上、抵抗２３，コンパレータ１９ｕ，ラッチ回路２０ｕにより電流極性検出回路（電流位相差検出手段，電流極性検出手段）２４ｕを構成している。尚、Ｖ及びＷ相についても、電流極性検出回路が全く同様に構成されている。
【００５７】
次に、第２実施例の作用について説明する。抵抗２３には、Ｕ相電流ｉｕの極性が負の場合に、ＦＥＴ２１のソース電流Ｉsoに比例した検出電流Ｉdeが流れる。すると、コンパレータ１９ｕの非反転入力端子の電位は反転入力端子の電位よりも高くなり、コンパレータ１９ｕの出力信号は、ゲート信号Ｇunがハイレベルとなるのに伴ってハイレベルとなる。また、Ｕ相電流ｉｕの極性が正の場合、検出電流Ｉdeは流れないので、コンパレータ１９ｕの出力信号は常にローレベルとなる。よって、以降の回路の動作は第２実施例と同様であり、コンパレータ１９ｕの出力信号及び極性検出信号Ｓｕのタイミングチャートは、図５（ｅ）及び（ｆ）と同様となる。
【００５８】
以上のように第２実施例によれば、電流極性検出回路２４ｕは、ＦＥＴ２１の電流検出端子と直流母線６ｂとの間に介挿した抵抗２３及びコンパレータ１９ｕによってＦＥＴ２１に流れるソース電流Ｉsoを検出して相電流ｉｕの極性を判定するようにしたので、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００５９】
図１１及び図１２は本発明の第３実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分のみ説明する。第３実施例では、電流極性検出回路（電流位相差検出手段，電流極性検出手段）２５ｕは、第１実施例における電流極性検出回路１７ｕの代わりにインバータ主回路７のトランジスタＴ４側に設けられている。
【００６０】
抵抗１８ｕの両端に対して、コンパレータ２６ｕの非反転，反転入力端子は第１実施例のコンパレータ１９ｕとは逆に接続されている。また、ネガティブエッジトエリガのラッチ回路２０ｕに代えて、ポジティブエッジトエリガのラッチ回路２７ｕが配置されており、その出力端子Ｑから極性検出信号Ｓｕが出力されるようになっている。その他は第１実施例と同様の構成である。尚、Ｖ及びＷ相についても、電流極性検出回路が全く同様に構成されており、夫々極性検出信号Ｓｖ及びＳｗを出力するようになっている。
【００６１】
次に、第３実施例の作用について図１２をも参照して説明する。Ｕ相電流ｉｕの極性が負の場合、抵抗１８ｕに流れる電流ｉunは、コンパレータ２６ｕの反転入力端子の電位が非反転入力端子の電位よりも高くなる方向に流れる（図１２（ｄ）参照）。よって、コンパレータ２６ｕの出力信号は常にローレベルとなる（図１２（ｇ）参照）。
【００６２】
また、Ｕ相電流ｉｕの極性が正でトランジスタＴ１がオフの場合、電流ｉupは、図１１に示すように、ダイオードＤ４の順方向、即ち、コンパレータ２６ｕの非反転入力端子の電位が高くなる方向に流れるので、コンパレータ２６ｕの出力信号は駆動信号Ｄunがハイレベルとなる（ダイオードＤ４に順方向電流が流れる）のに伴ってハイレベルとなる。
【００６３】
そして、ラッチ回路２７ｕの出力端子Ｑは、コンパレータ２６ｕから与えられる信号を、ゲート信号Ｇunの立上りでラッチして出力するので、極性検出信号Ｓｕは、Ｕ相電流ｉｕの極性が負の場合はローレベル，正の場合はハイレベルの信号となる（図１２（ｈ）参照）。尚、Ｖ及びＷ相についても電流極性検出回路は全く同様に作用する。
【００６４】
以上のように第３実施例によれば、電流極性検出回路２５ｕは、抵抗１８ｕ及びコンパレータ２６ｕによって、トランジスタＴ１のオフタイミングにおいてダイオードＤ４に流れる順方向電流を検出することにより相電流ｉｕの極性を判定するようにしたので、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００６５】
図１３は本発明の第４実施例を示すものであり、第３実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分のみ説明する。Ｕ相に関する電流極性検出回路（電流位相差検出手段，電流極性検出手段）２８ｕの電気的構成を示す図１３においては、抵抗１８ｕは除かれており、コンパレータ２９ｕの非反転入力端子はトランジスタＴ４のエミッタに接続され、反転入力端子は抵抗３０を介してトランジスタＴ４のコレクタ（出力端子７ｕ）に接続されている。また、コンパレータ２９ｕの非反転，反転入力端子間には、抵抗３１が接続されている。その他は第３実施例と同様の構成である。
【００６６】
次に、第４実施例の作用について説明する。Ｕ相電流ｉｕの極性が負でトランジスタＴ４がオンの場合、コンパレータ２９ｕの入力については、出力端子７ｕ，抵抗３０，抵抗３１，直流母線６ｂの経路で電流が流れるので、反転入力端子の電位が高く、コンパレータ２９ｕの出力信号はローレベルである。
【００６７】
そして、Ｕ相電流ｉｕの極性が正でトランジスタＴ１がオフの場合にダイオードＤ４に順方向電流が流れる時は、上記の場合とは逆に、直流母線６ｂ，抵抗３１，抵抗３０，出力端子７ｕの経路で電流が流れるので、非反転入力端子の電位が高く、コンパレータ２９ｕの出力信号はハイレベルとなる。
【００６８】
従って、信号のタイミングチャートは、第３実施例の図１２（ｆ）〜（ｈ）と同様となって、トランジスタＴ１のオフタイミングにおいてダイオードＤ４に流れる順方向電流を検出することにより相電流ｉｕの極性を検出することになるので、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００６９】
尚、上記第１乃至第４実施例においては、電流極性検出信号Ｓｕは、ゲート信号Ｇunの立下がり若しくは立上がりに同期して出力されるため、電流の真のゼロクロス点とは最大でＰＷＭ信号の周期分だけタイミングにずれが生じるが、ＰＷＭ信号の周期は各相電流ｉｕの周期に比して十分短いため動作に影響はない。
【００７０】
本発明は、上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
誘起電圧位相差演算手段は、数式に基づいた演算や近似式による演算で求めるものに限らず、例えば電流位相差θｉ，電圧指令Ｖ，周波数指令ｆをパラメータとして予め演算した結果をデータテーブルとして記憶させておき、それを読出して得るようにしても良い。
モータ８の定数であるリアクタンスＬ，抵抗Ｒ，誘起電圧定数Ｋを固定値とせず、周囲温度などに応じて補正するようにするのが好ましい。斯様にすれば、精度をより高めることができる。
【００７１】
周波数指令決定手段における周波数指令ｆｅの決定は、（７）式によるものに限らず、例えば、周波数指令ｆｅの変化量を、直前の周波数指令ｆや電圧指令Ｖに応じて変えるようにしても良い。
電流極性検出回路１７を三相分設けて、電流位相差検出部１５，誘起電圧位相差演算部１１，周波数指令決定部１３における処理を１電気周期に６回、即ち電気角６０度毎に実行させるようにしたが、モータや負荷の慣性に応じて処理回数を減らしても良い。また、周波数の高低に応じて処理回数を変化させても良い。モータ８の始動時において、モータ８に直流励磁を行ってロータの位置決めを行った後、始動制御部９によって電圧指令Ｖと周波数指令ｆｓとを与えるようにすれば、始動時におけるモータ８の振動を低減させることができる。
【００７２】
駆動回路１６と電流極性検出回路１７とをワンチップＩＣとして構成しても良い。また、更に、インバータ主回路７を加えてワンチップＩＣを構成しても良い。斯様に構成すれば、部品点数を削減できると共にインバータ装置を小形化することができる。
抵抗１８ｕに代えて、図１４に示すように、互いに逆並列接続したダイオード３３，３４を用いても良い。
正側のトランジスタＴ１乃至Ｔ３の側に、電流極性検出手段を設けても良い。第１乃至第４実施例において、ラッチ回路２０ｕ若しくはラッチ回路２７ｕのクロック入力端子ckに与える信号は、ゲート信号Ｇun，Ｇvn及びＧwnに限らず、駆動信号Ｄun，Ｄvn及びＤwnなどトランジスタＴ４のオン，オフタイミングを得られる信号であれば何でも良い。
通電信号形成部１０のレベルデータは、正弦波に応じた電圧率に限ること無く、モータ８のトルク変動を減少させる波形に応じた電圧率であれば適宜変更して良い。
【００７３】
【発明の効果】
本発明は以上説明した通りであるので、以下の効果を奏する。
請求項１記載のインバータ装置によれば、インバータ主回路の出力電圧に対するブラシレスモータの巻線電流の位相差が検出され、その電流位相差に基づいて前記出力電圧に対するブラシレスモータの誘起電圧の位相差が演算される。そして、これらの誘起電圧位相差と電流位相差とから周波数指令が決定されると、その周波数指令と電圧指令とに基づき通電信号が作成され、インバータ主回路は、その通電信号に基づいてブラシレスモータの巻線に電圧を出力する。従って、通電信号を作成するためにホールＩＣなどのセンサを用いてロータの位置信号を得ずとも、電流位相差と誘起電圧位相差とから周波数指令が決定されるので、ブラシレスモータの巻線に適切な、例えば正弦波に基づいた振幅の電圧を印加して駆動することが可能となり、配線数を削減した上で電動機を低振動且つ高効率で駆動することができる。
【００７４】
請求項２乃至４記載のインバータ装置によれば、巻線電流の極性と通電信号とに基づいて電流位相差を検出するようにし（請求項２）、具体的には、正側若しくは負側スイッチング素子のオンタイミングにおいて正側若しくは負側スイッチング素子に流れる電流の有無を検出することにより（請求項３）、また、正側若しくは負側スイッチング素子のオフタイミングにおいて対を成す負側若しくは正側スイッチング素子に並列に接続されたダイオードに流れる電流の有無を検出することにより（請求項４）、電流の極性を検出するようにしたので、巻線電流の電流値を直接検出せずとも、巻線電流の極性と通電信号とから容易に電流位相差を検出することができる。
【００７５】
請求項５または６記載のインバータ装置によれば、電流位相差と、巻線の両端に印加される電圧に対する巻線電流の位相差と、電圧指令と、周波数指令と、ブラシレスモータの定数とに基づいて誘起電圧位相差を演算するようにし（請求項５）、具体的には、電流位相差θｉと、巻線の両端に印加される電圧に対する巻線電流の位相差θｖと、電圧指令Ｖと、周波数指令ｆと、ブラシレスモータの定数である巻線のインダクタンスＬ，巻線の抵抗Ｒ及び誘起電圧定数Ｋとに基づいて、
Ｖ／Ｅ＝ｓｉｎ（θｖ−θｉ＋θｅ）／ｓｉｎ（θｖ−θｉ）
Ｅ＝Ｋ・ｆ
θｖ＝ｔａｎ−１（２πｆＬ／Ｒ）
の関係式から誘起電圧位相差θｅを演算するようにしたので（請求項６）、巻線の両端に印加される電圧に対する巻線電流の位相差θｖは、周波数指令ｆと、ブラシレスモータの定数である巻線のインダクタンスＬ，抵抗Ｒ及び誘起電圧定数Ｋとから第３式により演算され、誘起電圧位相差θｅは、位相差θｖが得られることによって第１式から求めることができる。
【００７６】
請求項７または８記載のインバータ装置によれば、誘起電圧位相差θｅを、前記関係式の近似式により演算を行い（請求項７）、また、前記関係式に基づくデータテーブルから得る（請求項８）ようにしたので、誘起電圧位相差θｅをより容易に得ることができる。
【００７７】
請求項９記載のインバータ装置によれば、電流位相差と誘起電圧位相差との大小関係の比較結果に応じて周波数指令値を増減させるようにしたので、例えば、電流位相差と誘起電圧位相差とが等しくなる様に通電信号を出力させることができ、巻線電流と誘起電圧とを同相とすることによってブラシレスモータを最大効率で駆動することができる。
【００７８】
請求項１０記載のインバータ装置によれば、少なくとも負側スイッチング素子の駆動手段と、電流極性検出手段とを１チップＩＣで構成したので、全体を小形に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示す電気的構成の機能ブロック図
【図２】電流極性検出回路の詳細な電気的構成を示す図
【図３】始動制御部が出力する電圧指令及び周波数指令を時間関数として示す図
【図４】通電信号形成部が出力する信号波形と電流極性信号との位相関係を示す図
【図５】電流極性検出回路のタイミングチャート
【図６】ブラシレスモータ１相分の等価回路を示す図
【図７】インバータ装置−ブラシレスモータ間の電圧及び電流の位相関係を示す図
【図８】誘起電圧位相差演算部が行う演算において用いられる、電圧位相差θｖを周波数ｆの１次関数として近似したものを示す図
【図９】誘起電圧位相差演算部が行う演算において用いられる、電気角９０度分の正弦波のレベルデータを示す図
【図１０】本発明の第２実施例を示す図２相当図
【図１１】本発明の第３実施例を示す図２相当図
【図１２】図５相当図
【図１３】本発明の第４実施例を示す図２相当図
【図１４】電流極性検出回路の構成の変形を示す図
【符号の説明】
Ｔ１乃至Ｔ３はトランジスタ（正側スイッチング素子）、Ｔ４乃至Ｔ６は（負側スイッチング素子）、Ｄ１乃至Ｄ６はダイオード、６ａ及び６ｂは正及び負側直流母線、７はインバータ主回路、７ｕ，７ｖ，７ｗは出力端子、８はブラシレスモータ、１０は通電信号形成部（通電信号形成手段）、１１は誘起電圧位相差演算部（誘起電圧位相差演算手段）、１３は周波数指令決定部（周波数指令決定手段）、１５は電流位相差検出部（電流位相差検出手段）、１７，２４ｕ，２５ｕ，２８ｕは電流極性検出回路（電流位相差検出手段，電流極性検出手段）、２１はＦＥＴ（負側スイッチング素子）を示す。
Claims (10)
- 電圧指令及び周波数指令に基づき通電信号を形成して出力する通電信号形成手段と、正側直流母線と出力端子との間に接続され並列にダイオードを有する正側スイッチング素子及び負側直流母線と出力端子との間に接続され並列にダイオードを有する負側スイッチング素子から構成され、前記通電信号に基づいてブラシレスモータの複数の巻線に電圧を出力するインバータ主回路とを備えたインバータ装置において、
前記インバータ主回路の出力電圧に対する前記巻線に流れる巻線電流の位相差を検出する電流位相差検出手段と、
この電流位相差検出手段が検出する電流位相差に基づいて、前記出力電圧に対する前記ブラシレスモータの誘起電圧の位相差を演算する誘起電圧位相差演算手段と、
この誘起電圧位相差演算手段が演算する誘起電圧位相差と前記電流位相差とに基づいて、前記周波数指令を決定する周波数指令決定手段とを具備したことを特徴とするインバータ装置。 - 前記電流位相差検出手段は、前記巻線電流の極性を検出する電流極性検出手段を備え、
前記巻線電流の極性と前記通電信号とに基づいて前記電流位相差を検出することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。 - 前記電流極性検出手段は、正側若しくは負側スイッチング素子のオンタイミングにおいて正側若しくは負側スイッチング素子に流れる電流の有無を検出することにより電流の極性を検出することを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
- 前記電流極性検出手段は、正側若しくは負側スイッチング素子のオフタイミングにおいて対を成す負側若しくは正側スイッチング素子に並列に接続されたダイオードに流れる電流の有無を検出することにより電流の極性を検出することを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
- 前記誘起電圧位相差演算手段は、前記電流位相差と、前記巻線の両端に印加される電圧に対する前記巻線電流の位相差と、前記電圧指令と、前記周波数指令と、前記ブラシレスモータの定数とに基づいて前記誘起電圧位相差を演算することを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のインバータ装置。
- 前記誘起電圧位相差演算手段は、前記電流位相差θｉと、前記巻線の両端に印加される電圧に対する前記巻線電流の位相差θｖと、前記電圧指令Ｖと、前記周波数指令ｆと、前記ブラシレスモータの定数である前記巻線のインダクタンスＬ，前記巻線の抵抗Ｒ及び誘起電圧定数Ｋとに基づいて、
Ｖ／Ｅ＝ｓｉｎ（θｖ−θｉ＋θｅ）／ｓｉｎ（θｖ−θｉ）
Ｅ＝Ｋ・ｆ
θｖ＝ｔａｎ−１（２πｆＬ／Ｒ）
の関係式から前記誘起電圧位相差θｅを演算することを特徴とする請求項５記載のインバータ装置。 - 前記誘起電圧位相差演算手段は、前記誘起電圧位相差θｅを、前記関係式の近似式により演算を行うことを特徴とする請求項６記載のインバータ装置。
- 前記誘起電圧位相差演算手段は、前記誘起電圧位相差θｅを、前記関係式に基づくデータテーブルから得ることを特徴とする請求項６記載のインバータ装置。
- 前記周波数指令決定手段は、前記電流位相差と前記誘起電圧位相差との大小関係の比較結果に応じて、前記周波数指令値を増減させることを特徴とする請求項１乃至８の何れかに記載のインバータ装置。
- 少なくとも前記負側スイッチング素子の駆動手段と、前記電流極性検出手段とを１チップＩＣで構成したことを特徴とする請求項１乃至９の何れかに記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08632597A JP3808583B2 (ja) | 1997-04-04 | 1997-04-04 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08632597A JP3808583B2 (ja) | 1997-04-04 | 1997-04-04 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10285982A JPH10285982A (ja) | 1998-10-23 |
| JP3808583B2 true JP3808583B2 (ja) | 2006-08-16 |
Family
ID=13883695
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08632597A Expired - Fee Related JP3808583B2 (ja) | 1997-04-04 | 1997-04-04 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3808583B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9225271B2 (en) | 2013-08-23 | 2015-12-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit and motor driving apparatus |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001258287A (ja) * | 2000-03-15 | 2001-09-21 | Toshiba Corp | モータ駆動装置及び集積回路装置 |
| JP4552466B2 (ja) * | 2004-03-12 | 2010-09-29 | 株式会社日立製作所 | 交流モータの制御装置，２チップインバータ及びワンチップインバータ。 |
| JP4899801B2 (ja) * | 2005-11-25 | 2012-03-21 | 株式会社日立製作所 | 半導体装置とそれを有するモータ及びモータ駆動装置 |
| EP1791250B1 (en) | 2005-11-25 | 2009-09-23 | Hitachi, Ltd. | Semiconductor device, motor and motor drive unit including the same |
| JP5428745B2 (ja) * | 2008-12-02 | 2014-02-26 | パナソニック株式会社 | モータ駆動装置および圧縮機および冷蔵庫 |
| JP5200975B2 (ja) * | 2009-02-06 | 2013-06-05 | 株式会社デンソー | 電力変換回路の電流検出装置 |
| JP5327313B2 (ja) * | 2009-03-09 | 2013-10-30 | 株式会社明電舎 | 電流形インバータ装置 |
| JP5727716B2 (ja) * | 2010-04-12 | 2015-06-03 | アズビル株式会社 | 単相交流同期モータの駆動方法および駆動装置 |
| JP5924290B2 (ja) * | 2012-04-20 | 2016-05-25 | 三菱電機株式会社 | モータ制御装置 |
| JP2014023331A (ja) * | 2012-07-20 | 2014-02-03 | Denso Corp | 回転電機制御装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置 |
| CN108432124B (zh) * | 2016-03-23 | 2021-06-08 | 株式会社日立产机系统 | 电力转换装置和电力转换方法 |
-
1997
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9225271B2 (en) | 2013-08-23 | 2015-12-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit and motor driving apparatus |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10285982A (ja) | 1998-10-23 |
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