JP5727716B2 - 単相交流同期モータの駆動方法および駆動装置 - Google Patents

Description

この発明は、単相の交流電圧をモータ電圧として固定子巻線に加えることによって回転磁界磁束を生成し、この生成した回転磁界磁束によってロータを回転させる単相交流同期モータの駆動方法および駆動装置に関するものである。

従来より、この種の単相交流同期モータの１つとして、インダクタ型モータが用いられている。インダクタ型モータは、ロータに磁石を用いて、ステータの例えば２つの巻線（固定子巻線）に位相差のある交流電流を流し、回転磁界磁束を発生させて、ロータの磁石を吸引および反発をしながら回転させる。

図１１にインダクタ型モータの基本的な回路構成図を示す。同図において、１はロータ、２Ａは第１の固定子巻線（Ａ相の固定子巻線）、２Ｂは第２の固定子巻線（Ｂ相の固定子巻線）であり、これらを主要な構成要素としてインダクタ型モータ１０が構成されている（例えば、特許文献１参照）。

このインダクタ型モータ１０において、Ａ相の固定子巻線２ＡとＢ相の固定子巻線２Ｂとは並列に接続され、Ｂ相の固定子巻線２Ｂ側に進相コンデンサ３が直列に接続されている。また、ロータ１は、例えばその周囲がＮ極とＳ極とに分割された２極の磁石とされている。

このインダクタ型モータ１０では、Ａ相の固定子巻線２ＡとＢ相の固定子巻線２Ｂとの並列回路に、交流電源２０からの単相の交流電圧（電源電圧）Ｖ_ACを印加する。これにより、図１２に示すように、Ａ相の固定子巻線２Ａに交流電流ｉａが流れ、この交流電流ｉａよりも位相が進んだ交流電流ｉｂがＢ相の固定子巻線２Ｂに流れ、各巻線２Ａ，２Ｂに磁界が発生する。これにより、各巻線２Ａ，２Ｂの合成された磁界として回転磁界磁束φが発生し、この回転磁界磁束φに追随してロータ１が回転する。ロータ１の回転速度（同期速度）は、電源周波数と極数により、下記の(１)式で算出できる。
回転磁界周波数＝電源周波数／（極数×１／２） ・・・・（１）

同期速度でロータ１が回転している場合において、無負荷駆動時は、ロータ磁束と回転磁界磁束の方向はほぼ一致している。負荷トルクがある時は、ロータ磁束と回転磁界磁束の方向に軸ずれが発生して（ロータ磁束が回転磁界磁束に対して遅れる）、この軸ずれ角（負荷角θ）が９０゜の時に回転トルクが最大となる。このインダクタ型モータ１０では、最大負荷に対応できるように、進相コンデンサの容量のマッチングをとる。

特開平８−２６５９６４号公報

しかしながら、上述した進相コンデンサを用いたインダクタ型モータでは、最大負荷に対応できるように進相コンデンサの容量のマッチングをとるために、軽負荷時に電力効率が低下し、無駄な電力を消費してしまう。すなわち、負荷角θが９０゜未満で０゜に近づくほど、固定子の回転有効磁束が小さくなるため、電力効率が小さくなって、無駄な電力を消費してしまう。また、最大負荷時で最大効率になるような進相コンデンサの容量の調整が必要となる。また、進相コンデンサの容量の経年変化によって設定時の効率を維持することも困難となる。また、効率が悪くなるため、可変速駆動に対応することもできない。

これに対し、２相のクロックでモータを駆動するとともに、位置センサを設けてロータの回転位置を調整し、負荷角θを例えば９０゜に保つように制御することが考えられる。このような駆動方法とすると、負荷変動に拘わらず負荷角θが９０゜に保たれるため、高効率となり、無駄な電力を必要としない。また、２相のクロックで駆動するため、調整や経年変化に関係なく、高効率を維持できる。また、可変速駆動時も高効率となり、無駄な電力を消費しない、というような利点が生じる。しかしながら、ロータの回転位置を検出するために位置センサを必要とし、コストアップとなる。また、位置センサを設けるスペースを必要とし、モータ構造が複雑となり、さらに設置場所および環境条件の制約を受ける。

本発明は、このような課題を解決するためになされたもので、その目的とするところは、位置センサを使用することなく、また調整や経年変化に関係なく、常に高効率を維持することが可能な単相交流同期モータの駆動方法および駆動装置を提供することにある。

このような目的を達成するために本発明は、交流電源からの単相の交流電圧をモータ電圧として固定子巻線に加えることによって電源周波数と磁極数とによってその周波数が定められる回転磁界磁束を生成し、この生成した回転磁界磁束によってロータを回転させる単相交流同期モータの駆動方法において、固定子巻線に流れている巻線電流の位相を算出する巻線電流位相算出ステップと、固定子巻線に発生している逆起電圧の位相を算出する逆起電圧位相算出ステップと、巻線電流位相算出ステップによって算出された巻線電流の位相と逆起電圧位相算出ステップによって算出された逆起電圧の位相との位相差を求め、この位相差に基づいて固定子巻線に加えられるモータ電圧の値を制御するモータ電圧制御ステップとを設けたものである。なお、本発明は、この方法を適用した単相交流同期モータの駆動装置としても構成することができる。

この発明によれば、固定子巻線に流れている巻線電流の位相が算出され、固定子巻線に発生している逆起電圧の位相が算出され、この算出された巻線電流の位相と逆起電圧の位相との位相差が求められ、この位相差に基づいて固定子巻線に加えられるモータ電圧の値（モータ駆動電圧の値）が制御される。例えば、その位相差が予め定められた設定値に一致するように、モータ電圧の値を制御する。あるいは、その位相差が予め定められた設定値範囲に入るように、モータ電圧の値を制御する。

本発明では、巻線電流の位相と逆起電圧の位相との位相差を求めるが、この位相差をψとした場合、負荷角θはθ＝９０゜−ψとして表される。単相交流同期モータでは、負荷角θが９０゜の時に回転トルクが最大となり、電力効率も最大となる。すなわち、位相差ψを０とすれば、負荷角θが９０゜となり、電力効率が最大となる。理想的には、位相差ψを０とするようにモータ電圧の値を制御すればよいが、負荷角θを９０゜以上にすると脱調の恐れがあるため、負荷角θは６５゜〜８５゜程度が望ましい。そこで、例えば、負荷角θを６５゜〜８５゜の範囲内の所定値として７５゜とするように、すなわち位相差ψを１５゜とするように、モータ電圧の値を制御するようにする。

本発明によれば、固定子巻線に流れている巻線電流の位相を算出し、固定子巻線に発生している逆起電圧の位相を算出し、この算出した巻線電流の位相と逆起電圧の位相との位相差を求め、この位相差に基づいて固定子巻線に加えられるモータ電圧の値（モータ駆動電圧の値）を制御するようにしたので、位置センサを使用することなく、また調整や経年変化に関係なく、常に高効率を維持することが可能となる。

インダクタ型モータにおけるＡ相の等価回路を示す図である。 この等価回路における巻線電流ｉａ、モータ電圧Ｖａ、逆起電圧ｅａのベクトル図である。 本発明に係る単相交流同期モータの駆動方法の原理を採用した駆動装置をインダクタ型モータに付設した例を示す図である。 この駆動装置の機能ブロック図である。 この駆動装置におけるインダクタ型モータへのモータ電圧値の制御の流れを示すフローチャートである。 逆起電圧の瞬時値の算出過程を示すフローチャートである。 逆起電圧の瞬時値の位相の算出過程を示すフローチャートである。 巻線電流の瞬時値の位相の算出過程を示すフローチャートである。 負荷角の算出過程を示すフローチャートである。 モータ電圧値の調整過程を示すフローチャートである。 インダクタ型モータの基本的な回路構成図である。 Ａ相およびＢ相の固定子巻線に流れる巻線電流の波形図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。

〔駆動原理〕
先ず、実施の形態の説明に入る前に、本発明に係る単相交流同期モータの駆動方法の原理について説明する。

図１に図１１に示したインダクタ型モータ１０におけるＡ相の等価回路を示す。同図において、Ｒａは固定子巻線２Ａの巻線抵抗、Ｌａは固定子巻線２Ａの巻線インダクタンス、ω0は電源電圧の電源角周波数、Ｖａは固定子巻線２Ａに印加されるモータ電圧、ｉａは固定子巻線２Ａに流れる巻線電流、ｅａは固定子巻線２Ａに生じる逆起電圧である。この等価回路において、巻線電流ｉａは下記の（２）式で表される。
ｉａ＝（Ｖａ−ｅａ）／（Ｒａ＋ｊω0Ｌａ）＝（Ｖａ−ｅａ）／（Ｒａ＋ｊＸａ） ・・・・（２）

図２に図１に示した等価回路における巻線電流ｉａ、モータ電圧Ｖａ、逆起電圧ｅａのベクトル図を示す。同図において、φｅａは逆起電圧ｅａの位相、φｉａは巻線電流ｉａの位相であり、ψａは巻線電流ｉａの位相φｉａと逆起電圧ｅａの位相φｅａとの位相差（ψａ＝φｅａ−φｉａ）である。Φａは巻線電流ｉａによって固定子巻線２Ａが作る回転磁束であり、逆起電圧ｅａは回転磁束Φａに対して位相が９０゜進む。δａはモータ電圧Ｖａと逆起電圧ｅａとの位相差である。モータ電圧Ｖａは逆起電圧ｅａと巻線抵抗Ｒａに加わる電圧（ｉａ・Ｒａ）と巻線インダクタンスＬａに加わる電圧（ｉａ・Ｘａ）とのベクトル和で表される。

このベクトル図において、負荷角θは、磁束Φａと巻線電流ｉａとの位相差θａとして現れる。すなわち、このベクトル図において、負荷角θはθ＝９０゜−ψａとして表される。インダクタ型モータ１０では、負荷角θが９０゜の時に回転トルクが最大となり、電力効率も最大となる。すなわち、位相差ψａを０とすれば、負荷角θが９０゜となり、電力効率が最大となる。巻線電流ｉａの位相は、モータ電圧Ｖａの値を変えることにより制御することができる。したがって、負荷トルクに応じて、負荷角θが９０゜になるように、すなわち位相差ψａが０となるようにモータ電圧Ｖａの値を調整すれば、負荷トルクに最適な電力（最大効率の電力）で駆動できる。

理想的には、位相差ψａを０とするようにモータ電圧Ｖａの値を制御すればよいが、負荷角θを９０゜以上にすると脱調の恐れがあるため、負荷角θは６５゜〜８５゜程度が望ましい。そこで、例えば、負荷角θを６５゜〜８５゜の範囲内の所定値として７５゜とするように、すなわち位相差ψａを１５゜とするように、モータ電圧Ｖａの値を制御する。負荷角θを７５゜にしても効率ηは、η＝ｓｉｎ（７５゜）／ｓｉｎ（９０゜）＝９６％として得られ、高効率を維持することができる。なお、負荷角θ（位相差ψａ）は必ずしも一定値となるように制御しなくてもよく、所定の範囲を定めて、その範囲内に入るように、モータ電圧Ｖａの値を制御するようにしてもよい。

図３に上述した駆動原理を採用した駆動装置３０をインダクタ型モータ１０に付設した例を示す。この駆動装置３０は、プロセッサや記憶装置からなるハードウェアと、これらのハードウェアと協働して駆動装置としての各種機能を実現させるプログラムとによって実現される。なお、インダクタ型モータ１０の内部構成は、図１１に示した構成と同じであるのでその説明は省略する。

図４に駆動装置３０の機能ブロック図を示す。駆動装置３０は、インダクタ型モータ１０の固定子巻線２Ａに流れている巻線電流ｉａの計測値を取り込む巻線電流入力部３０１と、インダクタ型モータ１０の固定子巻線２Ａに印加さされているモータ電圧Ｖａの計測値を取り込むモータ電圧入力部３０２と、演算に使用する各種のパラメータが与えられるパラメータ入力部３０３と、負荷角の設定値θｓｐが与えられる負荷角設定値入力部３０４と、パラメータ入力部３０３からのパラメータおよび負荷角設定値入力部３０４からの負荷角の設定値θｓｐを記憶する記憶部３０５とを備えている。

なお、本実施の形態において、パラメータ入力部３０３には、演算に使用する各種のパラメータとして、固定子巻線２Ａの巻線抵抗Ｒａ、固定子巻線２Ａの巻線インダクタンスＬａ、後述する演算において不完全微分演算のための時定数τ、電源電圧Ｖ_ACの電源角周波数ω0を入力するものとする。また、本実施の形態において、負荷角の設定値θｓｐは７５゜とする。

また、駆動装置３０は、巻線電流入力部３０１からの巻線電流ｉａおよび記憶部３０５に格納されている電源角周波数ω0とから巻線電流ｉａの位相φｉａを算出する巻線電流位相算出部３０６と、巻線電流入力部３０１からの巻線電流ｉａとモータ電圧入力部３０２からのモータ電圧Ｖａと記憶部３０５に格納されているパラメータＲａ，Ｌａ，τとから固定子巻線２Ａに発生している逆起電圧ｅａを算出する逆起電圧算出部３０７と、逆起電圧算出部３０７によって算出された逆起電圧ｅａと記憶部３０５に格納されている電源角周波数ω0とから逆起電圧ｅａの位相φｅａを算出する逆起電圧位相算出部３０８とを備えている。

また、駆動装置３０は、巻線電流位相算出部３０６からの巻線電流ｉａの位相φｉａと逆起電圧位相算出部３０８からの逆起電圧ｅａの位相φｅａとから現在の負荷角θｐｖを算出する負荷角演算部３０９と、負荷角演算部３０９からの現在の負荷角θｐｖと記憶部３０５に格納されている負荷角の設定値θｓｐとの偏差に応じ、ＰＩＤ演算によって、θｐｖ＝θｓｐとなるような正弦波ＰＷＭ信号をモータ駆動部入力信号として生成するモータ駆動部入力信号演算部３１０と、モータ駆動部入力信号演算部３１０からの正弦波ＰＷＭ信号を入力としインダクタ型モータ１０へのモータ電圧Ｖ（Ｖａ，Ｖｂ）の値を調整するモータ駆動部３１１とを備えている。なお、モータ駆動部３１１は、単相インバータやＤ級アンプなどにより構成される。

図５にこの駆動装置３０におけるインダクタ型モータ１０へのモータ電圧Ｖの値の制御の流れを示す。駆動装置３０は、逆起電圧ｅａの瞬時値を算出し（ステップＳ１）、この逆起電圧ｅａの瞬時値の位相φｅａを算出し（ステップＳ２）、巻線電流ｉａの瞬時値の位相φｉａを算出し（ステップＳ３）、この算出した逆起電圧ｅａの瞬時値の位相φｅａと巻線電流ｉａの瞬時値の位相φｉａとから負荷角θｐｖを算出し（ステップＳ４）、負荷角θｐｖが負荷角の設定値θｓｐとなるようにインダクタ型モータ１０へのモータ電圧Ｖの値を調整する（ステップＳ５）。

〔逆起電圧の瞬時値の算出〕
ステップＳ１における逆起電圧ｅａの瞬時値の算出は逆起電圧算出部３０７で行われる。この場合、逆起電圧算出部３０７は、巻線電流入力部３０１から巻線電流ｉａを取り込み（図６：ステップＳ１０１）、インピーダンス電圧Ｖｚを下記（３）式によって算出する（ステップＳ１０２）。なお、この式において、ｓはラプラス演算子である。
Ｖｚ＝〔（Ｒａ＋Ｌａ・ｓ）／（τ・ｓ＋１）〕・ｉａ ・・・・（３）

そして、このインピーダンス電圧Ｖｚより、下記（４）式によって、逆起電圧ｅａの瞬時値を算出する（ステップＳ１０３）。
ｅａ＝Ｖａ−Ｖｚ ・・・・（４）

〔逆起電圧の瞬時値の位相の算出〕
ステップＳ２における逆起電圧ｅａの瞬時値の位相φｅａの算出は逆電圧位相算出部３０８で行われる。この場合、逆電圧位相算出部３０８は、逆起電圧算出部３０７から時刻Ｔ１の逆起電圧ｅａ１を取り込み（図７：ステップＳ２０１）、電源角周波数ω0に基づいて時刻Ｔ１から位相が９０゜進む時刻Ｔ２を算出し（ステップＳ２０２）、逆起電圧算出部３０７から時刻Ｔ２の逆起電圧ｅａ２を取り込み（ステップＳ２０３）、最大振幅値Ａを下記（５）式によって算出する（ステップＳ２０４）。
Ａ＝（ｅａ１²＋ｅａ２²）^1/2 ・・・・（５）

そして、この最大振幅値Ａより、下記（６）式によって、逆起電圧ｅａの瞬時値の位相φｅａを算出する（ステップＳ２０５）。
φｅａ＝ｓｉｎ^-1（ｅａ／Ａ） ・・・・(６)

〔巻線電流の瞬時値の位相の算出〕
ステップＳ３における巻線電流ｉａの瞬時値の位相φｉａの算出は巻線電流位相算出部３０６で行われる。この場合、巻線電流位相算出部３０６は、巻線電流入力部３０１から時刻Ｔ１の巻線電流ｉａ１を取り込み（図８：ステップＳ３０１）、電源角周波数ω0に基づいて時刻Ｔ１から位相が９０゜進む時刻Ｔ２を算出し（ステップＳ３０２）、巻線電流入力部３０１から時刻Ｔ２の巻線電流ｉａ２を取り込み（ステップＳ３０３）、最大振幅値Ｂを下記（７）式によって算出する（ステップＳ３０４）。
Ｂ＝（ｉａ１²＋ｉａ２²）^1/2 ・・・・（７）

そして、この最大振幅値Ｂより、下記（８）式によって、巻線電流ｉａの瞬時値の位相φｉａを算出する（ステップＳ３０５）。
φｉａ＝ｓｉｎ^-1（ｉａ／Ｂ） ・・・・(８)

〔負荷角の算出〕
ステップＳ４における負荷角θｐｖの算出は負荷角演算部３０９で行われる。この場合、負荷角演算部３０９は、逆電圧位相算出部３０８で算出された逆起電圧ｅａの瞬時値の位相φｅａと巻線電流相算出部３０６で算出された巻線電流ｉａの瞬時値の位相φｉａを取り込み（図９：ステップＳ４０１）、逆起電圧ｅａの瞬時値の位相φｅａと巻線電流ｉａの瞬時値の位相φｉａとの位相差をψａ＝φｅａ−φｉａとして求め、現在の負荷角θｐｖをθｐｖ＝９０゜−ψａとして求める（ステップＳ４０３）。

〔モータ電圧値の調整〕
ステップＳ５におけるモータ電圧Ｖａの値の調整はモータ駆動部入力信号演算部３１０およびモータ駆動部３１１において行われる。モータ駆動部入力信号演算部３１０は、負荷角演算部３０９で算出された現在の負荷角θｐｖおよび記憶部３０５に格納されている負荷角の設定値θｓｐを取り込み（図１０：ステップＳ５０１）、現在の負荷角θｐｖと負荷角の設定値θｓｐとの偏差に応じ、ＰＩＤ演算によって、θｐｖ＝θｓｐとなるような正弦波ＰＷＭ信号をモータ駆動部入力信号として生成し（ステップＳ５０２）、この生成した正弦波ＰＷＭ信号をモータ駆動部３１１に出力する（ステップＳ５０３）。モータ駆動部３１１は、モータ駆動部入力信号演算部３１０からの正弦波ＰＷＭ信号を受けて、インダクタ型モータ１０へのモータ電圧Ｖ（Ｖａ，Ｖｂ）の値を調整する（ステップＳ５０４）。

これにより、負荷トルクによって負荷角θが変わると、固定子巻線２Ａへのモータ電圧Ｖａの値が調整され、巻線電流ｉａの位相が変わり、位相差ψａが調整されてψａ＝１５゜とされ、固定子巻線２Ａが作る磁束Φａと巻線電流ｉａとの位相差θａ（負荷角θ）がθｓｐ＝７５゜に合わせ込まれる。固定子巻線２Ｂ側でも同様にして、固定子巻線２Ｂへのモータ電圧Ｖｂの値が調整されるので、巻線電流ｉｂの位相が変わり、固定子巻線２Ａ側の位相差ψａに相当する位相差ψｂが調整されてψｂ＝１５゜とされ、固定子巻線２Ｂが作る磁束Φｂと巻線電流ｉｂとの位相差θｂ（負荷角θ）がθｓｐ＝７５゜に合わせ込まれるものとなる。

このようにして、本実施の形態によれば、固定子巻線２Ａに流れている巻線電流ｉａと固定子巻線２Ａに印加されているモータ電圧Ｖａを計測するのみで、位置センサを使用することなく、インダクタ型モータ１０における負荷角θを常に設定値θｓｐに合わせ込むようにして、調整や経年変化に関係なく、常に高効率を維持することができるようになる。

なお、上述した実施の形態では、固定子巻線２Ａ側の巻線電流ｉａとモータ電圧Ｖａから負荷角θｐｖを算出するようにしたが、固定子巻線２Ｂ側の巻線電流ｉｂとモータ電圧Ｖｂから負荷角θｐｖを算出するようにしてもよい。

また、本実施形態では、モータ駆動部３１１を単相インバータやＤ級アンプなどで構成し、モータ駆動部入力信号演算部３１０ではモータ駆動部入力信号として正弦波ＰＷＭ信号を生成するようにしたが、モータ駆動部３１１をアナログパワーアンプで構成し、モータ駆動部入力信号演算部３１０では正弦波信号を生成するようにするなど、モータ駆動部３１１の構成に応じたモータ駆動部入力信号を生成するモータ駆動部入力信号演算部３１０を適時設計すればよい。

また、本実施の形態では、説明を分かり易くするために、インダクタ型モータ１０におけるロータ１を２極の磁石としたが、２極の磁石に限られるものでないことは言うまでもない。

本発明の単相交流同期モータの駆動方法および駆動装置は、単相の交流電圧をモータ電圧として固定子巻線に加えることによって回転磁界磁束を生成し、この生成した回転磁界磁束によってロータを回転させる単相交流同期モータ駆動方法および駆動装置として、各種の単相交流同期モータに適用することが可能である。

１…ロータ、２Ａ…第１の固定子巻線（Ａ相の固定子巻線）、２Ｂ…第２の固定子巻線（Ｂ相の固定子巻線）、３…進相コンデンサ、１０…インダクタ型モータ、２０…交流電源、３０…駆動装置、３０１…巻線電流入力部、３０２…モータ電圧入力部、３０３…パラメータ入力部、３０４…負荷角設定値入力部、３０５…記憶部、３０６…巻線電流位相算出部、３０７…逆起電圧算出部、３０８…逆起電圧位相算出部、３０９…負荷角演算部、３１０…モータ駆動部入力信号演算部、３１１…モータ駆動部。

Claims (4)

1. 交流電源からの単相の交流電圧をモータ電圧として固定子巻線に加えることによって電源周波数と磁極数とによってその周波数が定められる回転磁界磁束を生成し、この生成した回転磁界磁束によってロータを回転させる単相交流同期モータの駆動方法において、
   前記固定子巻線に流れている巻線電流の位相を算出する巻線電流位相算出ステップと、
   前記固定子巻線に発生している逆起電圧の位相を算出する逆起電圧位相算出ステップと、
   前記巻線電流位相算出ステップによって算出された巻線電流の位相と前記逆起電圧位相算出ステップによって算出された逆起電圧の位相との位相差を求め、この位相差に基づいて前記固定子巻線に加えられるモータ電圧の値を制御するモータ電圧制御ステップと
   を備えることを特徴とする単相交流同期モータの駆動方法。
2. 請求項１に記載された単相交流同期モータの駆動方法において、
   前記モータ電圧制御ステップは、
   前記巻線電流位相算出ステップによって算出された巻線電流の位相と前記逆起電圧位相算出ステップによって算出された逆起電圧の位相との位相差が予め定められた設定値に一致するように前記モータ電圧の値を制御する
   ことを特徴とする単相交流同期モータの駆動方法。
3. 請求項１に記載された単相交流同期モータの駆動方法において、
   前記モータ電圧制御ステップは、
   前記巻線電流位相算出ステップによって算出された巻線電流の位相と前記逆起電圧位相算出ステップによって算出された逆起電圧の位相との位相差が予め定められた設定値範囲に入るように前記モータ電圧の値を制御する
   ことを特徴とする単相交流同期モータの駆動方法。
4. 交流電源からの単相の交流電圧を固定子巻線にモータ電圧として加えることによって電源周波数と磁極数とによってその周波数が定められる回転磁界磁束を生成し、この回転磁界磁束によってロータを回転させる単相交流同期モータの駆動装置において、
   前記固定子巻線に流れている巻線電流の位相を算出する巻線電流位相算出手段と、
   前記固定子巻線に発生している逆起電圧の位相を算出する逆起電圧位相算出手段と、
   前記巻線電流位相算出手段によって算出された巻線電流の位相と前記逆起電圧位相算出手段によって算出された逆起電圧の位相との位相差を求め、この位相差に基づいて前記固定子巻線に加えられるモータ電圧の値を制御するモータ電圧制御手段と
   を備えることを特徴とする単相交流同期モータの駆動装置。

Images