WO2011129297A1 - 単相交流同期モータの駆動方法および駆動装置 - Google Patents

単相交流同期モータの駆動方法および駆動装置 Download PDF

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浩昭 成田
久 高橋
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株式会社 山武
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
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    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
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    • H—ELECTRICITY
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    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Definitions

  • the present invention generates a rotating magnetic field magnetic flux by applying a single-phase AC voltage as a motor voltage to a stator winding, and a driving method and a driving apparatus for a single-phase AC synchronous motor that rotates a rotor by the generated rotating magnetic field magnetic flux It is about.
  • Inductor-type motors use a magnet for the rotor, cause an alternating current having a phase difference to flow through, for example, two windings (stator windings) of the stator, generate a rotating magnetic field magnetic flux, and attract and repel the rotor magnet. Rotate while rotating.
  • Fig. 11 shows the basic circuit configuration of an inductor-type motor.
  • 1 is a rotor
  • 2A is a first stator winding (A-phase stator winding)
  • 2B is a second stator winding (B-phase stator winding).
  • An inductor type motor 10 is configured as a main component (see, for example, Patent Document 1).
  • the A-phase stator winding 2A and the B-phase stator winding 2B are connected in parallel, and the phase advance capacitor 3 is connected in series on the B-phase stator winding 2B side.
  • the rotor 1 is, for example, a two-pole magnet whose periphery is divided into an N pole and an S pole.
  • a single-phase AC voltage (power supply voltage) V AC from the AC power supply 20 is applied to a parallel circuit of the A-phase stator winding 2 ⁇ / b> A and the B-phase stator winding 2 ⁇ / b> B.
  • an alternating current ia flows through the A-phase stator winding 2A
  • an alternating current ib whose phase advances from the alternating current ia flows through the B-phase stator winding 2B.
  • a magnetic field is generated in each of the windings 2A and 2B.
  • a rotating magnetic field flux ⁇ is generated as a combined magnetic field of the windings 2A and 2B, and the rotor 1 rotates following the rotating magnetic field flux ⁇ .
  • the rotation speed (synchronization speed) of the rotor 1 can be calculated by the following equation (1) based on the power supply frequency and the number of poles.
  • Rotating magnetic field frequency power supply frequency / (number of poles ⁇ 1/2) (1)
  • the power efficiency is lowered at light load and wasteful power is consumed in order to match the capacity of the phase advance capacitor so that it can cope with the maximum load. End up. That is, as the load angle ⁇ is less than 90 ° and approaches 0 °, the effective rotating magnetic flux of the stator is reduced, so that the power efficiency is reduced and wasteful power is consumed.
  • the present invention has been made to solve such a problem, and the object of the present invention is to always maintain high efficiency without using a position sensor, regardless of adjustment or aging.
  • An object of the present invention is to provide a driving method and a driving apparatus for a single-phase AC synchronous motor.
  • the present invention provides a single-phase AC synchronous motor driving method in which a rotating magnetic flux is generated by applying a single-phase AC voltage as a motor voltage to a stator winding, and a rotor is rotated by the generated rotating magnetic flux.
  • a winding current phase calculating step for calculating the phase of the winding current flowing in the child winding
  • a counter electromotive voltage phase calculating step for calculating the phase of the counter electromotive voltage generated in the stator winding
  • the winding A motor that obtains a phase difference between the phase of the winding current calculated in the current phase calculation step and the phase of the counter electromotive voltage calculated in the counter electromotive voltage phase calculation step, and controls the value of the motor voltage based on the phase difference A voltage control step.
  • the present invention provides a single-phase AC synchronous motor driving device that generates a rotating magnetic field flux by applying a single-phase AC voltage to a stator winding as a motor voltage, and rotates the rotor by the rotating magnetic field flux.
  • a winding current phase calculating unit for calculating the phase of the winding current flowing in the child winding
  • a counter electromotive voltage phase calculating unit for calculating the phase of the counter electromotive voltage generated in the stator winding
  • the winding A motor that obtains a phase difference between the phase of the winding current calculated by the current phase calculator and the phase of the counter electromotive voltage calculated by the counter electromotive voltage phase calculator, and controls the value of the motor voltage based on the phase difference A voltage control unit.
  • the phase of the winding current flowing in the stator winding is calculated, the phase of the counter electromotive voltage generated in the stator winding is calculated, and the phase of the calculated winding current and the counter electromotive force are calculated.
  • the phase difference from the voltage phase is obtained, and the motor voltage value (motor drive voltage value) is controlled based on this phase difference. Accordingly, it is possible to always maintain high efficiency without using a position sensor and regardless of adjustment or aging.
  • FIG. 1 is a diagram showing an A-phase equivalent circuit in an inductor type motor.
  • FIG. 2 is a vector diagram of the winding current ia, the motor voltage Va, and the counter electromotive voltage Va in the equivalent circuit.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example in which a drive device adopting the principle of the method for driving a single-phase AC synchronous motor according to the present invention is attached to an inductor type motor.
  • FIG. 4 is a functional block diagram of the driving device.
  • FIG. 5 is a flowchart showing a flow of control of the motor voltage value to the inductor type motor in the driving device.
  • FIG. 6 is a flowchart showing the process of calculating the instantaneous value of the back electromotive force.
  • FIG. 1 is a diagram showing an A-phase equivalent circuit in an inductor type motor.
  • FIG. 2 is a vector diagram of the winding current ia, the motor voltage Va, and the counter electromotive voltage Va in the equivalent circuit.
  • FIG. 7 is a flowchart showing the process of calculating the phase of the instantaneous value of the back electromotive force.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the process of calculating the phase of the instantaneous value of the winding current.
  • FIG. 9 is a flowchart showing a process of calculating the load angle.
  • FIG. 10 is a flowchart showing a process of adjusting the motor voltage value.
  • FIG. 11 is a basic circuit configuration diagram of an inductor type motor.
  • FIG. 12 is a waveform diagram of winding currents flowing through the A-phase and B-phase stator windings.
  • FIG. 1 shows an A-phase equivalent circuit in the inductor type motor 10 shown in FIG.
  • Ra is the winding resistance of the stator winding 2A
  • La is the winding inductance of the stator winding 2A
  • ⁇ 0 is the power supply angular frequency of the power supply voltage
  • Va is the motor voltage applied to the stator winding 2A
  • Ia is a winding current flowing in the stator winding 2A
  • ea is a counter electromotive voltage generated in the stator winding 2A.
  • the winding current ia is expressed by the following equation (2).
  • FIG. 2 shows a vector diagram of the winding current ia, the motor voltage Va, and the counter electromotive voltage Va in the equivalent circuit shown in FIG.
  • ⁇ ea is the phase of the counter electromotive voltage ea
  • ⁇ ia is the phase of the winding current ia
  • ⁇ a is a rotating magnetic flux generated by the stator winding 2A by the winding current ia
  • the phase of the counter electromotive voltage ea advances by 90 ° with respect to the rotating magnetic flux ⁇ a.
  • ⁇ a is a phase difference between the motor voltage Va and the counter electromotive voltage ea.
  • the motor voltage Va is expressed as a vector sum of the counter electromotive voltage ea, the voltage (ia ⁇ Ra) applied to the winding resistance Ra, and the voltage (ia ⁇ Xa) applied to the winding inductance La.
  • the rotational torque is maximized and the power efficiency is maximized when the load angle ⁇ is 90 °. That is, if the phase difference ⁇ a is 0, the load angle ⁇ is 90 °, and the power efficiency is maximized.
  • the phase of the winding current ia can be controlled by changing the value of the motor voltage Va. Therefore, if the value of the motor voltage Va is adjusted so that the load angle ⁇ is 90 °, that is, the phase difference ⁇ a is zero, according to the load torque, the optimum power (maximum efficiency power) is obtained. ).
  • the value of the motor voltage Va may be controlled so that the phase difference ⁇ a is 0.
  • the load angle ⁇ (phase difference ⁇ a) does not necessarily have to be controlled to be a constant value. A predetermined range is determined, and the value of the motor voltage Va is controlled so as to fall within that range. May be.
  • FIG. 3 shows an example in which the drive device 30 adopting the drive principle described above is attached to the inductor type motor 10.
  • the drive device 30 is realized by hardware including a processor and a storage device, and a program that realizes various functions as the drive device in cooperation with the hardware.
  • the internal configuration of the inductor type motor 10 is the same as that shown in FIG.
  • FIG. 4 shows a functional block diagram of the driving device 30.
  • the driving device 30 is applied to a winding current input unit 301 that takes in a measured value of the winding current ia flowing in the stator winding 2A of the inductor type motor 10 and the stator winding 2A of the inductor type motor 10.
  • a motor voltage input unit 302 that captures a measured value of the motor voltage Va, a parameter input unit 303 to which various parameters used for calculation are given, and a load angle set value input unit 304 to which a set value ⁇ sp of the load angle is given
  • a storage unit 305 for storing the parameter from the parameter input unit 303 and the load angle set value ⁇ sp from the load angle set value input unit 304.
  • the parameter input unit 303 includes various parameters used for calculation, such as a winding resistance Ra of the stator winding 2A, a winding inductance La of the stator winding 2A, and a calculation described later.
  • the time constant for the incomplete derivative operation tau shall enter the power supply angular frequency ⁇ 0 of the supply voltage V AC.
  • the set value ⁇ sp of the load angle is 75 °.
  • the driving device 30 calculates a phase ⁇ ia of the winding current ia from the winding current ia from the winding current input unit 301 and the power source angular frequency ⁇ 0 stored in the storage unit 305.
  • the winding current ia from the winding current input unit 301, the motor voltage Va from the motor voltage input unit 302, and the parameters Ra, La, and ⁇ stored in the storage unit 305 are generated in the stator winding 2A.
  • the counter electromotive voltage is calculated from the counter electromotive voltage calculating unit 307 that calculates the counter electromotive voltage ea, the counter electromotive voltage ea calculated by the counter electromotive voltage calculating unit 307, and the power source angular frequency ⁇ 0 stored in the storage unit 305. and a counter electromotive voltage phase calculation unit 308 for calculating the phase ea of ea.
  • the driving device 30 calculates the current load angle ⁇ pv from the phase ⁇ ia of the winding current ia from the winding current phase calculation unit 306 and the phase ⁇ ea of the counter electromotive voltage ea from the counter electromotive voltage phase calculation unit 308.
  • Motor drive unit input signal calculation unit 310 for generating a sine wave PWM signal as a motor drive unit input signal, and motor voltage V to inductor type motor 10 using sine wave PWM signal from motor drive unit input signal calculation unit 310 as input.
  • a motor driving unit 311 for adjusting the value of (Va, Vb).
  • the motor driving unit 311 is configured by a single-phase inverter, a class D amplifier, or the like.
  • the motor voltage control unit 312 includes the load angle calculation unit 309, the motor drive unit input signal calculation unit 310, and the motor drive unit 311.
  • the motor voltage control unit 312 obtains a phase difference between the phase ⁇ ia of the winding current ia calculated by the winding current phase calculation unit 306 and the phase ⁇ ea of the counter electromotive voltage ea calculated by the counter electromotive voltage phase calculation unit 308.
  • the value of the motor voltage V is controlled based on this phase difference.
  • FIG. 5 shows a flow of control of the value of the motor voltage V to the inductor type motor 10 in the drive device 30.
  • the driving device 30 calculates the instantaneous value of the counter electromotive voltage ea (step S1), calculates the phase ⁇ ea of the instantaneous value of the counter electromotive voltage ea (step S2), and calculates the phase ⁇ ia of the instantaneous value of the winding current ia.
  • the load angle ⁇ pv is calculated from the calculated phase ⁇ ea of the counter electromotive force ea and the phase ⁇ ia of the winding current ia (step S4), and the load angle ⁇ pv is calculated as the load angle.
  • the value of the motor voltage V to the inductor type motor 10 is adjusted so that the set value ⁇ sp becomes (step S5).
  • step S1 The instantaneous value of the counter electromotive voltage ea in step S1 is calculated by the counter electromotive voltage calculation unit 307.
  • the back electromotive voltage calculation unit 307 takes in the winding current ia from the winding current input unit 301 (FIG. 6: step S101), and calculates the impedance voltage Vz by the following equation (3) (step S102).
  • s is a Laplace operator.
  • Vz [(Ra + La ⁇ s) / ( ⁇ ⁇ s + 1)] ⁇ ia (3)
  • step S2 [Calculation of phase of instantaneous value of back electromotive force]
  • the calculation of the phase ⁇ ea of the instantaneous value of the back electromotive voltage ea in step S2 is performed by the reverse voltage phase calculation unit 308.
  • the reverse voltage phase calculation unit 308 takes the back electromotive voltage ea1 at time T1 from the back electromotive voltage calculation unit 307 (FIG. 7: step S201), and the phase advances 90 ° from time T1 based on the power supply angular frequency ⁇ 0.
  • Time T2 is calculated (step S202), the counter electromotive voltage ea2 at time T2 is fetched from the counter electromotive voltage calculation unit 307 (step S203), and the maximum amplitude value A is calculated by the following equation (5) (step S204).
  • A (ea1 2 + ea2 2 ) 1/2 ... (5)
  • phase ⁇ ea of the instantaneous value of the counter electromotive voltage ea is calculated from the maximum amplitude value A by the following equation (6) (step S205).
  • ⁇ ea sin ⁇ 1 (ea / A) (6)
  • step S3 [Calculation of phase of instantaneous value of winding current]
  • the calculation of the phase ⁇ ia of the instantaneous value of the winding current ia in step S3 is performed by the winding current phase calculation unit 306.
  • the winding current phase calculation unit 306 takes in the winding current ia1 at time T1 from the winding current input unit 301 (FIG. 8: step S301), and the phase is 90 ° from time T1 based on the power supply angular frequency ⁇ 0.
  • the advance time T2 is calculated (step S302), the winding current ia2 at time T2 is fetched from the winding current input unit 301 (step S303), and the maximum amplitude value B is calculated by the following equation (7) (step S304).
  • B (ia1 2 + ia2 2 ) 1/2 ... (7)
  • the load angle ⁇ pv is calculated in step S4 by the load angle calculator 309.
  • the load angle calculation unit 309 calculates the instantaneous value phase ⁇ ea of the counter electromotive voltage ea calculated by the reverse voltage phase calculation unit 308 and the instantaneous value of the winding current ia calculated by the winding current phase calculation unit 306.
  • the phase ⁇ ia is captured (FIG.
  • Adjustment of the value of the motor voltage Va in step S5 is performed in the motor drive unit input signal calculation unit 310 and the motor drive unit 311.
  • the wave PWM signal is output to the motor drive unit 311 (step S503).
  • the motor drive unit 311 receives the sine wave PWM signal from the motor drive unit input signal calculation unit 310 and adjusts the value of the motor voltage V (Va, Vb) to the inductor type motor 10 (step S504).
  • the position sensor is used only by measuring the winding current ia flowing in the stator winding 2A and the motor voltage Va applied to the stator winding 2A. Accordingly, the load angle ⁇ in the inductor type motor 10 is always adjusted to the set value ⁇ sp, so that high efficiency can always be maintained regardless of adjustment and aging.
  • the load angle ⁇ pv is calculated from the winding current ia on the stator winding 2A side and the motor voltage Va.
  • the winding current ib on the stator winding 2B side and the motor voltage are calculated.
  • the load angle ⁇ pv may be calculated from Vb.
  • the motor drive unit 311 is configured by a single-phase inverter, a class D amplifier, and the like, and the motor drive unit input signal calculation unit 310 generates a sine wave PWM signal as the motor drive unit input signal.
  • the motor drive unit 311 is configured by an analog power amplifier, and the motor drive unit input signal calculation unit 310 generates a motor drive unit input signal corresponding to the configuration of the motor drive unit 311 such as generating a sine wave signal. What is necessary is just to design the motor drive part input signal calculating part 310 timely.
  • the rotor 1 in the inductor type motor 10 is a two-pole magnet, but it is needless to say that the rotor is not limited to a two-pole magnet.
  • the phases ⁇ ia and ⁇ ib of the winding currents ia and ib flowing in the stator windings 2A and 2B are calculated, and the counter electromotive voltages ea and ws generated in the stator windings 2A and 2B are calculated.
  • the phase ⁇ ea, ⁇ eb of the eb is calculated, and the phase differences ⁇ a, ⁇ b between the phase ⁇ ia, ⁇ ib of the calculated winding currents ia, ib and the phases ⁇ ea, ⁇ eb of the counter electromotive voltages ea, eb are obtained.
  • the value of the motor voltage V (Va, Vb) (the value of the motor drive voltage) is controlled based on the phase difference ⁇ a, ⁇ b.
  • the value of the motor voltage V (Va, Vb) is controlled so that the phase differences ⁇ a, ⁇ b coincide with preset values.
  • the value of the motor voltage V (Va, Vb) is controlled so that the phase differences ⁇ a, ⁇ b fall within a predetermined set value range.
  • the rotational torque is maximized and the power efficiency is maximized. That is, when the phase difference ⁇ is 0, the load angle ⁇ is 90 °, and the power efficiency is maximized.
  • the value of the motor voltage V may be controlled so that the phase difference ⁇ is zero.
  • the load angle ⁇ is 90 ° or more, there is a risk of step-out. Therefore, the load angle ⁇ is preferably about 65 ° to 85 °.
  • the value of the motor voltage V is controlled so that the load angle ⁇ is set to 75 ° as a predetermined value within the range of 65 ° to 85 °, that is, the phase difference ⁇ is set to 15 °.
  • the predetermined set value is 15 °
  • the phase difference ⁇ is controlled so as to coincide with the set value 15 °.
  • the phase difference ⁇ may be set to 5 ° to 25 °. Therefore, the motor voltage V is set so that the phase difference ⁇ falls within the range of 5 ° to 25 °.
  • the value of (Va, Vb) may be controlled.
  • the predetermined set value range is 5 ° to 25 °
  • the phase difference ⁇ is controlled to fall within the set value range 5 ° to 25 °).
  • the driving method and driving apparatus for a single-phase AC synchronous motor generates a rotating magnetic field magnetic flux by applying a single-phase AC voltage to a stator winding as a motor voltage, and rotates the rotor by the generated rotating magnetic field magnetic flux.
  • the single-phase AC synchronous motor driving method and driving device to be applied can be applied to various single-phase AC synchronous motors.

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Abstract

　巻線電流ｉａの計測値から巻線電流ｉａの位相φｉａを求める。モータ電圧Ｖａの計測値から逆起電圧ｅａを求め、この逆起電圧ｅａの位相φｅａを求める。巻線電流ｉａの位相φｉａと逆起電圧ｅａの位相φｅａとの位相差をψａ＝φｅａ－φｉａとして求め、現在の負荷角θｐｖをθｐｖ＝９０゜－ψａとして求める。そして、θｐｖ＝θｓｐとなるように、インダクタ型モータへのモータ電圧Ｖ（Ｖａ，Ｖｂ）の値を調整する。これにより、単相インバータや位置センサを使用することなく、また調整や経年変化に関係なく、常に高効率を維持することが可能となる。

Description

単相交流同期モータの駆動方法および駆動装置
　この発明は、単相の交流電圧をモータ電圧として固定子巻線に加えることによって回転磁界磁束を生成し、この生成した回転磁界磁束によってロータを回転させる単相交流同期モータの駆動方法および駆動装置に関するものである。
　従来より、この種の単相交流同期モータの１つとして、インダクタ型モータが用いられている。インダクタ型モータは、ロータに磁石を用いて、ステータの例えば２つの巻線（固定子巻線）に位相差のある交流電流を流し、回転磁界磁束を発生させて、ロータの磁石を吸引および反発をしながら回転させる。
　図１１にインダクタ型モータの基本的な回路構成図を示す。同図において、１はロータ、２Ａは第１の固定子巻線（Ａ相の固定子巻線）、２Ｂは第２の固定子巻線（Ｂ相の固定子巻線）であり、これらを主要な構成要素としてインダクタ型モータ１０が構成されている（例えば、特許文献１参照）。
　このインダクタ型モータ１０において、Ａ相の固定子巻線２ＡとＢ相の固定子巻線２Ｂとは並列に接続され、Ｂ相の固定子巻線２Ｂ側に進相コンデンサ３が直列に接続されている。また、ロータ１は、例えばその周囲がＮ極とＳ極とに分割された２極の磁石とされている。
　このインダクタ型モータ１０では、Ａ相の固定子巻線２ＡとＢ相の固定子巻線２Ｂとの並列回路に、交流電源２０からの単相の交流電圧（電源電圧）ＶACを印加する。これにより、図１２に示すように、Ａ相の固定子巻線２Ａに交流電流ｉａが流れ、この交流電流ｉａよりも位相が進んだ交流電流ｉｂがＢ相の固定子巻線２Ｂに流れ、各巻線２Ａ，２Ｂに磁界が発生する。これにより、各巻線２Ａ，２Ｂの合成された磁界として回転磁界磁束φが発生し、この回転磁界磁束φに追随してロータ１が回転する。ロータ１の回転速度（同期速度）は、電源周波数と極数により、下記の(１)式で算出できる。
　回転磁界周波数＝電源周波数／（極数×１／２）　　・・・・（１）
　同期速度でロータ１が回転している場合において、無負荷駆動時は、ロータ磁束と回転磁界磁束の方向はほぼ一致している。負荷トルクがある時は、ロータ磁束と回転磁界磁束の方向に軸ずれが発生して（ロータ磁束が回転磁界磁束に対して遅れる）、この軸ずれ角（負荷角θ）が９０゜の時に回転トルクが最大となる。このインダクタ型モータ１０では、最大負荷に対応できるように、進相コンデンサの容量のマッチングをとる。
特開平８－２６５９６４号公報
　しかしながら、上述した進相コンデンサを用いたインダクタ型モータでは、最大負荷に対応できるように進相コンデンサの容量のマッチングをとるために、軽負荷時に電力効率が低下し、無駄な電力を消費してしまう。すなわち、負荷角θが９０゜未満で０゜に近づくほど、固定子の回転有効磁束が小さくなるため、電力効率が小さくなって、無駄な電力を消費してしまう。また、最大負荷時で最大効率になるような進相コンデンサの容量の調整が必要となる。また、進相コンデンサの容量の経年変化によって設定時の効率を維持することも困難となる。また、効率が悪くなるため、可変速駆動に対応することもできない。
　これに対し、２相のクロックでモータを駆動するとともに、位置センサを設けてロータの回転位置を調整し、負荷角θを例えば９０゜に保つように制御することが考えられる。このような駆動方法とすると、負荷変動に拘わらず負荷角θが９０゜に保たれるため、高効率となり、無駄な電力を必要としない。また、２相のクロックで駆動するため、調整や経年変化に関係なく、高効率を維持できる。また、可変速駆動時も高効率となり、無駄な電力を消費しない、というような利点が生じる。しかしながら、ロータの回転位置を検出するために位置センサを必要とし、コストアップとなる。また、位置センサを設けるスペースを必要とし、モータ構造が複雑となり、さらに設置場所および環境条件の制約を受ける。
　本発明は、このような課題を解決するためになされたもので、その目的とするところは、位置センサを使用することなく、また調整や経年変化に関係なく、常に高効率を維持することが可能な単相交流同期モータの駆動方法および駆動装置を提供することにある。
　本発明は、単相の交流電圧をモータ電圧として固定子巻線に加えることによって回転磁界磁束を生成し、この生成した回転磁界磁束によってロータを回転させる単相交流同期モータの駆動方法において、固定子巻線に流れている巻線電流の位相を算出する巻線電流位相算出ステップと、固定子巻線に発生している逆起電圧の位相を算出する逆起電圧位相算出ステップと、巻線電流位相算出ステップによって算出された巻線電流の位相と逆起電圧位相算出ステップによって算出された逆起電圧の位相との位相差を求め、この位相差に基づいてモータ電圧の値を制御するモータ電圧制御ステップとを備える。
　また、本発明は、固定子巻線に単相の交流電圧をモータ電圧として加えることによって回転磁界磁束を生成し、この回転磁界磁束によってロータを回転させる単相交流同期モータの駆動装置において、固定子巻線に流れている巻線電流の位相を算出する巻線電流位相算出部と、固定子巻線に発生している逆起電圧の位相を算出する逆起電圧位相算出部と、巻線電流位相算出部によって算出された巻線電流の位相と逆起電圧位相算出部によって算出された逆起電圧の位相との位相差を求め、この位相差に基づいてモータ電圧の値を制御するモータ電圧制御部とを備える。
　本発明では、固定子巻線に流れている巻線電流の位相を算出し、固定子巻線に発生している逆起電圧の位相を算出し、この算出した巻線電流の位相と逆起電圧の位相との位相差を求め、この位相差に基づいてモータ電圧の値（モータ駆動電圧の値）を制御する。これにより、位置センサを使用することなく、また調整や経年変化に関係なく、常に高効率を維持することが可能となる。
図１は、インダクタ型モータにおけるＡ相の等価回路を示す図である。 図２は、等価回路における巻線電流ｉａ、モータ電圧Ｖａ、逆起電圧Ｖａのベクトル図である。 図３は、本発明に係る単相交流同期モータの駆動方法の原理を採用した駆動装置をインダクタ型モータに付設した例を示す図である。 図４は、駆動装置の機能ブロック図である。 図５は、駆動装置におけるインダクタ型モータへのモータ電圧値の制御の流れを示すフローチャートである。 図６は、逆起電圧の瞬時値の算出過程を示すフローチャートである。 図７は、逆起電圧の瞬時値の位相の算出過程を示すフローチャートである。 図８は、巻線電流の瞬時値の位相の算出過程を示すフローチャートである。 図９は、負荷角の算出過程を示すフローチャートである。 図１０は、モータ電圧値の調整過程を示すフローチャートである。 図１１は、インダクタ型モータの基本的な回路構成図である。 図１２は、Ａ相およびＢ相の固定子巻線に流れる巻線電流の波形図である。
　以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
〔駆動原理〕
　先ず、実施の形態の説明に入る前に、本発明に係る単相交流同期モータの駆動方法の原理について説明する。
　図１に図１１に示したインダクタ型モータ１０におけるＡ相の等価回路を示す。同図において、Ｒａは固定子巻線２Ａの巻線抵抗、Ｌａは固定子巻線２Ａの巻線インダクタンス、ω0は電源電圧の電源角周波数、Ｖａは固定子巻線２Ａに印加されるモータ電圧、ｉａは固定子巻線２Ａに流れる巻線電流、ｅａは固定子巻線２Ａに生じる逆起電圧である。この等価回路において、巻線電流ｉａは下記の（２）式で表される。
　ｉａ＝（Ｖａ－ｅａ）／（Ｒａ＋ｊω0Ｌａ）＝（Ｖａ－ｅａ）／（Ｒａ＋ｊＸａ）　・・・・（２）
　図２に図１に示した等価回路における巻線電流ｉａ、モータ電圧Ｖａ、逆起電圧Ｖａのベクトル図を示す。同図において、φｅａは逆起電圧ｅａの位相、φｉａは巻線電流ｉａの位相であり、ψａは巻線電流ｉａの位相φｉａと逆起電圧ｅａの位相φｅａとの位相差（ψａ＝φｅａ－φｉａ）である。Φａは巻線電流ｉａによって固定子巻線２Ａが作る回転磁束であり、逆起電圧ｅａは回転磁束Φａに対して位相が９０゜進む。δａはモータ電圧Ｖａと逆起電圧ｅａとの位相差である。モータ電圧Ｖａは逆起電圧ｅａと巻線抵抗Ｒａに加わる電圧（ｉａ・Ｒａ）と巻線インダクタンスＬａに加わる電圧（ｉａ・Ｘａ）とのベクトル和で表される。
　このベクトル図において、負荷角θは、磁束Φａと巻線電流ｉａとの位相差θａとして現れる。すなわち、このベクトル図において、負荷角θはθ＝９０゜－ψａとして表される。インダクタ型モータ１０では、負荷角θが９０゜の時に回転トルクが最大となり、電力効率も最大となる。すなわち、位相差ψａを０とすれば、負荷角θが９０゜となり、電力効率が最大となる。巻線電流ｉａの位相は、モータ電圧Ｖａの値を変えることにより制御することができる。したがって、負荷トルクに応じて、負荷角θが９０゜になるように、すなわち位相差ψａが０となるようにモータ電圧Ｖａの値を調整すれば、負荷トルクに最適な電力（最大効率の電力）で駆動できる。
　理想的には、位相差ψａを０とするようにモータ電圧Ｖａの値を制御すればよいが、負荷角θを９０゜以上にすると脱調の恐れがあるため、負荷角θは６５゜～８５゜程度が望ましい。そこで、例えば、負荷角θを６５゜～８５゜の範囲内の所定値として７５゜とするように、すなわち位相差ψａを１５゜とするように、モータ電圧Ｖａの値を制御する。負荷角θを７５゜にしても効率ηは、η＝ｓｉｎ（７５゜）／ｓｉｎ（９０゜）＝９６％として得られ、高効率を維持することができる。なお、負荷角θ（位相差ψａ）は必ずしも一定値となるように制御しなくてもよく、所定の範囲を定めて、その範囲内に入るように、モータ電圧Ｖａの値を制御するようにしてもよい。
　図３に上述した駆動原理を採用した駆動装置３０をインダクタ型モータ１０に付設した例を示す。この駆動装置３０は、プロセッサや記憶装置からなるハードウェアと、これらのハードウェアと協働して駆動装置としての各種機能を実現させるプログラムとによって実現される。なお、インダクタ型モータ１０の内部構成は、図１１に示した構成と同じであるのでその説明は省略する。
　図４に駆動装置３０の機能ブロック図を示す。駆動装置３０は、インダクタ型モータ１０の固定子巻線２Ａに流れている巻線電流ｉａの計測値を取り込む巻線電流入力部３０１と、インダクタ型モータ１０の固定子巻線２Ａに印加さされているモータ電圧Ｖａの計測値を取り込むモータ電圧入力部３０２と、演算に使用する各種のパラメータが与えられるパラメータ入力部３０３と、負荷角の設定値θｓｐが与えられる負荷角設定値入力部３０４と、パラメータ入力部３０３からのパラメータおよび負荷角設定値入力部３０４からの負荷角の設定値θｓｐを記憶する記憶部３０５とを備えている。
　なお、本実施の形態において、パラメータ入力部３０３には、演算に使用する各種のパラメータとして、固定子巻線２Ａの巻線抵抗Ｒａ、固定子巻線２Ａの巻線インダクタンスＬａ、後述する演算において不完全微分演算のための時定数τ、電源電圧ＶACの電源角周波数ω0を入力するものとする。また、本実施の形態において、負荷角の設定値θｓｐは７５゜とする。
　また、駆動装置３０は、巻線電流入力部３０１からの巻線電流ｉａおよび記憶部３０５に格納されている電源角周波数ω0とから巻線電流ｉａの位相φｉａを算出する巻線電流位相算出部３０６と、巻線電流入力部３０１からの巻線電流ｉａとモータ電圧入力部３０２からのモータ電圧Ｖａと記憶部３０５に格納されているパラメータＲａ，Ｌａ，τとから固定子巻線２Ａに発生している逆起電圧ｅａを算出する逆起電圧算出部３０７と、逆起電圧算出部３０７によって算出された逆起電圧ｅａと記憶部３０５に格納されている電源角周波数ω0とから逆起電圧ｅａの位相φｅａを算出する逆起電圧位相算出部３０８とを備えている。
　また、駆動装置３０は、巻線電流位相算出部３０６からの巻線電流ｉａの位相φｉａと逆起電圧位相算出部３０８からの逆起電圧ｅａの位相φｅａとから現在の負荷角θｐｖを算出する負荷角演算部３０９と、負荷角演算部３０９からの現在の負荷角θｐｖと記憶部３０５に格納されている負荷角の設定値θｓｐとの偏差に応じ、ＰＩＤ演算によって、θｐｖ＝θｓｐとなるような正弦波ＰＷＭ信号をモータ駆動部入力信号として生成するモータ駆動部入力信号演算部３１０と、モータ駆動部入力信号演算部３１０からの正弦波ＰＷＭ信号を入力としインダクタ型モータ１０へのモータ電圧Ｖ（Ｖａ，Ｖｂ）の値を調整するモータ駆動部３１１とを備えている。なお、モータ駆動部３１１は、単相インバータやＤ級アンプなどにより構成される。
　負荷角演算部３０９とモータ駆動部入力信号演算部３１０とモータ駆動部３１１とからモータ電圧制御部３１２が構成される。モータ電圧制御部３１２は、巻線電流位相算出部３０６によって算出された巻線電流ｉａの位相φｉａと逆起電圧位相算出部３０８によって算出された逆起電圧ｅａの位相φｅａとの位相差を求め、この位相差に基づいてモータ電圧Ｖの値を制御する。
　図５にこの駆動装置３０におけるインダクタ型モータ１０へのモータ電圧Ｖの値の制御の流れを示す。駆動装置３０は、逆起電圧ｅａの瞬時値を算出し（ステップＳ１）、この逆起電圧ｅａの瞬時値の位相φｅａを算出し（ステップＳ２）、巻線電流ｉａの瞬時値の位相φｉａを算出し（ステップＳ３）、この算出した逆起電圧ｅａの瞬時値の位相φｅａと巻線電流ｉａの瞬時値の位相φｉａとから負荷角θｐｖを算出し（ステップＳ４）、負荷角θｐｖが負荷角の設定値θｓｐとなるようにインダクタ型モータ１０へのモータ電圧Ｖの値を調整する（ステップＳ５）。
〔逆起電圧の瞬時値の算出〕
　ステップＳ１における逆起電圧ｅａの瞬時値の算出は逆起電圧算出部３０７で行われる。この場合、逆起電圧算出部３０７は、巻線電流入力部３０１から巻線電流ｉａを取り込み（図６：ステップＳ１０１）、インピーダンス電圧Ｖｚを下記（３）式によって算出する（ステップＳ１０２）。なお、この式において、ｓはラプラス演算子である。
　Ｖｚ＝〔（Ｒａ＋Ｌａ・ｓ）／（τ・ｓ＋１）〕・ｉａ　・・・・（３）
　そして、このインピーダンス電圧Ｖｚより、下記（４）式によって、逆起電圧ｅａの瞬時値を算出する（ステップＳ１０３）。
　ｅａ＝Ｖａ－Ｖｚ　・・・・（４）
〔逆起電圧の瞬時値の位相の算出〕
　ステップＳ２における逆起電圧ｅａの瞬時値の位相φｅａの算出は逆電圧位相算出部３０８で行われる。この場合、逆電圧位相算出部３０８は、逆起電圧算出部３０７から時刻Ｔ１の逆起電圧ｅａ１を取り込み（図７：ステップＳ２０１）、電源角周波数ω0に基づいて時刻Ｔ１から位相が９０゜進む時刻Ｔ２を算出し（ステップＳ２０２）、逆起電圧算出部３０７から時刻Ｔ２の逆起電圧ｅａ２を取り込み（ステップＳ２０３）、最大振幅値Ａを下記（５）式によって算出する（ステップＳ２０４）。
　Ａ＝（ｅａ１2＋ｅａ２2）1/2　・・・・（５）
　そして、この最大振幅値Ａより、下記（６）式によって、逆起電圧ｅａの瞬時値の位相φｅａを算出する（ステップＳ２０５）。　
　φｅａ＝ｓｉｎ-1（ｅａ／Ａ）　・・・・(６)
〔巻線電流の瞬時値の位相の算出〕
　ステップＳ３における巻線電流ｉａの瞬時値の位相φｉａの算出は巻線電流位相算出部３０６で行われる。この場合、巻線電流位相算出部３０６は、巻線電流入力部３０１から時刻Ｔ１の巻線電流ｉａ１を取り込み（図８：ステップＳ３０１）、電源角周波数ω0に基づいて時刻Ｔ１から位相が９０゜進む時刻Ｔ２を算出し（ステップＳ３０２）、巻線電流入力部３０１から時刻Ｔ２の巻線電流ｉａ２を取り込み（ステップＳ３０３）、最大振幅値Ｂを下記（７）式によって算出する（ステップＳ３０４）。
　Ｂ＝（ｉａ１2＋ｉａ２2）1/2　・・・・（７）
　そして、この最大振幅値Ｂより、下記（８）式によって、巻線電流ｉａの瞬時値の位相φｉａを算出する（ステップＳ３０５）。　
　φｉａ＝ｓｉｎ-1（ｉａ／Ｂ）　・・・・(８)
〔負荷角の算出〕
　ステップＳ４における負荷角θｐｖの算出は負荷角演算部３０９で行われる。この場合、負荷角演算部３０９は、逆電圧位相算出部３０８で算出された逆起電圧ｅａの瞬時値の位相φｅａと巻線電流相算出部３０６で算出された巻線電流ｉａの瞬時値の位相φｉａを取り込み（図９：ステップＳ４０１）、逆起電圧ｅａの瞬時値の位相φｅａと巻線電流ｉａの瞬時値の位相φｉａとの位相差をψａ＝φｅａ－φｉａとして求め、現在の負荷角θｐｖをθｐｖ＝９０゜－ψａとして求める（ステップＳ４０３）。
〔モータ電圧値の調整〕
　ステップＳ５におけるモータ電圧Ｖａの値の調整はモータ駆動部入力信号演算部３１０およびモータ駆動部３１１において行われる。モータ駆動部入力信号演算部３１０は、負荷角演算部３０９で算出された現在の負荷角θｐｖおよび記憶部３０５に格納されている負荷角の設定値θｓｐを取り込み（図１０：ステップＳ５０１）、現在の負荷角θｐｖと負荷角の設定値θｓｐとの偏差に応じ、ＰＩＤ演算によって、θｐｖ＝θｓｐとなるような正弦波ＰＷＭ信号をモータ駆動部入力信号として生成し（ステップＳ５０２）、この生成した正弦波ＰＷＭ信号をモータ駆動部３１１に出力する（ステップＳ５０３）。モータ駆動部３１１は、モータ駆動部入力信号演算部３１０からの正弦波ＰＷＭ信号を受けて、インダクタ型モータ１０へのモータ電圧Ｖ（Ｖａ，Ｖｂ）の値を調整する（ステップＳ５０４）。
　これにより、負荷トルクによって負荷角θが変わると、固定子巻線２Ａへのモータ電圧Ｖａの値が調整され、巻線電流ｉａの位相が変わり、位相差ψａが調整されてψａ＝１５゜とされ、固定子巻線２Ａが作る磁束Φａと巻線電流ｉａとの位相差θａ（負荷角θ）がθｓｐ＝７５゜に合わせ込まれる。固定子巻線２Ｂ側でも同様にして、固定子巻線２Ｂへのモータ電圧Ｖｂの値が調整されるので、巻線電流ｉｂの位相が変わり、固定子巻線２Ａ側の位相差ψａに相当する位相差ψｂが調整されてψｂ＝１５゜とされ、固定子巻線２Ｂが作る磁束Φｂと巻線電流ｉｂとの位相差θｂ（負荷角θ）がθｓｐ＝７５゜に合わせ込まれるものとなる。
　このようにして、本実施の形態によれば、固定子巻線２Ａに流れている巻線電流ｉａと固定子巻線２Ａに印加されているモータ電圧Ｖａを計測するのみで、位置センサを使用することなく、インダクタ型モータ１０における負荷角θを常に設定値θｓｐに合わせ込むようにして、調整や経年変化に関係なく、常に高効率を維持することができるようになる。
　なお、上述した実施の形態では、固定子巻線２Ａ側の巻線電流ｉａとモータ電圧Ｖａから負荷角θｐｖを算出するようにしたが、固定子巻線２Ｂ側の巻線電流ｉｂとモータ電圧Ｖｂから負荷角θｐｖを算出するようにしてもよい。
　また、本実施形態では、モータ駆動部３１１を単相インバータやＤ級アンプなどで構成し、モータ駆動部入力信号演算部３１０ではモータ駆動部入力信号として正弦波ＰＷＭ信号を生成するようにしたが、モータ駆動部３１１をアナログパワーアンプで構成し、モータ駆動部入力信号演算部３１０では正弦波信号を生成するようにするなど、モータ駆動部３１１の構成に応じたモータ駆動部入力信号を生成するモータ駆動部入力信号演算部３１０を適時設計すればよい。
　また、本実施の形態では、説明を分かり易くするために、インダクタ型モータ１０におけるロータ１を２極の磁石としたが、２極の磁石に限られるものでないことは言うまでもない。
　本実施形態によれば、固定子巻線２Ａ，２Ｂに流れている巻線電流ｉａ，ｉｂの位相φｉａ，φｉｂが算出され、固定子巻線２Ａ，２Ｂに発生している逆起電圧ｅａ，ｅｂの位相φｅａ，φｅｂが算出され、この算出された巻線電流ｉａ，ｉｂの位相φｉａ，φｉｂと逆起電圧ｅａ，ｅｂの位相φｅａ，φｅｂとの位相差ψａ，ψｂが求められ、この位相差ψａ，ψｂに基づいてモータ電圧Ｖ（Ｖａ，Ｖｂ）の値（モータ駆動電圧の値）が制御される。例えば、その位相差ψａ，ψｂが予め定められた設定値に一致するように、モータ電圧Ｖ（Ｖａ，Ｖｂ）の値を制御する。あるいは、その位相差ψａ，ψｂが予め定められた設定値範囲に入るように、モータ電圧Ｖ（Ｖａ，Ｖｂ）の値を制御する。
　上記位相差ψａ，ψｂをψとした場合、負荷角θはθ＝９０゜－ψとして表される。単相交流同期モータでは、負荷角θが９０゜の時に回転トルクが最大となり、電力効率も最大となる。すなわち、位相差ψを０とすれば、負荷角θが９０゜となり、電力効率が最大となる。理想的には、位相差ψを０とするようにモータ電圧Ｖの値を制御すればよい。しかし、負荷角θを９０゜以上にすると脱調の恐れがあるため、負荷角θは６５゜～８５゜程度が望ましい。
　そこで、本実施形態では、負荷角θを６５゜～８５゜の範囲内の所定値として７５゜とするように、すなわち位相差ψを１５゜とするように、モータ電圧Ｖの値を制御している（この場合、予め定められた設定値が１５゜であり、位相差ψが設定値１５゜に一致するように制御することになる）。負荷角θを６５゜～８５゜の範囲内とするには、位相差ψを５゜～２５゜とすればよいので、位相差ψが５゜～２５゜の範囲に入るようにモータ電圧Ｖ（Ｖａ，Ｖｂ）の値を制御してもよい。（この場合、予め定められた設定値範囲が５゜～２５゜であり、位相差ψが設定値範囲５゜～２５゜に入るように制御することになる）。
　本発明の単相交流同期モータの駆動方法および駆動装置は、単相の交流電圧をモータ電圧として固定子巻線に加えることによって回転磁界磁束を生成し、この生成した回転磁界磁束によってロータを回転させる単相交流同期モータ駆動方法および駆動装置として、各種の単相交流同期モータに適用することが可能である。
　１…ロータ、２Ａ…第１の固定子巻線（Ａ相の固定子巻線）、２Ｂ…第２の固定子巻線（Ｂ相の固定子巻線）、３…進相コンデンサ、１０…インダクタ型モータ、２０…交流電源、３０…駆動装置、３０１…巻線電流入力部、３０２…モータ電圧入力部、３０３…パラメータ入力部、３０４…負荷角設定値入力部、３０５…記憶部、３０６…巻線電流位相算出部、３０７…逆起電圧算出部、３０８…逆起電圧位相算出部、３０９…負荷角演算部、３１０…モータ駆動部入力信号演算部、３１１…モータ駆動部、３１２…モータ電圧制御部。

Claims (4)

  1. 　単相の交流電圧をモータ電圧として固定子巻線に加えることによって回転磁界磁束を生成し、この生成した回転磁界磁束によってロータを回転させる単相交流同期モータの駆動方法において、
    　前記固定子巻線に流れている巻線電流の位相を算出する巻線電流位相算出ステップと、
    　前記固定子巻線に発生している逆起電圧の位相を算出する逆起電圧位相算出ステップと、
    　前記巻線電流位相算出ステップによって算出された巻線電流の位相と前記逆起電圧位相算出ステップによって算出された逆起電圧の位相との位相差を求め、この位相差に基づいて前記モータ電圧の値を制御するモータ電圧制御ステップと
    　を備えることを特徴とする単相交流同期モータの駆動方法。
  2. 　請求項１に記載された単相交流同期モータの駆動方法において、
    　前記モータ電圧制御ステップは、
    　前記巻線電流位相算出ステップによって算出された巻線電流の位相と前記逆起電圧位相算出ステップによって算出された逆起電圧の位相との位相差が予め定められた設定値に一致するように前記モータ電圧の値を制御するステップを備える
    　ことを特徴とする単相交流同期モータの駆動方法。
  3. 　請求項１に記載された単相交流同期モータの駆動方法において、
    　前記モータ電圧制御ステップは、
    　前記巻線電流位相算出ステップによって算出された巻線電流の位相と前記逆起電圧位相算出ステップによって算出された逆起電圧の位相との位相差が予め定められた設定値範囲に入るように前記モータ電圧の値を制御するステップを備える
    　ことを特徴とする単相交流同期モータの駆動方法。
  4. 　固定子巻線に単相の交流電圧をモータ電圧として加えることによって回転磁界磁束を生成し、この回転磁界磁束によってロータを回転させる単相交流同期モータの駆動装置において、
    　前記固定子巻線に流れている巻線電流の位相を算出する巻線電流位相算出部と、
    　前記固定子巻線に発生している逆起電圧の位相を算出する逆起電圧位相算出部と、
    　前記巻線電流位相算出部によって算出された巻線電流の位相と前記逆起電圧位相算出部によって算出された逆起電圧の位相との位相差を求め、この位相差に基づいて前記モータ電圧の値を制御するモータ電圧制御部と
    　を備えることを特徴とする単相交流同期モータの駆動装置。
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