JP2019216566A - モータ用制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】キャリア周波数を高速化するモータ用制御装置を提供する。【解決手段】シャント電流及びモータの母線電圧に基づいてベクトル演算を行って算出した各相の電圧指令値とキャリア波信号とを比較してＰＷＭ信号を生成するモータ用制御装置１であって、シャント電流及び母線電圧をデジタル信号に変換する順番を制御する制御部と、ベクトル演算を行って各相の電圧指令値を各々算出するベクトル演算回路と、各相の電圧指令値とキャリア波信号とを比較しＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを備える。制御部は、自然数Ｎ番目のキャリア波信号のキャリア周期の前半における１回目に検出されたシャント電流をＡＤ変換部を用いてデジタル信号に変換する第１タイミング及び２回目に検出し、たシャント電流をＡＤ変換部を用いてデジタル信号に変換する第２タイミングに基づき、Ｎ＋１番目のキャリア波信号のキャリア周期内におけるＡＤ変換の順番を制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、キャリア周波数の高速化を可能とするモータ用制御装置に関する。

従来のモータ用制御装置では、キャリア周期の前半で、ベクトル演算に用いられるモータからのシャント電流のＡＤ変換値を算出した後に、キャリア周期の後半においてベクトル演算を実施していた。これは、キャリア周期の前半では、モータ制御用のインバータを制御するためのＰＷＭ波形が生成されることに起因していた。従って、１回目のシャント電流及び２回目のシャント電流のＡＤ変換処理のためにキャリア周期の前半のほぼ全域が使用されてしまい、ベクトル演算に用いられるモータからの母線電圧のＡＤ変換は、キャリア周期の後半で実施されていた。

しかしながら、上記方法では、キャリア周期の後半で、モータの母線電圧のＡＤ変換処理（「その他ＡＤ変換」処理）を実施するため、ベクトル演算に用いる時間期間が目減りしていた。すなわち、キャリア周期は、「その他ＡＤ変換」処理に必要とする時間期間とベクトル演算処理に必要とする時間期間とを加算した時間期間の２倍の時間期間を必要とすることとなり、キャリア周波数の高速化の阻害要因となっていた。

本発明の目的は上記の問題点を解決し、シャント電流のＡＤ変換処理以外の「その他ＡＤ変換」処理をキャリア周期の前半に割り振ることによりキャリア周波数を高速化することが可能なモータ用制御装置を提供することにある。

本発明に係るモータ用制御装置は、シャント抵抗に流れるシャント電流及びモータの母線電圧に基づいてベクトル演算を行い、該ベクトル演算によって算出された各相の電圧指令値とキャリア波信号とを比較させてＰＷＭ信号を生成するモータ用制御装置であって、
前記シャント電流及び前記母線電圧のアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、
前記シャント電流及び前記母線電圧のアナログ信号をデジタル信号に変換する順番を制御する制御部と、
前記シャント電流及び前記母線電圧のデジタル信号に基づき、ベクトル演算を行って前記各相の電圧指令値を各々算出するベクトル演算回路と、
前記各相の電圧指令値と前記キャリア波信号とを比較し、該比較結果に基づき前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを備え、
前記制御部は、自然数Ｎ番目のキャリア波信号のキャリア周期の前半における、１回目に検出されたシャント電流を前記アナログデジタル変換部を用いてデジタル信号に変換する第１タイミング及び２回目に検出されたシャント電流を前記アナログデジタル変換部を用いてデジタル信号に変換する第２タイミングに基づき、（Ｎ＋１）番目のキャリア波信号のキャリア周期内におけるアナログデジタル変換の順番を制御する。

本発明に係るモータ用制御装置によれば、シャント電流のＡＤ変換処理以外の「その他ＡＤ変換」処理をキャリア周期の前半に割り振ることによりキャリア周波数を高速化することが可能となる。

本発明の実施形態に係るセンサレスモータ制御装置１及びその周辺の構成要素を示すブロック図である。 図１のベクトル演算回路５３の構成要素を示すブロック図である。 図１のセンサレスモータ制御装置１が実行するキャリア周期ＴＣ内のＡＤ変換の割り当てパターンを説明するため概略図である。 図１のセンサレスモータ制御装置１の動作タイミング図である。 図１のセンサレスモータ制御装置１が実行するキャリア周期ＴＣ内のＡＤ変換の割り当て処理を示すフローチャートである。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。

図１は本発明の実施形態に係るセンサレスモータ制御装置１及びその周辺の構成要素を示すブロック図である。図１の相電流検出方式を用いた、モータ用制御装置としてのセンサレスモータ制御装置１は、電源回路１０と、インバータ回路２０と、電源回路１０とインバータ回路２０との間に設けられたシャント抵抗Ｒｓと、センサレスモータ用インバータ制御回路（以下、制御回路という。）５０とを備えて構成される。また、制御回路５０は、制御部５１と、アナログデジタル（ＡＤ）変換部５２と、ベクトル演算回路５３と、ＰＷＭ信号生成部５４とを備えて構成される。また、ＰＷＭ信号生成部５４は、インバータ回路２０を構成する第１〜第６の電力用半導体素子Ｔａｕ，Ｔａｖ，Ｔａｗ，Ｔｂｕ，Ｔｂｖ，Ｔｂｗのゲート端子にそれぞれ電気的に接続されている。ここで、センサレスモータ制御装置１は、シャント抵抗Ｒｓの両端電圧差及びキャリア波（搬送波）信号Ｗｃ（キャリア周期ＴＣ）を用いてＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）を生成してインバータ回路２０に出力する。これにより、インバータ回路２０は、電源回路１０の電力を複数の相電流に変換して３相同期ブラシレスモータ（以下、単にモータと称す）３０に供給し、該モータ３０の回転子３２を角速度指令値ω＊に追従するように駆動させる。

本実施形態では、キャリア波信号Ｗｃとは、キャリア周波数に対応するように生成された鋸波を指し、この信号を用いてＰＷＭ信号生成部５４においてＰＷＭ信号を生成する（この動作については下詳細に説明する。）。

なお、制御回路５０は、図示されないＣＰＵ、クロック回路、メモリ回路等によって構成され、メモリ回路は制御プログラム及び各種演算処理を実現させるプログラム及び当該演算処理で用いられるパラメータを格納する。そして、これらの回路と所定のプログラムとが協働することにより、後述する機能を実現する。

図１の電源回路１０は、電源部ＥａとコンデンサＣｓとを備えて構成される。ここで、電源部Ｅａとして直流電源が用いられてもよいし交流電源が用いられてもよい。さらに、交流電源を用いる場合には、電源部Ｅａにはダイオードブリッジをさらに備えるのが望ましい。またさらに、リアクトル及びパワートランジスタ及びダイオード素子からなるＰＦＣ回路（力率改善回路）をさらに備えるのが望ましい。また、コンデンサＣｓでは、電源部Ｅａから印加された電圧のリップル成分を平滑化させ、この他、当該印加電圧のノイズ成分を吸収する役割を担う。すなわち、コンデンサＣｓを備えることにより、ノイズが低減された電圧が出力される。

インバータ回路２０は、第１〜第６の電力用半導体素子Ｔａｕ，Ｔａｖ，Ｔａｗ，Ｔｂｕ，Ｔｂｖ，Ｔｂｗと、第１〜第６の電力用半導体素子Ｔａｕ，Ｔａｕ，Ｔａｖ，Ｔｂｕ，Ｔｂｖ，Ｔｂｗに対して逆並列にフリーホイールダイオードとしてそれぞれ接続される高周波用ダイオードとを備えて構成される。

図１において、第１の電力用半導体素子Ｔａｕと第４の電力用半導体素子Ｔｂｕとを直列接続した第１のハーフブリッジ回路と、第２の電力用半導体素子Ｔａｖと第５の電力用半導体素子Ｔｂｖとを直列接続した第２のハーフブリッジ回路と、第３の電力用半導体素子Ｔａｗと第６の電力用半導体素子Ｔｂｗとを直列接続した第３のハーフブリッジ回路とを構成し、第１及び第２のハーフブリッジ回路を並列接続し、第２及び第３のハーフブリッジ回路を並列接続する。ここで、第１〜第６の電力用半導体素子Ｔａｕ，Ｔａｖ，Ｔａｗ，Ｔｂｕ，Ｔｂｖ，ＴｂｗとしてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を使用し、各第１、第２及び第３の電力用半導体素子Ｔａｕ，Ｔａｖ，Ｔａｗのコレクタ端子がそれぞれ接続される３個の第１〜第３の電力用半導体素子Ｔａｕ，Ｔａｖ，Ｔａｗが上アームを構成し、各第４〜第６の電力用半導体素子Ｔｂｕ，Ｔｂｖ，Ｔｂｗが下アームを構成する。

上アームの第１の電力用半導体素子Ｔａｕのエミッタ端子と下アームの第４の電力用半導体素子Ｔｂｕのコレクタ端子とが接続され、上アームの第２の電力用半導体素子Ｔａｖのエミッタ端子と下アームの第５の電力用半導体素子Ｔｂｖのコレクタ端子とが接続され、上アームの第３の電力用半導体素子Ｔａｗのエミッタ端子と下アームの第６の電力用半導体素子Ｔｂｗのコレクタ端子とが接続され、各接続部はモータ３０にそれぞれ接続される。詳細には、第１の電力用半導体素子Ｔａｕと第４の電力用半導体素子Ｔｂｕとの接続部にＵ相ラインＬｕが接続され、上アーム側の第１の電力用半導体素子Ｔａｕの通過電流がモータ３０に出力される。同様に、第２の電力用半導体素子Ｔａｖと第５の電力用半導体素子Ｔｂｖとの接続部にＶ相ラインＬｖが接続され、第３の電力用半導体素子Ｔａｗと第６の電力用半導体素子Ｔｂｗとの接続部にＷ相ラインＬｗが接続される。

モータ３０は、永久磁石が埋設されたロータ（回転子）３２を備え、相電流の通電方向（ベクトル電流）の切換えに応じてロータ３２から回転トルクを出力する。例えば、モータ３０を室外機に使用する場合には、ロータ３２からの出力トルクは、コンプレッサに入力された冷媒システムを駆動させる。

制御回路５０は、インバータ回路２０の第１〜第６の電力用半導体素子Ｔａｕ，Ｔａｖ，Ｔａｗ，Ｔｂｕ，Ｔｂｖ，Ｔｂｗのスイッチングパターンを切り換えることにより、相電流の通電方向（ベクトル電流）を制御する。すなわち、制御回路５０は、このスイッチングパターンを適宜に制御する役割を担っている。また、本実施形態では、シャント方式により電流を検出するので、図１に示すように、一方の電源ラインに対して一つのシャント抵抗Ｒｓが設けられ、制御回路５０の入力ポート（図示せず）には、信号ラインＳＬを介してシャント抵抗Ｒｓの両端電圧差によって取得される、該シャント抵抗Ｒｓに流れるシャント電流の値がアナログ信号として入力される。

図１の制御部５１は、後段のＡＤ変換部５２において、複数のアナログ信号をデジタル信号にそれぞれ変換する順番を制御する制御信号ＣＳを生成してＡＤ変換部５２に出力する。すなわち、制御部５１は、キャリア波信号Ｗｃのキャリア周期ＴＣ内において、シャント電流及び母線電圧の各アナログ信号をデジタル信号にそれぞれ変換するタイミングを制御する。詳細には、制御部５１は、自然数Ｎ番目のキャリア波信号Ｗｃのキャリア周期ＴＣの前半における、１回目に検出されたシャント電流をＡＤ変換部５２を用いてデジタル信号に変換する第１タイミング及び２回目に検出されたシャント電流をＡＤ変換部５２を用いてデジタル信号に変換する第２タイミングに基づき、（Ｎ＋１）番目のキャリア波信号のキャリア周期内におけるアナログデジタル変換の順番を制御する制御信号ＣＳを生成する。

具体的には、制御部５１は、Ｎ番目のキャリア波信号Ｗｃの開始タイミングと第１タイミングとの間の第１時間期間、第２タイミングと第１タイミングとの間の第２時間期間、及びキャリア周期ＴＣの半周期の第３タイミングと第２タイミングとの間の第３時間期間に基づき、（Ｎ＋１）番目のキャリア波信号Ｗｃのキャリア周期ＴＣ内におけるアナログデジタル変換の順番を制御する。本実施形態では、キャリア波信号とは、キャリア周波数に対応するように生成された鋸波を指し、これをキャリア波信号という。この信号を用いてＰＷＭ信号生成部５４においてＰＷＭ信号を生成する（これについては以下詳細に説明する。）

図１のＡＤ変換部５２は、制御信号ＣＳに基づき、シャント抵抗Ｒｓに流れるシャント電流及びＷ相ラインＬｗのバスラインから取得された母線電圧ＭＶをそれぞれデジタル信号に変換してベクトル演算回路５３に出力する。ここで、２回検出されたシャント電流のデジタル信号をそれぞれ１シャントＡＤ変換値ＩＤ１，２シャントＡＤ変換値ＩＤ２とし、母線電圧ＭＶのデジタル信号を母線ＡＤ変換値ＭＶＤとする。なお、これらのデジタル信号が後段のベクトル演算回路５３におけるベクトル演算処理に用いられる。

ベクトル演算回路５３は、１，２シャントＡＤ変換値ＩＤ１，ＩＤ２及び母線ＡＤ変換値ＭＶＤに基づきベクトル演算を行い、この演算によって取得された各相についての電圧指令値を算出し、該算出された電圧指令値をＰＷＭ信号生成部５３に出力する。なお、ベクトル演算回路５３の詳細な説明は図２を用いて以下に説明する。

ＰＷＭ信号生成部５４は、入力された電圧指令値とキャリア波信号とを比較し、該比較結果に基づいてＰＷＭ信号のパルス波形に関する情報（波形情報）を算出し、当該算出された波形情報をインバータ回路２０に出力する。詳細には、ＰＷＭ信号生成部５３は、キャリア周期毎にモデルとなる波形情報を設定し、この波形情報に一致するようにＰＷＭ信号の電圧状態（ハイレベルかもしくはローレベル）に再現させ、これを出力ポートから出力させる。これにより、ＰＷＭ信号は、波形情報に対応したパルス波に生成され、制御回路５０の出力ポートから出力される。ここで、制御回路５０は、複数の出力ポートを備え、これらの出力パターンを各々設定することにより、スイッチングパターンを適宜に形成させ、且つ、其のパターン切換えを可能する。

図２は図１のベクトル演算回路５３の構成要素を示すブロック図である。図２のベクトル演算回路５３は、三相電流演算部５３ａと、ベクトル電流演算部５３ｂと、ＰＩ制御部５３ｃと、座標変換部５３ｄと、デッドタイム補償部５３ｅとを備えて構成される。図２のベクトル演算回路５３は、予め定められた複数のキャリア周期ＴＣ毎に動作する。

三相電流演算部５３ａは、１回目に検出されたシャント電流のデジタル変換値（以下、ＡＤ変換値と記すこともある。）である１シャントＡＤ変換値ＩＤ１と、２回目に検出されたシャント電流のデジタル変換値である２シャントＡＤ変換値ＩＤ２とに基づき、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値を算出してベクトル電流演算部５３ｂに出力する。ここで、各相電流は、ステータ回路に流入する入力電流成分と該ステータ回路からインバータ回路２０に戻っていく出力電流成分とが一致するように制御することに基づいて算出される。

ベクトル電流演算部５３ｂは、位相情報を用いた数式に基づいて、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値を回転子座標系のｄ、ｑ軸電流値（Ｉｄ、Ｉｑ）に変換してＰＩ制御部５３ｃに出力する。ここで、回転座標系とは、モータ３０のロータ３２の磁束と同一方向をｄ軸とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸とする直交座標系（ｄ、ｑ座標系）のことをいう。なお、ｄ軸電流とはロータ３２の磁束方向に一致する電流成分を指し、ｑ軸電流とはｄ軸と直行する軸方向に一致する電流成分を指す。

ベクトル制御では、ステータ回路に形成するベクトル電流をロータ３２のｑ軸方向に一致した状態で変化させることにより、ロータ３２を同期回転させている。この動作を実現するために、ＰＩ制御部５３ｃでは、角速度指令値ω＊に基づいて所定のｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出し、これとｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑを各々比較して比例値を設定し、その演算結果としてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出して座標変換部５３ｄに出力する。

座標変換部５３ｄは、位相情報を用いた数式に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を各相の指令電圧に変換してデッドタイム補償部５３ｅに出力する。ここで、各相の指令電圧は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ＊，Ｗ相の電圧指令値Ｖｗ＊である。

デッドタイム補償部５３ｅは、母線電圧ＭＶをデジタル信号に変換した値である母線ＡＤ変換値ＭＶＤに基づき、インバータ回路２０の第１〜第６の電力用半導体素子Ｔａｕ，Ｔａｖ，Ｔａｗ，Ｔｂｕ，Ｔｂｖ，Ｔｂｗのスイッチングのアーム短絡防止用のデッドタイムに起因する、座標変換部５３ｄから入力された各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とインバータ回路２０からの出力電圧である母線電圧ＭＶとの間の誤差電圧を補償するための補償量を生成する。ここで、デッドタイム補償部５３ｅには、母線電圧ＭＶをＡＤ変換した後のデジタル値として取得してこのデジタル値（母線ＡＤ変換値ＭＶＤ）に基づいて補償量を生成する。さらに、デッドタイム補償部５３ｅは、補償量を各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に加減算するフィードフォワード補償を行うことによりデッドタイム補償後の各相の電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊を算出してＰＷＭ信号生成部５４に出力する。

図１のＰＷＭ信号生成部５４は、デッドタイム補償後の各相の電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊とキャリア波信号（搬送波信号）Ｗｃとを比較し、該比較結果に基づきＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）を生成してインバータ回路２０を構成する各第１〜第６の電力用半導体素子Ｔａｕ，Ｔａｖ，Ｔａｗ，Ｔｂｕ，Ｔｂｖ，Ｔｂｗのゲート端子に出力する。これにより、インバータ回路２０は駆動する。なお、ＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）には、上アーム側の電力用半導体素子Ｔａｕ，Ｔａｖ，Ｔａｗに対するＰＷＭ信号と下アーム側の電力用半導体素子Ｔｂｕ，Ｔｂｖ，Ｔｂｗに対するＰＷＭ信号とを含んでおり、実際には６個のＰＷＭ信号から構成される。また、ＰＷＭ信号生成部５３は、所定のキャリア周波数に基づく例えば鋸波や三角波などのキャリア波信号Ｗｃを生成して出力するキャリア生成部（図示せず）を備えている。

ここで、ＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）を波形情報ともいい、この波形情報は、ＰＷＭ信号の波形を予め特定する情報であり、自身の処理タイミングの直前に得られた算出結果が反映される。この算出結果は、電圧指令値Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊がキャリア波信号Ｗｃより大きいとき、第１の電力用半導体素子Ｔａｕに与える信号Ｓｕ＊をハイレベルとする設定情報が生成され、第２の電力用半導体素子Ｔｂｕに入力されるＰＷＭ信号Ｓｕ＊をローレベルとする設定情報が生成される。また、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア波信号Ｗｃより小さいとき、第１の電力用半導体素子Ｔａｕに与える信号Ｓｕ＊をローレベルとする設定情報が生成され、第２の電力用半導体素子Ｔｂｕに入力されるＰＷＭ信号Ｓｕ＊をハイレベルとする設定情報が生成される。なお、Ｖ相及びＷ相についても同様である。

ここで算出された波形情報であるＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）は、ベクトル演算周期内では変化することなしに、キャリア周期Ｔｃ（キャリア波Ｗｃの一山に相当する周期）ごとに同一のものが設定される。

インバータ回路２０は、入力されたＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）に応じて、電源回路１０の電力を複数の相電流に変換してモータ３０に供給する。これにより、モータ３０の回転子３２が角速度指令値ω＊に追従するように駆動される。

以上のように構成されたセンサレスモータ制御装置１の動作について以下に説明する。

図３は図１のセンサレスモータ制御装置１が実行するキャリア周期ＴＣ内のＡＤ変換の割り当てパターンを説明するため概略図であり、図４は図１のセンサレスモータ制御装置１の動作タイミング図である。

図３に示すように、図１のセンサレスモータ制御装置１は、キャリア周期ＴＣ内において、ＡＤ変換処理を３つのパターンに割り当てるように制御する。ここで、シャント電流及び母線電圧ＭＶのＡＤ変換処理は、キャリア周期ＴＣの前半に配置され、キャリア周期ＴＣの前半で取得されたシャント電流及び母線電圧ＭＶのＡＤ変換値を用いたベクトル演算はキャリア周期ＴＣの後半に配置される。なお、１回目のシャント電流をデジタル信号に変換するＡＤ変換を「１シャントＡＤ変換」と記し、２回目のシャント電流をデジタル信号に変換するＡＤ変換を「２シャントＡＤ変換」と記し、母線電圧ＭＶをデジタル信号に変換するＡＤ変換を「その他ＡＤ変換」と記す。ここで、「その他ＡＤ変換」には、母線電圧ＭＶのＡＤ変換処理以外のＡＤ変換処理を含んでもよい。例えば、モータ３０の温度を検出するための温度センサからの温度情報をデジタル信号にＡＤ変換する処理を含んでもよい。なお、この温度情報はモータ３０が高温となるのを回避するための安全対策（モータ３０が所定温度を超えた場合にモータ３０の回転を停止もしくは抑制させるなど）に使用されるように構成されてもよい。

センサレスモータ制御装置１の制御部５１は、Ｎ番目のキャリア波信号Ｗｃの開始タイミングと１回目に検出されたシャント電流をＡＤ変換部５２を用いてデジタル信号に変換するタイミングとの間の時間期間が母線電圧ＭＶをＡＤ変換部５２を用いてデジタル信号に変換するための時間期間よりも大きいときは、（Ｎ＋１）番目のキャリア波信号Ｗｃのキャリア周期ＴＣ内において母線電圧ＭＶをデジタル信号に変換した後に１，２回目のシャント電流をデジタル信号に変換するように制御する。このとき、図３のパターン１が選択される。

また、センサレスモータ制御装置１の制御部５１は、２回目に検出されたシャント電流をＡＤ変換部５２を用いてデジタル信号に変換するタイミングと１回目に検出されたシャント電流をＡＤ変換部５２を用いてデジタル信号に変換するタイミングとの間の時間期間が母線電圧ＭＶをＡＤ変換部５２を用いてデジタル信号に変換するための時間期間よりも大きいときは、（Ｎ＋１）番目のキャリア波信号Ｗｃのキャリア周期ＴＣ内において１，２回目のシャント電流をデジタル信号に変換する間において母線電圧ＭＶをデジタル信号に変換するように制御する。このとき、図３のパターン２が選択される。

さらに、制御部５１は、キャリア周期ＴＣの半周期のタイミングと２回目に検出されたシャント電流をＡＤ変換部５２を用いてデジタル信号に変換するタイミングとの間の時間期間が母線電圧ＭＶをＡＤ変換部５２を用いてデジタル信号に変換するための時間期間よりも大きいときは、（Ｎ＋１）番目のキャリア波信号のキャリア周期内において１，２回目のシャント電流をデジタル信号に変換した後に母線電圧ＭＶをデジタル信号に変換するように制御する。このとき、図３のパターン３が選択される。

図４（ａ）はキャリア波信号Ｗｃの時間ｔに対する振幅レベルの変化を示す時間軸波形図であり、（ｂ）は（ａ）と経過時間軸を共通にし、図１のＡＤ変換部５２に入力されたシャント電流ＳＣの時間ｔに対する振幅レベルの変化を示す時間軸波形図であり、（ｃ）は（ａ）と経過時間軸を共通にし、キャリア周期ＴＣ内における、ＡＤ変換処理の割り当てを示すパターンの概略図である。

図４に示すように、（Ｎ＋１）番目のキャリア周期ＴＣの前半のＡＤ変換処理の割り当ては、Ｎ番目のキャリア周期ＴＣ内の前半（時間０から時間ＴＣ／２、ここで、Ｎ番目のキャリア周期ＴＣが開始する時間（ｔ）を０とする。）のシャント電流を検出するタイミングを示すＰＷＭタイマ設定値ＴＭ１及びＰＷＭタイマ設定値ＴＭ２に基づいて設定される。このＰＷＭタイマ設定値とは、インバータ回路２０を構成する第１〜第１〜第６の電力用半導体素子Ｔａｕ，Ｔａｖ，Ｔａｗ，Ｔｂｕ，Ｔｂｖ，Ｔｂｗをキャリア周期ＴＣ（例えば８０μｓｅｃ）毎にオンもしくはオフして正弦波を生成する際のオンする時間期間をＰＷＭのパルス幅で設定しており、このパルスの立ち上りを決定するためのタイマ値のことをいう。ここで、１回目のシャント電流をＡＤ変換するタイミングは、ＰＷＭタイマ設定値ＴＭ１から所定の時間期間を加算した時間ｔ１であり、２回目のシャント電流をＡＤ変換するタイミングは、ＰＷＭタイマ設定値ＴＭ２から所定の時間期間を加算した時間ｔ２である。なお、この所定の時間期間は、シャント電流をＡＤ変換するタイミングは、シャント電流のオーバシュートもしくはアンダーシュートしている不安定なシャント電流をＡＤ変換することを除外するのに必要とする時間期間をいう。すなわち、シャント電流は各ＰＷＭタイマ設定値ＴＭ１，ＴＭ２から所定の時間期間を経過した後に安定化する。また、各ＰＷＭタイマ設定値ＴＭ１，ＴＭ２はセンサレスモータ制御装置１内のタイマ（図示せず）で生成される。

シャント電流のＡＤ変換処理時間に応じて、（Ｎ＋１）番目のキャリア周期ＴＣ内の前半のＡＤ変換処理の割り当てパターンが決定される。詳細には、キャリア波信号Ｗｃの生成時（ｔ＝０）から１回目のシャント電流のＡＤ変換処理時までの時間期間ＴＰ１（＝時間ｔ１−時間０）、１回目のシャント電流のＡＤ変換処理時から２回目のシャント電流のＡＤ変換処理時までの時間期間ＴＰ２（＝時間ｔ２−時間ｔ１）、及び２回目のシャント電流のＡＤ変換処理からキャリア半周期時までの時間期間ＴＰ３（＝時間ＴＣ／２−時間ｔ２）に基づき、図４（ｃ）に示すいずれかのパターン、すなわちパターン１，パターン２，パターン３のいずれかのパターンが選択される。このＡＤ変換処理をキャリア周期ＴＣ内でどのように割り当てるのかを以下詳細に説明する。

図５は図１のセンサレスモータ制御装置１が実行するキャリア周期ＴＣ内のＡＤ変換の割り当て処理を示すフローチャートである。図５において、ステップＳ１０１では、センサレスモータ制御装置１がキャリア周期ＴＣを有するキャリ波信号Ｗｃが開始される。このとき、ＰＷＭタイマ設定値ＴＭ１，ＴＭ２が設定され、次のステップＳ１０２に移動する。

ステップ１０２では、センサレスモータ制御装置１が、シャント電流のＡＤ変換開始時間ｔ１とキャリア周期ＴＣが開始される時間ｔ（＝０）との時間期間ＴＰ１がシャント電流以外のＡＤ変換処理に必要とする時間期間よりも大きいか否かを判定する。該時間期間ＴＰ１がシャント電流以外のＡＤ変換処理に必要とする時間期間よりも大きければ（ステップＳ１０２のＹＥＳ）、次のステップＳ１０３に移動する。該時間期間ＴＰ１がシャント電流以外のＡＤ変換処理に必要とする時間期間以下であれば（ステップＳ１０２のＮＯ）、次のステップＳ１０６に移動する。

ステップＳ１０３では、母線電圧ＭＶのＡＤ変換処理、すなわちシャント電流以外のＡＤ変換処理を実行し、次のステップＳ１０４に移動する。ステップＳ１０４では、１回目のシャント電流のＡＤ変換処理を実行し、１シャントＡＤ変換値ＩＤ１を算出して、次のステップＳ１０５に移動する。ステップＳ１０５では、２回目のシャント電流のＡＤ変換処理を実行し、２シャントＡＤ変換値ＩＤ２を算出して、次のステップＳ１１４に移動する。ステップＳ１１４では、１，２シャントＡＤ変換値ＩＤ１，ＩＤ２及び母線電圧ＭＶのＡＤ変換値に基づきベクトル演算回路５２においてベクトル演算処理が実行される。すなわち、ステップＳ１０２においてＹＥＳが選択された場合には図３におけるパターン１が選択される。

ステップＳ１０６では、１回目のシャント電流のＡＤ変換処理時から２回目のシャント電流のＡＤ変換処理時までの時間期間ＴＰ２（＝時間ｔ２−時間ｔ１）がシャント電流以外のＡＤ変換処理に必要とする時間期間よりも大きいか否かを判定する。該時間期間ＴＰ２がシャント電流以外のＡＤ変換処理に必要とする時間期間よりも大きければ（ステップＳ１０６のＹＥＳ）、次のステップＳ１０７に移動する。該時間期間ＴＰ２がシャント電流以外のＡＤ変換処理に必要とする時間期間以下であれば（ステップＳ１０６のＮＯ）、次のステップＳ１１０に移動する。

ステップＳ１０７では、１回目のシャント電流のＡＤ変換処理を実行し、１シャントＡＤ変換値ＩＤ１を算出して、次のステップＳ１０８に移動する。ステップＳ１０８では、母線電圧ＭＶのＡＤ変換処理、すなわちシャント電流以外のＡＤ変換処理を実行し、次のステップＳ１０９に移動する。ステップＳ１０９では、２回目のシャント電流のＡＤ変換処理を実行し、２シャントＡＤ変換値ＩＤ２を算出し、次のステップＳ１１４に移動する。ステップＳ１１４では、１，２シャントＡＤ変換値ＩＤ１，ＩＤ２及び母線電圧ＭＶのＡＤ変換値に基づきベクトル演算回路５２においてベクトル演算処理が実行される。すなわち、ステップＳ１０６においてＹＥＳが選択された場合には図３におけるパターン２が選択される。

ステップＳ１１０では、センサレスモータ制御装置１が、２回目のシャント電流のＡＤ変換処理からキャリア半周期時までの時間期間ＴＰ３がシャント電流以外のＡＤ変換処理に必要とする時間期間よりも大きいか否かを判定する。該時間期間ＴＰ３がシャント電流以外のＡＤ変換処理に必要とする時間期間よりも大きければ（ステップＳ１１０のＹＥＳ）、次のステップＳ１１１に移動する。該時間期間ＴＰ３がシャント電流以外のＡＤ変換処理に必要とする時間期間以下であれば（ステップＳ１１０のＮＯ）、ステップＳ１０１に移動する。

ステップＳ１１１では、１回目のシャント電流のＡＤ変換処理を実行し、１シャントＡＤ変換値ＩＤ１を算出して、次のステップＳ１１２に移動する。ステップＳ１１２では、２回目のシャント電流のＡＤ変換処理を実行し、２シャントＡＤ変換値ＩＤ２を算出し、次のステップＳ１１３に移動する。ステップＳ１１３では、母線電圧ＭＶのＡＤ変換処理、すなわちシャント電流以外のＡＤ変換処理を実行し、次のステップＳ１１４に移動する。ステップＳ１１４では、１，２シャントＡＤ変換値ＩＤ１，ＩＤ２及び母線電圧ＭＶのＡＤ変換値に基づきベクトル演算回路５２においてベクトル演算処理が実行される。すなわち、ステップＳ１１０においてＹＥＳが選択された場合には図３におけるパターン３が選択される。

上述したように、キャリア周期ＴＣ内での各ＡＤ変換処理の割り当てを図３に示す何れかのパターンに選択される。すなわち、「その他ＡＤ変換」処理を、キャリア周期ＴＣの前半に割り当てる。ここで、「１シャントＡＤ変換」処理時間及び「２シャントＡＤ変換」処理時間は、ＰＷＭタイマ設定値から決定される。

以上の実施形態に係るセンサレスモータ制御装置１によれば、ベクトル制御において、ＡＤ変換処理をキャリア周期前半に割り当てることが可能となったため、キャリア周期後半の時間を全てベクトル演算処理に割り当てることが可能となった。このため、キャリア周期は、（ベクトル演算処理に要する時間期間）の２倍の時間期間とすることができ、（「その他ＡＤ変換」処理に要する時間期間）の２倍の時間期間分だけ縮小することが可能となる。従って、キャリア周波数の高速化を可能とする。

なお、本実施形態において、「その他ＡＤ変換」処理とは、「その他ＡＤ変換」処理全体を纏めた単位の意味と、「その他ＡＤ変換」処理を分解した最小処理単位の意味との両方の意味を有する。従って、「空き時間」（上述した時間期間ＴＰ１，ＴＰ２，ＴＰ３のことをいう。）のそれぞれの長さに依存して、「その他ＡＤ変換」処理が纏まって割り当てられる場合と、分割して割り当てられる場合とが生じることとなる。さらに、１回のキャリア周期前半において「その他ＡＤ変換」処理全体を割り当てることが出来ない場合には、次のキャリア周期において割り当てられなかった「その他ＡＤ変換」処理を割り当てるように構成されてもよい。すなわち、「その他ＡＤ変換処理」を複数のＡＤ変換に分割し、複数のキャリア周期にかけて割り当てるように構成されてもよい（間引き処理）。

また、本実施形態では、モータ用制御装置としてセンサ（ブラシ）レスモータの制御装置を例として説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、本発明は、センサ付き（ブラシ付き）のモータ制御に用いても良く、２回のシャント電流及び母線電圧等をキャリア周波数内においてそれぞれＡＤ変換を行うことを必要とする制御装置であればどのような制御装置であっても適用することが可能である。この場合においても、本実施形態と同様の作用効果を得ることが可能となる。

上述の実施形態は例示に過ぎず、この発明の範囲から逸脱することなく種々の変形が可能である。

１ センサレスモータ制御装置
１０ 電源回路
２０ インバータ回路
３０ ブラシレスモータ
３２ 回転子
５０ インバータ制御回路
５１ 制御部
５２ ＡＤ変換部
５３ ベクトル演算回路
５４ ＰＷＭ信号生成部
５３ａ 三相電流演算部
５３ｂ ベクトル電流演算部
５３ｃ ＰＩ制御部
５３ｄ 座標変換部
５３ｅ デッドタイム補償部

Claims (5)

1. シャント抵抗に流れるシャント電流及びモータの母線電圧に基づいてベクトル演算を行い、該ベクトル演算によって算出された各相の電圧指令値とキャリア波信号とを比較させてＰＷＭ信号を生成するモータ用制御装置であって、
   前記シャント電流及び前記母線電圧のアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、
   前記シャント電流及び前記母線電圧のアナログ信号をデジタル信号に変換する順番を制御する制御部と、
   前記シャント電流及び前記母線電圧のデジタル信号に基づき、ベクトル演算を行って前記各相の電圧指令値を各々算出するベクトル演算回路と、
   前記各相の電圧指令値と前記キャリア波信号とを比較し、該比較結果に基づき前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを備え、
   前記制御部は、自然数Ｎ番目のキャリア波信号のキャリア周期の前半における、１回目に検出されたシャント電流を前記アナログデジタル変換部を用いてデジタル信号に変換する第１タイミング及び２回目に検出されたシャント電流を前記アナログデジタル変換部を用いてデジタル信号に変換する第２タイミングに基づき、（Ｎ＋１）番目のキャリア波信号のキャリア周期内におけるアナログデジタル変換の順番を制御することを特徴とするモータ用制御装置。
2. 前記制御部は、前記Ｎ番目のキャリア波信号の開始タイミングと前記第１タイミングとの間の第１時間期間、前記第２タイミングと前記第１タイミングとの間の第２時間期間、及び前記キャリア周期の半周期である第３タイミングと前記第２タイミングとの間の第３時間期間に基づき、前記（Ｎ＋１）番目のキャリア波信号のキャリア周期内におけるアナログデジタル変換の順番を制御することを特徴とする請求項１記載のモータ用制御装置。
3. 前記制御部は、前記第１時間期間が、前記母線電圧を前記アナログデジタル変換部を用いてデジタル信号に変換するための第４時間期間よりも大きいときは、前記（Ｎ＋１）番目のキャリア波信号のキャリア周期内において前記母線電圧をデジタル信号に変換した後に前記１，２回目のシャント電流をデジタル信号に変換するように制御することを特徴とする請求項２記載のモータ用制御装置。
4. 前記制御部は、前記第２時間期間が、前記母線電圧を前記アナログデジタル変換部を用いてデジタル信号に変換するための第４時間期間よりも大きいときは、前記（Ｎ＋１）番目のキャリア波信号のキャリア周期内において前記１，２回目のシャント電流をデジタル信号に変換する間において前記母線電圧をデジタル信号に変換するように制御することを特徴とする請求項２記載のモータ用制御装置。
5. 前記制御部は、前記第３時間期間が、前記母線電圧を前記アナログデジタル変換部を用いてデジタル信号に変換するための第４時間期間よりも大きいときは、前記（Ｎ＋１）番目のキャリア波信号のキャリア周期内において前記１，２回目のシャント電流をデジタル信号に変換した後に前記母線電圧をデジタル信号に変換するように制御することを特徴とする請求項２記載のモータ用制御装置。

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