JPWO2017130447A1

JPWO2017130447A1 - 電力変換装置及び回転電機駆動装置

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Publication number: JPWO2017130447A1
Application number: JP2017563675A
Authority: JP
Inventors: 壮太佐野; 覚寺島; 弘淳福岡; 佐竹　彰; 彰佐竹; 古谷　真一; 真一古谷
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2016-01-28
Filing date: 2016-08-18
Publication date: 2018-05-10
Anticipated expiration: 2036-08-18
Also published as: CN108633323B; CN108633323A; JP6419361B2; WO2017130447A1

Abstract

三角搬送波を単調増加区間および単調減少区間の二つの区間に分けた場合、直流母線電流検出部（２）は連続する２つの三角搬送波周期の内第１周期においては単調増加区間又は単調減少区間の内の一方の区間で直流母線電流値を検出し、かつ第２周期においては第１周期で検出されなかった区間で直流母線電流値を検出し、相電流演算部（４）は直前の連続する２つの三角搬送波周期における単調増加区間及び単調減少区間において直流母線電流検出部（２）でそれぞれ検出された二相の直流母線電流値に基づいて、三相交流電流値を計算するものである。

Description

本発明は、回転電機の電力変換装置及び当該電力変換装置を用いた回転電機駆動装置に関するものである。

相電流を用いたフィードバック制御により電動機を駆動する電力変換装置では、相電流の検出手段が必要となる。コスト低減の為、電力変換装置と電動機の間に電流センサを設けるのではなく、インバータの直流母線電流より電動機電流を計算する方法が従来よりあった。例えば特許文献１には、各相のスイッチング素子のスイッチングに伴って電力変換部主回路の直流母線に流れる相電流相当のパルス状電流を、電流検出手段により検出し、得られた電流検出値を検出時のスイッチング状態から各相に分配することにより、一つの電流検出手段で３相分の相電流を検出及び再現することが開示されている。

但し上記方法では相電流の電流リプルの中心を検出することが困難であるため、電流検出精度が低下するという問題があった。そこで、例えば特許文献２、３では三角搬送波１周期の前半半周期における電流検出と後半半周期における電流検出を交互に行い、各々から得られた電流検出値から電流検出誤差を補償することで、インピーダンスが小さく、電流リプルの大きい電動機でも適切な電流検出を実現可能とすることが開示されている。

特開平１１−００４５９４特開２０１０−１１６３９特開２０１３−５５７７２

前述の従来方法を実現するために、特許文献２では、三角搬送波１周期前半の半周期における電流検出と三角搬送波１周期後半の半周期における電流検出の間に三角搬送波周期の整数倍の区間だけ電流検出を保留する電流検出保留区間を設けている。また、特許文献３では、キャリア信号２周期のうち１周期目の後半、２周期目の前半に検出を行っている。この結果、電流検出周期とそれに伴う電圧指令更新周期が特許文献２ではキャリア周期の１．５倍以上、特許文献３では２倍となる。このため、低キャリア駆動時において、高周波数の電圧出力を行う場合など電圧更新の時間分解能が低下し、出力電圧精度が低下していた。また特許文献２では、三角搬送波１周期前半における電流検出と三角搬送波１周期後半における電流検出を制御周期開始地点に対して対称となる位置において行うことにより検出精度向上を実現しているが、このような方法では電流リプルが周期的に同じ場所に発生し、同一周波数の騒音が集中的に発生していた。

この発明は上記のような課題を解決するためのものであり、インピーダンスの小さい電動機でも高精度な電流検出を行い、かつ三角搬送波１周期毎に電流検出、電圧更新を行うことで低キャリア駆動時も出力電圧精度の低下を最小限に抑えることを可能とする電力変換装置を提供するものである。

この発明に係る電力変換装置は、三相電圧指令を三角搬送波と比較してＰＷＭパルスに変換するＰＷＭ変換部と、ＰＷＭパルスに基づきスイッチング素子を駆動し直流電圧を三相交流電圧に変換する電力変換部主回路と、電力変換部主回路の直流母線に流れる電流を検出する直流母線電流検出部と、三角搬送波の１周期に少なくとも一回直流母線電流検出部より二相分の電流を検出する二回の検出タイミングをスイッチング素子のスイッチングタイミングに基づいて設定するタイミング決定部と、タイミング決定部によって決められたタイミングで検出された二相分の直流母線電流値に基づいて三角搬送波の１周期に一回三相交流電流値を計算する相電流演算部と、三角搬送波の１周期に一回三相交流電流値に基づき三相電圧指令を更新する電圧指令生成部を備え、
三角搬送波を単調増加区間および単調減少区間の二つの区間に分けた場合、直流母線電流検出部は連続する２つの三角搬送波周期の内第１周期においては単調増加区間又は単調減少区間の内の一方の区間で直流母線電流値を検出し、かつ連続する２つの三角搬送波周期の内第２周期においては単調増加区間又は単調減少区間の内第１周期で検出されなかった区間で直流母線電流値を検出し、
相電流演算部は直前の連続する２つの三角搬送波周期における単調増加区間及び単調減少区間において直流母線電流検出部でそれぞれ検出された二相の直流母線電流値に基づいて、三相交流電流値を計算するものである。

上記のように構成された電力変換装置によれば、電圧更新を三角搬送波周期の１周期毎に行い、尚且つ電流検出を単調増加区間と単調減少区間において交互に入れ替えるようにしたことにより、従来よりも電圧更新周期を短くすることができる。更に低キャリア駆動時も直流母線からの電流検出を高精度に行い、かつ出力電圧精度の低下を最小限にすることができる。また、単調増加区間と単調減少区間における電流検出位置が、その間に位置する制御周期開始時点に対して非対称に設定されることにより、電流リプルの位置が制御周期内で分散し、騒音の原因となる周波数も分散させることができる。

実施の形態１による電力変換装置のハードウエア構成を示すブロック構成図である。実施の形態１による電力変換装置の具体的な構成を示すブロック構成図である。タイミング決定部による動作を示すフローチャートである。タイミング決定部で実施される電流検出のタイミングを決定する動作を説明するための線図である。電流を検出する際の電流の流れる状態を示す回路図である。電流を検出する際の電流の流れる状態を示す回路図である。図４に示された直流母線電流波形図の一部拡大図である。電流検出可能区間を確保するための一例を説明する線図（Ａ）、（Ｂ）である。三角搬送波周期に対する電流検出処理、電流計算処理、電圧生成処理のタイミングチャートを示す図である。三角搬送波周期に対する電流検出処理、電流計算処理のタイミングチャートを示す図である。実施の形態２による電力変換装置の動作を説明するための線図である。

実施の形態１．
以下、実施の形態１による電力変換装置を図面に基づいて詳細に説明する。図１は実施の形態１に係る電力変換装置のハードウエア構成を示すブロック構成図である。図において、電力変換装置１０は、ハードウエアとして、プロセッサ１００と、記憶装置１０１と、電力変換部主回路１と、直流母線１０２に流れる電流を検出する直流母線電流検出部２を備える。記憶装置１０１は図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また記憶装置１０１は、図示していないが、不揮発性の補助記憶装置の代わりにハードディスク等の補助記憶装置を具備してもよい。

プロセッサ１００は、記憶装置１０１から入力されたプログラムを実行する。記憶装置１０１が補助記憶装置と揮発性記憶装置とを具備するため、プロセッサ１００には補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプログラムが入力される。またプロセッサ１００は演算結果等のデータを記憶装置１０１の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存させるようにしてもよい。

図２は電力変換装置１０の具体的な構成を示すブロック構成図である。図２に示すように、本実施の形態の電力変換装置１０は制御部６を有しており、制御部６は三相電圧指令を三角搬送波ＴＷと比較してＰＷＭパルスに変換するＰＷＭ変換部と、三相電圧指令を三角搬送波ＴＷと比較してゲートスイッチングタイミングＳｕｐ〜Ｓｗｎに変換するとともに、これらゲートスイッチングタイミングＳｕｐ〜Ｓｗｎから直流母線電流検出タイミングＴ_Ａ〜Ｔ_Ｄを出力する電流検出点決定手段の役割も果たすゲートスイッチングタイミング及び電流検出タイミング決定部（以下タイミング決定部と略す）とを有する。又ＰＷＭ変換部は直流母線電流検出が困難と判定された際に、検出可能となるように単調増加区間と単調減少区間のうち、電流検出を行う側の電圧指令に補正量を加え、もう一方の電圧指令から補正量を引く電流検出区間生成部を有している。更に電力変換装置１０は電力変換部主回路１と、直流母線電流検出部２と、検出電流格納部３と、相電流演算部４と、電圧指令生成部５を有している。ここで電力変換部主回路１はゲートスイッチングタイミングＳｕｐ〜Ｓｗｎに基づきスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を駆動し直流電圧を三相交流電圧に変換する。直流母線電流検出部２は直流母線１０２に流れる電流を検出する。検出電流格納部３は直流母線電流検出タイミングＴ_Ａ〜Ｔ_Ｄを用いて直流母線電流検出部２で検出した電流値を取得し保持する。相電流演算部４は検出電流格納部３に格納された直流母線電流を三相交流電流値に計算する。電圧指令生成部５は三角搬送波ＴＷの１周期において一度、三相電圧指令Ｖｕ〜Ｖｗを更新する。

電力変換部主回路１には回転機Ｍが接続され、その間に流れる三相交流電流を直流母線１０２で検出することが本実施形態の目的である。ここで接続される回転機Ｍとしては例えば、同期電動機、誘導電動機、または発電機などどのような回転機を用いてもよい。尚図１、図２の回転機Ｍにおいては、固定子巻線の接続がＹ結線である場合を示しているが、Δ結線を使用してもよい。また図２の相電流演算部４、電圧指令生成部５および制御部６におけるタイミング決定部は、記憶装置１０１に記憶されたプログラムを実行するプロセッサ１００、または図示していないシステムＬＳＩ等の処理回路により実現される。検出電流格納部３は記憶装置１０１の揮発性記憶装置により実現される。複数のプロセッサ１００および複数の記憶装置１０１が連携して上記機能を実行してもよいし、複数の処理回路が連携して上記機能を実行してもよい。また、複数のプロセッサ１００および複数の記憶装置１０１と、複数の処理回路との組み合わせにより連携して上記機能を実行してもよい。

図３はタイミング決定部による動作を示すフローチャートである。図３に示すように、電圧指令生成部５で生成した３相の電圧指令Ｖｕ〜Ｖｗの大きさの差から電流検出区間の導出を行い（ステップＳ３０１）、前記電流検出区間で直流母線１０２における電流検出が可能か否か判定する（ステップＳ３０２）。直流母線電流検出ができない時は、後で説明するように電圧更新周期内の合計値が変化しないよう、電圧指令Ｖｕ〜Ｖｗに補正量を加えて検出できるようにする（ステップＳ３０３）。必要に応じて補正量を加えた電圧指令Ｖｕ〜Ｖｗから電力変換部主回路１のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のゲートスイッチングタイミングＳｕｐ〜Ｓｗｎを決定し（ステップＳ３０４）、ゲートスイッチングタイミングＳｕｐ〜Ｓｗｎを用いて直流母線電流検出タイミングＴ_Ａ〜Ｔ_Ｄを決定し（ステップＳ３０５）、直流母線電流検出部２で電流を検出する。

電力変換部主回路１は図１、図２に示すように、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６とダイオードを１セットとして６つで構成されており、直流電力を３相交流電力に変換する役割を持つ。即ち電力変換部主回路１はインバータ回路を構成しており、Ｕ相上アームスイッチング素子ＳＷ１、Ｕ相下アームスイッチング素子ＳＷ２、Ｖ相上アームスイッチング素子ＳＷ３、Ｖ相下アームスイッチング素子ＳＷ４、Ｗ相上アームスイッチング素子ＳＷ５、Ｗ相下アームスイッチング素子ＳＷ６から構成されている。そして各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６はタイミング決定部から入力されるゲートスイッチングタイミングＳｕｐ〜Ｓｗｎによる信号が入力されて駆動される。直流母線電流検出部２は、直流母線１０２の経路に電流検出のための検出素子（例えばホールセンサ、抵抗、カレントトランス等）が挿入され、両端電圧あるいは出力電圧を必要に応じて増幅器及びバッファ等を介して検出し、検出した電流値Ｉｄｃを検出電流格納部３に送る。なお図１、２では直流電源の低電圧側に検出素子を設けているが、高電圧側に設けてもよい。

検出電流格納部３はタイミング決定部で決定した直流母線電流検出タイミングＴ_Ａ〜Ｔ_Ｄにおいて、直流母線電流検出部２で検出された検出電流を取得し保持する役割を持つ。図４はタイミング決定部で実施される電流検出のタイミングＴ_Ａ〜Ｔ_Ｄを決定する動作を説明するための線図である。直流母線１０２から二相分の電流を検出するためには三相のスイッチング素子におけるスイッチング状態が全てＯｎ、又は全てＯｆｆではない、いわゆる非零電圧ベクトルのスイッチング状態の区間である必要があり、すなわちこのような電流検出区間から二種類選択し、その区間で検出を行う必要がある。直流母線電流検出タイミングＴ_Ａ〜Ｔ_Ｄはタイミング決定部内で決定された電圧中間相（図４の場合はＶ相）のゲートスイッチングタイミングに依存して決定される。電圧指令生成部５で生成される３相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの内、大きいものから順に最大相電圧指令、中間相電圧指令、最小相電圧指令と定義するが、図４ではそれぞれ最大相電圧指令がＶｕ、中間相電圧指令がＶｖ、最小相電圧指令がＶｗの場合が示されている。又図４においてＢｕは最大相（Ｕ相）上アームスイッチ状態、Ｂｖは中間相（Ｖ相）上アームスイッチ状態、Ｂｗは最小相（Ｗ相）上アームスイッチ状態を示している。

図４において、二相分の検出電流の内、最初に現れる非零電圧ベクトル期間中に検出される直流母線電流値をＩｄｃＡ、二番目に現れる非零電圧ベクトル期間中に検出される直流母線電流値をＩｄｃＢとする。電流値ＩｄｃＡの検出タイミングであるＴ_Ａは中間相（Ｖ相）のゲートオンのゲートスイッチングタイミングＳｖｐ（ＴＳ）から所定時間Ｔ１前に決定される。ここで時間Ｔ１は電流検出に必要な時間よりも長い時間に設定する。続いて電流値ＩｄｃＢの検出タイミングであるＴ_Ｂは、タイミングＴ_Ａから所定時間Ｔ２後に決定される。ここで時間Ｔ２の決定は、電力変換部主回路１の直列接続されたスイッチング素子対が同時に導通することを避けるために設けたデッドタイム区間を考慮し、また直流母線電流は、スイッチング素子のＯｎ，Ｏｆｆ動作に伴う電圧急変により電流が振動する場合があり、その電流の振動も考慮する必要がある。即ち上アームのスイッチング素子と下アームスイッチング素子（例えばＳＷ１とＳＷ２）とは一方がＯｎであれば他方がＯｆｆの関係にあり、これらが同時に導通することを避けるために一方をＯｆｆにしてから他方をＯｎにするというデッドタイム区間を設けており、時間Ｔ２はデッドタイム区間を考慮して決定される。更にスイッチング素子がスイッチングした際に生じるサージ電圧の影響により直流電流の高周波振動が発生するが（電流検出不可区間Ｔ１０参照）、このような直流電流の高周波振動が減衰し、振幅振動が所定値以下になるまでの区間も考慮する必要がある。図４ではこの１例を示しており、ゲートスイッチングタイミングＳｕｐ〜Ｓｗｎの非零電圧ベクトル区間における電流検出不可区間Ｔ１０と電流検出可能区間Ｔ１１が示されている。即ち電流検出可能区間Ｔ１１内においてタイミングＴ_Ａが決められる。以後電流検出の出来ない区間を電流検出不可区間と記述する。

したがって、時間Ｔ２はタイミングＴ_Ｂが電流検出不可区間にかからないように設定される。すなわち、Ｔ２＞Ｔ１＋（電流検出不可区間）となる。このとき電流値ＩｄｃＡは電圧最大相（Ｕ相）の電流値、電流値ＩｄｃＢは電圧最小相（Ｗ相）の電流値を示す。
図５は電流値ＩｄｃＡを検出する際の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの流れる状態を示す回路図であり、図６は電流値ＩｄｃＢを検出する際の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの流れる状態を示す回路図である。図５においては、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４、ＳＷ６がＯｎであり、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ５がＯｆｆであるので、検出される電流はＩｕ、即ち電圧最大相（Ｕ相）の電流となる。又図６においては、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ６がＯｎであり、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ５がＯｆｆであるので、検出される電流はＩｗ、即ち電圧最小相（Ｗ相）の電流となる。尚図５、図６において点線で示される矢印は各相に流れる電流の向きを示している。更にゲートスイッチングタイミングＳｗｐとＳｗｎの間においては、上アームのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５が全てＯｎであり、下アームのスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ６が全てＯｆｆであるので、電流は上アームのダイオードを介して還流が流れることとなり、直流母線電流検出部２では電流は検出されない。同様に上アームのスイッチング素子が全てＯｆｆの場合もダイオードを介して還流が流れることとなり、直流母線電流検出部２では電流は検出されない。これら二つの電流値ＩｄｃＡ、ＩｄｃＢから相電流演算部４で電圧中間相（Ｖ相）の電流値を算出するが、電流値ＩｄｃＡと電流値ＩｄｃＢの検出タイミングの差を可能な限り短く設定する。これは非零電圧ベクトルにより、回転機Ｍに電流が流れ、時間が経ちすぎると直流母線電流も変化するため、タイミングＴ_ＡとタイミングＴ_Ｂが離れると、中間相の電流検出精度が低下するためである。即ち前述したように、直流母線１０２から二相分の電流を検出するためには三相のスイッチング素子におけるスイッチング状態が全てＯｎ、又は全てＯｆｆではない、いわゆる非零電圧ベクトルのスイッチング状態の区間である必要があり、このような電流検出区間から二種類選択し、その区間で検出を行う必要がある。

また図４中のタイミングＴ_Ｃ，Ｔ_Ｄはそれぞれ三角搬送波周期の後半で電流検出を行うときの電流値ＩｄｃＣ，ＩｄｃＤの検出タイミングを示す。タイミングＴ_Ｃ，Ｔ_Ｄは電圧中間相（Ｖ相）のゲートスイッチングタイミングＳｖｎ（ＴＳ）を基準に決定し、タイミングＴ_Ａ，Ｔ_Ｂ同様にタイミングＴ_Ｃは電圧中間相（Ｖ相）のゲートオフのゲートスイッチングタイミングＳｖｎから所定時間Ｔ１前に決定されると共に、タイミングＴ_ＤはタイミングＴ_Ｃの所定時間Ｔ２後に決定される。このとき電流値ＩｄｃＣは上記と同様電圧最小相（Ｗ相）の電流値、電流値ＩｄｃＤは電圧最大相（Ｕ相）の電流値を示す。これにより三角搬送波周期毎に検出を行う電流検出可能区間側の二相の電流検出タイミングを決定し、そのタイミングで直流母線電流を検出し、検出電流格納部３で検出した電流値ＩｄｃＡ〜ＩｄｃＤを格納することが可能となる。

ここで精度の高い電流検出を行うためには電流リプルの影響を減らす必要がある。即ち直流母線電流値は水平とはならず、図４に示すようにゲートスイッチングタイミングＳｕｐ〜Ｓｗｐ間においては右肩上がりとなり、ゲートスイッチングタイミングＳｗｎ〜Ｓｕｎ間においては右肩下がりとなっており、これらの影響を減らす必要がある。図７は図４に示された直流母線電流波形図の一部拡大図である。図７において、区間Ｔ７０、区間Ｔ７１はそれぞれ非零電圧ベクトル区間を示しており、電流値Ｘは非零電圧ベクトル区間における平均電流値を示している。図７に示されるように、電流値ＩｄｃＢ，ＩｄｃＣと、その非零電圧ベクトル区間中の平均電流値Ｘとは差異があり、その差異はそれぞれ正負逆に現れている。これは電流値ＩｄｃＡ，ＩｄｃＤにも同じことが言える。そのため電流リプルによる誤差を減らすには電流値ＩｄｃＡ，ＩｄｃＢと電流値ＩｄｃＣ，ＩｄｃＤを交互に検出することが必要となる。すなわち三角搬送波ＴＷの単調減少区間と単調増加区間の交互に検出を行い、その検出値の平均値を求める方法が適している。そのため検出電流格納部３では２点（単調減少区間と単調増加区間の２区間）及び２相分の合計４点の電流値ＩｄｃＡ，ＩｄｃＢ，ＩｄｃＣ，ＩｄｃＤを格納する必要がある。格納した電流値データを演算時に相電流演算部４に呼び出して演算を開始し、相電流演算部４は２相分の電流における各相の電流の平均値を求める。

相電流演算部４は検出電流格納部３に格納された２相分の検出電流から３相交流電流を計算する。電圧指令生成部５で生成された３相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて２相の電流値の符号を決定する。残りの１相の電流値は３相の電流値の総和がゼロであることを利用すれば、既に求めている２相の電流値から容易に求めることが出来る。以上の演算より回転機Ｍに流れる３相交流電流値の検出が可能となる。この相電流値に基づいて電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを決定し、更に相電流は回転機Ｍの出力監視に用いられる。また各部制御処理に利用される。

電圧指令生成部５は電力変換部主回路１に出力させる三相電圧指令である電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成する役割を有する。回転機Ｍの制御方法により様々な電圧指令生成法が知られているが、本実施形態の本質ではないので説明を省略する。電圧指令生成部５はタイミング決定部（制御部）に出力する三相電圧指令である電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成する。次に図３のフローチャートに示すタイミング決定部の各動作内容について説明する。初めに電圧指令生成部５で生成された電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの大きさの差から、図４に示した電流検出区間を求める。電流検出区間は電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの大きさの差に依存して決まり、差が小さければ小さいほど電流検出区間は短くなる。

続いて電流検出区間の中で直流母線電流検出タイミングＴ_Ａ〜Ｔ_Ｄを決定することが可能か否か判定する。直流母線電流検出タイミングＴ_Ａ〜Ｔ_Ｄの決定が可能かどうかは電流検出区間Ｔ１２と電流検出不可区間Ｔ１０を比較することで判定され、電流検出区間Ｔ１２が電流検出不可区間Ｔ１０よりも小さいときは検出不可と判定される。詳細は図８を用いて次に説明する。検出不可と判定された場合、電流検出区間を確保できるように電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに補正量を付加する必要がある。

図８（Ａ）、（Ｂ）は電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗから求めた電流検出区間では検出不可と判定された場合の電流検出可能区間を確保するための一例を説明する線図である。ここでは三角搬送波ＴＷの単調減少区間で直流母線電流検出を行う時の一例を示しているが、単調増加区間で行うときも同様の処理を行うことが可能である。電圧指令生成部５から入力された電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを大きい順に最大相電圧指令Ｖｕ、中間相電圧指令Ｖｖ、最小相電圧指令Ｖｗとする。この電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと三角搬送波ＴＷを比較してゲートスイッチングタイミングＳｕｐ〜Ｓｗｎを決定するが、電流検出区間が図４に示す電流検出不可区間以下になると検出が困難になる。図８（Ａ）における区間Ｔ８０においては、電流検出区間が電流検出不可区間より小さいので、直流母線電流検出タイミングＴ_Ｂを決定することができないと判定される。

そこで、図８（Ｂ）に示すように、電流検出区間では検出不可と判定された場合、三角搬送波周期を検出区間確保側と電圧補償側に２分割し、検出区間確保側の電圧指令に検出区間が確保可能となるように電圧量ΔＶを加算し、電圧補償側の電圧指令に同じ量の電圧量ΔＶを減算する。図８（Ｂ）における区間Ｔ８１は区間Ｔ８０よりも大きくなるため、電流検出区間が電流検出不可区間より大きくなり、直流母線電流検出タイミングＴ_Ｂを確保できる。ここで検出区間を確保するための電圧量ΔＶは電流検出不可区間に依存し、決定される。そして補正された電圧指令に合わせてゲートスイッチングタイミングＳｕｐ〜Ｓｗｎを修正する。これにより各相のスイッチング素子のＯｎ時間の長さを変えることなく、すなわちインバータの出力電圧を変化させることなく、直流母線電流を検出することができる。なお、図８では中間相電圧指令Ｖｖに補正量を付加する例を示したが、必要に応じて最大相電圧指令Ｖｕ、又は最小相電圧指令Ｖｗにも同様に補正量を付加する。更には図８（Ａ）においてはＶｖとＶｗの差が小さいのでタイミングＴ_Ｂを確保できない場合について述べたが、ＶｕとＶｖとの差が小さくタイミングＴ_Ａを決定できない場合もある。このときには検出区間確保側においては電圧指令に電圧量ΔＶを減算し、電圧補償側においては電圧指令に同じ量の電圧量ΔＶを加算する。

上記の動作を行うことで、電圧指令の相間の大きさの差が小さくなっても電流検出を行うことが出来るようになる。更には各相の電圧指令の大小が入れ替わるようなとき、例えば駆動条件により電圧指令Ｖｖが電圧指令Ｖｕより大きくして回転機Ｍを駆動させるような場合でも電流検出を行うことが出来るようになる。又電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが小さな低速駆動時など全ての駆動条件で電流検出を行うことが出来るようになる。また検出区間確保時には電圧補償側では電流検出出来ないため、三角搬送波１周期においては、電流値ＩｄｃＡおよび電流値ＩｄｃＢの組か電流値ＩｄｃＣおよび電流値ＩｄｃＤの組のいずれか一方でしか検出は行わない。上記に示した通り、電流検出区間確保の為に補正量ΔＶを付加する電圧指令Ｖｖの更新周期は三角搬送波周期と同じかそれよりも長い必要がある。また電流検出の可否は基本的に毎周期毎に判定が必要であるため、タイミング決定部に入力される電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの周期も三角搬送波周期と同じかそれよりも長い必要がある。

最後に必要に応じて補正量ΔＶを付加された電圧指令Ｖｖを三角搬送波ＴＷと比較し、３相それぞれのゲートスイッチングタイミングＳｕｐ〜Ｓｗｎを決定し、ゲートスイッチングタイミングＳｕｐ〜Ｓｗｎを用いて直流母線電流検出タイミングＴ_Ａ〜Ｔ_Ｄを決定し、直流母線電流検出部２で検出した検出電流を取得し保持する。又ゲートスイッチングタイミングＳｕｐ〜Ｓｗｎを電力変換部主回路１に出力し、直流母線電流検出タイミングＴ_Ａ〜Ｔ_Ｄを検出電流格納部３に出力し、タイミング決定部の動作を終了する。

上記の通り、電流リプルの影響を受けず、精度の高い電流検出を直流母線電流より行うためには、電流検出を三角搬送波ＴＷの単調減少区間及び単調増加区間の交互で行い、かつ電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの更新周期を三角搬送波周期と同じかそれよりも長くする必要がある。その条件下で出力電圧精度の低下を最小限に抑えるためには、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの更新周期を三角搬送波周期と同じにする必要がある。これを実現するための処理について以下説明する。図９は三角搬送波周期に対する電流検出処理（Ｅ）、電流計算処理（Ｆ）、電圧指令生成処理（Ｇ）のタイミングチャートを示す図である。ここで電流検出処理（Ｅ）とは、直流母線電流検出部２で検出した電流値を検出電流格納部３に格納する処理であり、電流計算処理（Ｆ）とは、相電流演算部４で実施される３相交流電流を計算する処理であり、電圧指令生成処理（Ｇ）とは、電圧指令生成部５で電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成する処理である。

前記の通り、電流検出を三角搬送波ＴＷの単調減少区間及び単調増加区間の交互で行うことで、精度の高い電流検出を直流母線電流から行うことが出来る。そのためにはまず初めに三角搬送波周期を単調減少区間と単調増加区間の二つの区間に分ける。そのどちらか一方を電流検出区間とする。その区間内で電流検出タイミングを決定し、電流を検出するとともに、検出値の格納を行う。次の周期では前の周期で電流検出区間とした区間とは逆の区間を電流検出区間とし、同じように電流を検出するとともに、検出値の格納を行う。即ち図９においては第１周期においては単調減少区間で電流検出を行い、第２周期においては単調増加区間で電流検出を行う。ここで前述の通り、三角搬送波ＴＷの単調減少区間の電流検出値と単調増加区間の電流検出値は電流リプルに起因する誤差が正負逆に現れるため、前の二周期分の電流検出値を使うことで、単調減少区間、単調増加区間の検出電流値を得ることが出来、次の相電流演算部４で平均化処理も行うことで、電流リプルに起因する検出誤差の影響を低減することが出来る。

続いて相電流演算部４で３相交流電流計算処理（Ｆ）が三角搬送波ＴＷの１周期毎に一度実行される。図９では単調減少区間で行った場合の一例を示しているが、１周期内における単調増加区間などどこで行っても構わない。ただし次の電圧指令生成部５において、相電流演算部４で計算された電流を用いる場合は、電圧指令生成処理（Ｇ）の前に行う必要がある。３相交流電流計算処理（Ｆ）は検出電流格納部３に格納した電流を用いて行うが、図９に示すように１周期前と２周期前の電流値の平均値を用いることで電流リプルに起因する誤差の影響を減らすことが出来る。具体的な電流計算方法の一例として、検出電流格納部３に格納された電流値ＩｄｃＡとＩｄｃＤの平均値を電圧指令最大相（Ｕ相）の電流値、電流値ＩｄｃＢ，ＩｄｃＣの平均値を電圧指令最小相（Ｗ相）の電流値とし、３相の電流値の合計は０という関係から残りの１相である電圧指令中間相（Ｖ相）の電流値を算出する。

最後に出力電圧精度の低下を最小限に抑えるため、電圧指令生成処理（Ｇ）も三角搬送波の１周期毎に一度実行される。図９では単調減少区間で行った場合の一例を示す。図９で示されるように三角搬送波の単調増加区間、単調減少区間で電流検出を行い、各三角搬送波周期の開始時に直近二回の電流検出値を用いて平均化の演算を行い、電流値を算出する。また電圧指令生成処理（Ｇ）は上記電流値を用いても用いなくても良い。ただし、図９は計算した電流を用いる場合の電圧指令生成処理（Ｇ）を示すが、この時は電圧指令生成処理（Ｇ）を３相交流電流計算処理（Ｆ）の後に実行する必要がある。なお出力電圧精度の低下が許される範囲で電圧指令生成処理（Ｇ）の周期を三角搬送波周期以上としてもよい。

ここで、電流計算処理（Ｆ）のタイミングと２つの電流検出タイミングにタイムラグの差異がある。例えば図９において、単調増加区間での電流検出タイミングからのタイムラグにおいては電流計算処理（Ｆ）のタイミングに応じて三角搬送波の０．５周期と１．５周期の場合があり、更に単調減少区間での電流検出タイミングからのタイムラグにおいては、電流計算のタイミングに応じて、三角搬送波周期の１周期と２周期の場合がある。この検出タイミングからのタイムラグの差異の影響をなくすため、相電流演算部４は電流計算時に各タイミングで検出した電流をそのタイミングの回転角を用いて座標変換を行い、その結果を平均化するような補正を行っている。これにより電流検出値の検出誤差を低減できるため、三角搬送波周期毎に電流計算、電圧指令生成処理が可能となる。

このように制御に用いるために上記タイミングで検出した電流を回転座標系に座標変換を行うが、その際に電流を平均化してから座標変換を行うと、座標変換に用いる回転角がタイムラグの影響を受け、回転座標上の電流値の誤差発生の要因となる。そこでこの検出タイミングからのタイムラグの差異の影響をなくすため、電流計算時に各タイミングで検出した電流をそのタイミングの回転角を用いて座標変換を行い、その結果を平均化するような補正を行っている。図１０にその一例を示す。図１０では図９で述べた単調増加区間での電流検出タイミングからのタイムラグが三角搬送波の０．５周期で、単調減少区間での電流検出タイミングからのタイムラグが２．０周期である場合の出力３相電流値と回転座標上の電流値を求める手順を示している。ここでは、始めに各タイミングで検出した二相分の電流値からそれぞれのタイミングにおける三相の電流値を演算し求める。

次にそれぞれのタイミングの三相電流を各相平均化することで、出力する三相電流値を求める。続いて、検出電流を電圧指令生成部５にフィードバックする多くの場合で、三相電流値ではなく、回転座標上の電流値を用いるが、ここで上記出力する三相電流を座標変換し、回転座標上の電流値を算出すると、座標変換に用いる回転角と実際の電流検出を行った時の回転角との間に差異が発生する。そこで、電流検出を行った各単調減少区間もしくは単調増加区間の初めの回転角θ１、θ２を検出もしくは推定し、それぞれのタイミングで検出を行った三相電流値をその区間の各回転角を用いて座標変換を行う。そのようにして求めた各タイミングの回転座標上の電流値Ｉｄ１，Ｉｑ１，Ｉｄ２，Ｉｑ２の平均値を回転座標上の電流値として用いる。図１０は三角搬送波の０．５周期と２．０周期のタイムラグを持つ場合を示したが、１．０周期と１．５周期の場合も同様の処理を行う。これにより回転座標上の電流値の検出誤差を低減できるため、三角搬送波周期毎に電流計算し、回転座標上の電流値を用いて電圧指令生成処理を行うときにも精度の高い電圧指令の生成が可能となる。

図１０においては、単調減少区間において、直流母線電流値ＩｄｃＡ、ＩｄｃＢが検出される（ブロック１５０）。そして演算されることにより３相電流値Ｉｕ１〜Ｉｗ１が算出される（ブロック１５１）。更に回転角θ１で座標変換されることにより回転座標系電流値Ｉｄ１、Ｉｑ１が得られる（ブロック１５２）。一方単調増加区間においては直流母線電流値ＩｄｃＣ、ＩｄｃＤが検出される（ブロック２００）。そして演算されることにより３相電流値Ｉｕ２〜Ｉｗ２が算出される（ブロック２０１）。更に回転角θ２で座標変換されることにより回転座標系電流値Ｉｄ２、Ｉｑ２が得られる（ブロック２０２）。最後にＩｄ１、Ｉｑ１、Ｉｄ２、Ｉｑ２を基に平均化されることにより回転座標系電流値Ｉｄ、Ｉｑを得る（ブロック３００）。

上記に示すような手順を経ることで、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの更新を電流検出可否判定に最低限必要な三角搬送波周期毎に行い、かつ電流リプルの影響の小さい電流検出を行うことが可能となる。これにより三角搬送波周期が長くなる小さな三角搬送波周波数で駆動する際にも高精度な電流検出を行い、かつ出力電圧精度の低下を最小限に抑えることが可能となる。即ち三角搬送波ＴＷの波長が大きくなり周期が大きくなっても一周期毎に検出するので精度が高くなる。上記のように動作させることにより、三角搬送波周期と電流検出周期、電圧更新周期が同じで、かつ電流検出を三角搬送波ＴＷの単調減少区間と単調増加区間において交互に検出し、また検出する２相の検出タイミングの時間差を可能な限り小さく一定に固定できるため、三角搬送波ＴＷの波長が大きく周期が大きい、いわゆる低キャリア駆動時も３相全て高精度な電流検出をしつつ、出力電圧精度の低下を最小限に抑えた回転機の駆動が可能となる。

実施の形態２．
図１１は実施の形態２による電力変換装置の動作を説明するための線図である。図１１においては、実施の形態２によるタイミング決定部で決定される電流検出タイミングＴ_Ａ〜Ｔ_Ｄの位置関係が示されている。図１１においては、上部において三角搬送波ＴＷが示されており、中間部において出力電圧ベクトルの状態が示されている。ここで出力電圧ベクトルは前記において説明したように直流母線１０２から二相分の電流を検出することができる非零電圧ベクトル区間Ｈ１〜Ｈ１６と、電流を検出することができない零電圧ベクトル区間Ｊ１〜Ｊ７からなる。更に図１１において下部には１相の電流波形の概略Ｚが示されている。

制御部６におけるタイミング決定部において決定される検出タイミングＴ_Ａから次の三角搬送波周期開始時点Ｓ１までの時間Ｔ２０と、前記三角搬送波周期開始時点Ｓ１からタイミングＴ_Ｄまでの時間Ｔ２１が異なるように決定される（Ｔ２０≠Ｔ２１）。前記に伴い検出タイミングＴ_Ａの所定時間T２後に決定される検出タイミングＴ_Ｂと次の三角搬送波周期開始時点Ｓ１までの時間T２２と、前記三角搬送波周期開始時点Ｓ１から検出タイミングＴ_Ｄの所定時間T２前に決定される検出タイミングＴ_Ｃまでの時間T２３も異なる（Ｔ２２≠Ｔ２３）。また同様に検出タイミングＴ_Ｃ、Ｔ_Ｄと次の三角搬送波周期開始時点Ｓ２までの時間と、三角搬送波周期開始時点Ｓ２から検出タイミングＴ_Ｂ、Ｔ_Ａまでの時間も異なるように決定される（Ｔ２４≠Ｔ２５）。

上記に示すような手順を経ることで、実施の形態１で得られる効果に加え、三角搬送波周期毎に検出位置が異なると共に、更に電流検出区間の位置も異なるようになる。例えば三角搬送波周期開始時点Ｓ１を基準にすると、非零電圧ベクトル区間Ｈ１の位置と非零電圧ベクトル区間Ｈ８の位置が異なることとなり、即ち電流検出区間の相対的位置が異なることとなる。これにより検出電流値が異なり、相電流演算部４で算出される電流値も異なり、電圧指令生成部５から生成される電圧指令が異なり、ゲートスイッチングタイミングＳｕｐ〜Ｓｗｎも異なってくるので、最終的に電流リプルの形が三角搬送波周期毎に変形することとなる。その一例が図１１の１相の電流波形Ｚとして示されている。図１１に示されるように、三角搬送波周期の前半２周期と後半２周期で異なる電流波形となり、三角搬送波周期に由来する電流リプルの周波数成分が分散される。その結果騒音の原因となる周波数が分散し、耳障りな騒音が抑制される。

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、様々な電動機やシステムに広く対応する電力変換システムに有用であり、特に小さな三角搬送波周波数で駆動を行う電力変換システムに適している。そして本発明にかかる電力変換装置を用いた回転電機駆動装置により回転電機を駆動することができる。
尚本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

Claims

三相電圧指令を三角搬送波と比較してＰＷＭパルスに変換するＰＷＭ変換部と、
上記ＰＷＭパルスに基づきスイッチング素子を駆動し直流電圧を三相交流電圧に変換する電力変換部主回路と、
上記電力変換部主回路の直流母線に流れる電流を検出する直流母線電流検出部と、
上記三角搬送波の１周期に少なくとも一回上記直流母線電流検出部より二相分の電流を検出する二回の検出タイミングを上記スイッチング素子のスイッチングタイミングに基づいて設定するタイミング決定部と、
上記タイミング決定部によって決められたタイミングで検出された上記二相分の上記直流母線の電流値に基づいて上記三角搬送波の１周期に一回三相交流電流値を計算する相電流演算部と、
上記三角搬送波の１周期に一回上記三相交流電流値に基づき上記三相電圧指令を更新する電圧指令生成部を備え、
上記三角搬送波を単調増加区間および単調減少区間の二つの区間に分けた場合、上記直流母線電流検出部は連続する２つの三角搬送波周期の内第１周期においては上記単調増加区間又は上記単調減少区間の内の一方の区間で上記直流母線の電流値を検出し、かつ上記連続する２つの三角搬送波周期の内第２周期においては上記単調増加区間又は上記単調減少区間の内上記第１周期で検出されなかった区間で上記直流母線の電流値を検出し、
上記相電流演算部は直前の上記連続する２つの三角搬送波周期における上記単調増加区間及び上記単調減少区間において上記直流母線電流検出部でそれぞれ検出された二相の上記直流母線の電流値に基づいて、上記三相交流電流値を計算する電力変換装置。
上記直流母線電流検出部は上記三角搬送波周期の上記単調増加区間と上記単調減少区間の各区間において上記二相分の電流を検出し、上記相電流演算部は上記二相分の電流における各相の電流の平均を求める請求項１に記載の電力変換装置。
上記三角搬送波周期の上記単調増加区間と上記単調減少区間のうち、電流検出を行う側の区間の上記三相電圧指令に補正量を加え、上記検出タイミングを確保し、電流検出を行わない側の区間の上記三相電圧指令から上記補正量を引き、
あるいは電流検出を行う側の区間の上記三相電圧指令から補正量を引き、電流検出を行わない側の区間の上記三相電圧指令に上記補正量を加える電流検出区間生成部を備える請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
上記タイミング決定部は、上記三相電圧指令の大きさが二番目である電圧中間相に関わる上記スイッチング素子のスイッチングタイミングＴＳに基づいて一相目の検出タイミングを上記スイッチングタイミングＴＳから予め定められた時間Ｔ１前に設定するとともに、二相目の検出タイミングを上記一相目の検出タイミングから予め定められた時間Ｔ２後に決定し、
上記時間Ｔ１は電流検出に必要な時間よりも長く設定されるとともに、
上記時間Ｔ２は上記電力変換部主回路の直列接続された上記スイッチング素子対が同時に導通することを避けるために設けたデッドタイム区間と、上記スイッチング素子がスイッチングした際に生じる直流電流の高周波振動が減衰し、振幅振動が所定値以下になるまでの区間との和よりも大きな値とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記単調増加区間における上記二相分の電流検出タイミングから次の三角搬送波周期開始時点までの時間と上記三角搬送波周期開始時点から上記単調減少区間における上記二相分の電流検出タイミングまでの時間が異なり、
更には上記単調減少区間における上記二相分の電流検出タイミングから次の三角搬送波周期開始時点までの時間と上記三角搬送波周期開始時点から上記単調増加区間における上記二相分の電流検出タイミングまでの時間が異なる請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記相電流演算部による電流計算のタイミングと、上記単調増加区間及び上記単調減少区間における上記直流母線電流検出部による電流検出タイミングとの間のタイムラグに差異が生じる場合、上記相電流演算部による電流計算時に各タイミングで検出した電流をそのタイミングの回転角を用いて座標変換を行い、各タイミングの回転座標上の電流値の平均値を求める請求項２から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記タイムラグは上記単調増加区間において電流検出を行った場合は上記三角搬送波の０．５周期と１．５周期であり、上記単調減少区間において電流検出を行った場合は上記三角搬送波の１周期と２周期である請求項６に記載の電力変換装置。
請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置を用いて回転電機を駆動する回転電機駆動装置。