JP6647448B2 - インバーター制御装置およびインバーター制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、同期電動機を駆動させるパルス幅変調方式のインバーター制御装置およびインバーター制御方法に関する。

パルス幅変調（Pulse Width Modulation：以下ＰＷＭと称する）方式のインバーター制御装置における三相インバーターの直流電流を検出する回路においては、電流検出の際に二相分の相電流を検出する必要がある。そして、相電流を電流検出するためには、各相において電流検出が可能となるために必要な最小の出力時間以上の出力時間が必要である。

しかし、軽負荷の状態または低回転数の領域などにおいては、各相の出力時間が電流検出可能な最小の出力時間より小さくなる場合が発生する。この場合、出力時間が電流検出可能な最小の出力時間より小さくなる相の電流は検出できない。これにより、一相分しか電流検出ができない状態または電流検出が一相もできない状態になり、ＰＷＭ方式のインバーター制御ができない。

特許文献１に示される従来のインバーター制御装置においては、出力時間が電流検出可能な最小の出力時間より小さくなった場合、「Ｖｓ’Ｖｓ’’演算手段」によって出力時間の補正を行い、二相分の電流を検出できるように制御している。

特開２０１１−２３４４２８号公報

しかしながら、特許文献１における出力時間の補正制御の種類は、ｃａｓｅ０〜ｃａｓｅ１０の計１１ケースあり、ケースによっては出力電圧の位相が大きく振られる場合があり、制御が不安定になる場合がある。

さらに、あるモーター回転数とあるキャリア周波数の組み合わせなど、パルス幅変調周期の半分すなわち１／２ＰＷＭ周期において一相しか電流検出できない状態が存在するモーター回転数とキャリア周波数との組み合わせとなる場合においては、電気角１周期における電流検出時に一相分しか電流検出できない状態となる割合が大きくなる。このような場合においては、一相分しか電流検出できない状態のすべてに出力時間の補正を行うため、制御が不安定になる場合があり、制御不安定によるモーター電流の脈動が発生する。その結果、効率悪化、脈動音が大きくなること、過電流保護によるユニット停止といった問題が起こる可能性があり、省エネルギーおよび快適性の実現が困難になるという課題がある。

したがって、上記のようなモーター回転数とキャリア周波数との組み合わせにおいても、変調率によらず、安定したインバーター制御を可能とすることが望まれていた。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、モーター回転数とキャリア周波数との組み合わせによらず安定したインバーター制御を可能にするインバーター制御装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、モーターを駆動するインバーターをキャリア信号および各相のタイマー値に基づいて制御するインバーター制御装置において、直流電力をインバーターに供給する直流母線から検出された直流電流から各相の交流電流を算出する相電流算出手段と、各相の交流電流からモーター回転数を算出するモーター回転数算出手段と、各相の交流電流から、モーターの固定子上に想定した回転座標系であるγ軸およびδ軸の電圧指令値と、回転座標系における位相とを算出するγ−δ軸電圧演算手段と、電圧指令値および位相から、出力電圧ベクトルＶｓのセクターと出力電圧ベクトルＶｓに隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルのパルス幅変調周期の半分当たりの出力時間ＴｉおよびＴｋを算出するＶｓ演算手段と、出力電圧ベクトルＶｓ’およびＶｓ”の平均ベクトルが出力電圧ベクトルＶｓに等しく、かつ出力電圧ベクトルＶｓ’に隣接する２つの基本電圧ベクトルのパルス幅変調周期の半分当たりの出力時間の各々が必要出力時間以上となるように出力電圧ベクトルＶｓ’およびＶｓ”を算出するＶｓ’およびＶｓ”演算手段と、を備える。本発明は、キャリア信号の周波数と、モーター回転数と、出力時間ＴｉおよびＴｋと、に基づいて、出力時間補正制御の実行の有無を判定する出力時間補正制御実行判定手段と、出力時間補正制御実行判定手段が出力時間補正制御を実行すると判定した場合は、パルス幅変調周期の前半は出力電圧ベクトルＶｓ’となり、パルス幅変調周期の後半は出力電圧ベクトルＶｓ”となるように各相のタイマー値を求め、出力時間補正制御実行判定手段が出力時間補正制御を実行しないと判定した場合は、パルス幅変調周期の前半および後半で共に出力電圧ベクトルＶｓとなるように各相のタイマー値を求めるタイマー値演算手段とをさらに備えることを特徴とする。

本発明にかかるインバーター制御装置は、モーター回転数とキャリア周波数との組み合わせによらず安定したインバーター制御が可能になるという効果を奏する。

本発明の実施の形態１にかかるインバーター制御装置の構成を示す図 実施の形態１にかかるインバーターおよびモーターの構成を示す図 実施の形態１にかかる基本電圧ベクトルとセクターの関係を説明する図 実施の形態１にかかる出力時間補正制御実行判定手段の動作を説明するフローチャート 実施の形態１にかかるモーター電流とキャリア信号との関係を示す図 図５の場合における出力電圧ベクトルのベクトル図 実施の形態１にかかるインバーター制御装置が予め定めた条件を満たす場合であっても出力時間補正制御を実行したときのＵ相のモーター電流波形を示す図 実施の形態１にかかるインバーター制御装置が予め定めた条件を満たす場合に出力時間補正制御を実行しなかったときのＵ相のモーター電流波形を示す図 実施の形態１にかかるマイクロコンピュータの構成を示すブロック図

以下に、本発明の実施の形態にかかるインバーター制御装置およびインバーター制御方法を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかるインバーター制御装置１００の構成を示す図である。インバーター制御装置１００は、同期電動機であるモーター２を駆動するインバーター１を制御する。モーター２は三相モーターである。インバーター制御装置１００は、相電流算出手段４と、モーター回転数算出手段５と、γ−δ軸電圧演算手段６と、Ｖｓ演算手段７と、キャリア周波数設定手段８と、出力時間補正制御実行判定手段９と、Ｖｓ’およびＶｓ”演算手段１０と、タイマー値演算手段１１と、駆動信号生成手段１２と、を備える。そして、電源１４からの直流電力をインバーター１に供給する直流母線１３には電流検出手段３が設けられている。電流検出手段３は、モーター２に流れる複数相の各相分の直流電流を検出する。

図２は、実施の形態１にかかるインバーター１およびモーター２の構成を示す図である。インバーター１は、三相インバーターである。インバーター１は、Ｕ相に対応するスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４と、Ｖ相に対応するスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ５と、Ｗ相に対応するスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ６と、を備える。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３が上アーム側のスイッチング素子であり、スイッチング素子ＳＷ４〜ＳＷ６が下アーム側のスイッチング素子である。スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ４は端子１０１を介して接続され、スイッチング素子ＳＷ２およびＳＷ５は端子１０２を介して接続され、スイッチング素子ＳＷ３およびＳＷ６は端子１０３を介して接続される。モーター２のＵ相に対応するコイルに接続された端子は、インバーター１の端子１０１に接続され、モーター２のＶ相に対応するコイルに接続された端子は、インバーター１の端子１０２に接続され、モーター２のＷ相に対応するコイルに接続された端子は、インバーター１の端子１０３に接続される。

相電流算出手段４は、電流検出手段３が検出した直流電流Ｉｄｃから各相の交流電流である三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを算出する。

モーター回転数算出手段５は、相電流算出手段４が求めた三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗからｄ−ｑ変換してｑ軸電流を算出し、算出したｑ軸電流の交流成分からモーター回転数ｆを算出する。

γ−δ軸電圧演算手段６は、相電流算出手段４が求めた三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗからγ−δ軸の電圧指令値であるγ軸電圧指令Ｖγおよびδ軸電圧指令Ｖδと位相θとを算出する。γ−δ軸は、モーター２の固定子上に想定した回転座標系である。ここで、位相θはモーター２の固定子のＵ相からγ軸までの上記回転座標系における角度である。モーター２の固定子のＵ相は、後述する基本電圧ベクトルＶ１に相当する。

Ｖｓ演算手段７は、γ−δ軸電圧演算手段６が算出したγ軸電圧指令Ｖγ，δ軸電圧指令Ｖδおよび位相θに基づいて、出力電圧ベクトルＶｓのセクターＳＣＴ_Ｖｓと、出力電圧ベクトルＶｓに隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間ＴｉおよびＴｋを算出する。１／２ＰＷＭ周期当たりとは、パルス幅変調周期の半分である１／２ＰＷＭ周期を単位とした値という意味である。ＳＣＴ_Ｖｓ、出力時間ＴｉおよびＴｋについては、図３を用いて以下に説明する。

図３は、実施の形態１にかかる基本電圧ベクトルとセクターの関係を説明する図である。図３において、大きさが非零である基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６によりセクター０〜セクター５が区分される。したがって、Ｖｓ演算手段７において、ＳＣＴ_Ｖｓ＝０は、出力電圧ベクトルＶｓのセクターがセクター０にあることを示し、ＳＣＴ_Ｖｓ＝１は、出力電圧ベクトルＶｓのセクターがセクター１にあることを示すといったように、ＳＣＴ_Ｖｓの値は決定される。

図３において、基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、インバーター１のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のスイッチング状態に対応している。基本電圧ベクトルＶ１を示す（１，０，０）は、インバーター１のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ５，ＳＷ６がＯＮ状態で、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４がＯＦＦ状態であることを示している。すなわちＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の、上アーム側のスイッチング素子がＯＮ状態で下アーム側のスイッチング素子がＯＦＦ状態のときを“１”、上アーム側のスイッチング素子がＯＦＦ状態で下アーム側のスイッチング素子がＯＮ状態のときを“０”と順に表記してある。したがって、基本電圧ベクトルＶ２を示す（１，１，０）は、インバーター１のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ６がＯＮ状態で、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５がＯＦＦ状態であることを示している。

したがって、図３において、出力電圧ベクトルＶｓはセクター０にあり、出力電圧ベクトルＶｓを隣接する基本電圧ベクトルであるＶ１およびＶ２にそれぞれ投影した１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間がＴｉおよびＴｋとなる。したがって、図３の状況のときには、Ｖｓ演算手段７は、ＳＣＴ_Ｖｓ＝０と、隣接する基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間Ｔｉ、Ｔｋを算出して出力する。出力電圧ベクトルＶｓが存在するセクターが変化しても同様である。

キャリア周波数設定手段８は、キャリア信号の予め設定された周波数であるキャリア周波数ｆｃを出力時間補正制御実行判定手段９および駆動信号生成手段１２に出力する。

出力時間補正制御実行判定手段９は、モーター回転数算出手段５が算出したモーター回転数ｆと、Ｖｓ演算手段７で算出されたＴｉおよびＴｋと、予め設定されたキャリア周波数ｆｃと、から出力時間補正制御の実行の有無を判定する。

Ｖｓ’およびＶｓ”演算手段１０は、Ｖｓ演算手段７で算出されたＴｉおよびＴｋのいずれかが直流電流を電流検出手段３が検出するのに必要な最小の出力時間である必要出力時間ＴＭＩＮより小さい場合に、１ＰＷＭ周期中に直流母線電流から２相分の相電流情報を検出することができるように出力時間補正制御を実行する。Ｖｓ’およびＶｓ”演算手段１０は、出力時間補正制御実行判定手段９を経由してＶｓ演算手段７から与えられたセクターＳＣＴ_Ｖｓ、出力時間ＴｉおよびＴｋに基づいて出力時間補正制御を実行する。

すなわち、Ｖｓ’およびＶｓ”演算手段１０は、出力電圧ベクトルＶｓ’およびＶｓ”の平均ベクトルが出力電圧ベクトルＶｓに等しく、かつ出力電圧ベクトルＶｓ’に隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間の各々が予め定められている必要出力時間ＴＭＩＮ以上となるように出力電圧ベクトルＶｓ’およびＶｓ”を演算する。出力電圧ベクトルＶｓ’はＰＷＭ周期の前半に適用され、出力電圧ベクトルＶｓ”はＰＷＭ周期の後半に適用される。具体的には、Ｖｓ’およびＶｓ”演算手段１０は、以上の条件を満たすような出力電圧ベクトルＶｓ’のセクターＳＣＴ_Ｖｓ’と、出力電圧ベクトルＶｓ’に隣接する基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間Ｔｉ’およびＴｋ’と、出力電圧ベクトルＶｓ”のセクターＳＣＴ_Ｖｓ”と、出力電圧ベクトルＶｓ”に隣接する基本電圧ベクトルの１／２ＰＷＭ周期当たりの出力時間Ｔｉ”およびＴｋ”を算出する。Ｖｓ’およびＶｓ”演算手段１０の詳細な演算方法の具体例は、特許文献１に記載の手法といった公知の手法を用いてかまわない。

タイマー値演算手段１１は、出力時間補正制御が実行される場合は、Ｖｓ’およびＶｓ”演算手段１０が算出したセクターＳＣＴ_Ｖｓ’と、出力時間Ｔｉ’およびＴｋ’と、セクターＳＣＴ_Ｖｓ”と、出力時間Ｔｉ”およびＴｋ”と、を満たすように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のタイマー値Ｕ＿ＴＩＭ、Ｖ＿ＴＩＭ、Ｗ＿ＴＩＭを算出する。具体的には、ＰＷＭ周期の前半は出力電圧ベクトルＶｓ’となり、ＰＷＭ周期の後半は出力電圧ベクトルＶｓ”となるように、セクターＳＣＴ_Ｖｓ’と、出力時間Ｔｉ’およびＴｋ’と、セクターＳＣＴ_Ｖｓ”と、出力時間Ｔｉ”およびＴｋ”と、に基づいて、各相のタイマー値Ｕ＿ＴＩＭ、Ｖ＿ＴＩＭ、Ｗ＿ＴＩＭをタイマー値演算手段１１が算出する。

また、出力時間補正制御が実行されない場合は、タイマー値演算手段１１は、出力時間補正制御実行判定手段９を経由してＶｓ演算手段７から与えられたセクターＳＣＴ_Ｖｓ、出力時間ＴｉおよびＴｋを満たすように、各相のタイマー値Ｕ＿ＴＩＭ、Ｖ＿ＴＩＭ、Ｗ＿ＴＩＭを算出する。具体的には、ＰＷＭ周期の前半および後半で共に出力電圧ベクトルＶｓとなるように、セクターＳＣＴ_Ｖｓ、出力時間ＴｉおよびＴｋに基づいて、各相のタイマー値Ｕ＿ＴＩＭ、Ｖ＿ＴＩＭ、Ｗ＿ＴＩＭをタイマー値演算手段１１が算出する。

出力時間補正制御の実行の有無にかかわらず、タイマー値演算手段１１による各相のタイマー値Ｕ＿ＴＩＭ、Ｖ＿ＴＩＭ、Ｗ＿ＴＩＭの算出の具体的な方法は、特許文献１に記載の手法といった公知の手法を用いてかまわない。

駆動信号生成手段１２は、キャリア周波数ｆｃのキャリア信号とタイマー値演算手段１１が算出した各相のタイマー値Ｕ＿ＴＩＭ、Ｖ＿ＴＩＭ、Ｗ＿ＴＩＭとを比較することにより、ＰＷＭ駆動信号を生成してインバーター１に出力する。各相のタイマー値Ｕ＿ＴＩＭ、Ｖ＿ＴＩＭ、Ｗ＿ＴＩＭを用いたＰＷＭ駆動信号の生成手法の具体例は、特許文献１に記載の手法といった公知の手法を用いてかまわない。

図４は、実施の形態１にかかる出力時間補正制御実行判定手段９の動作を説明するフローチャートである。

まず、Ｖｓ演算手段７が算出した出力時間ＴｉおよびＴｋと、直流電流を検出するのが可能となるために必要となる最小の出力時間である必要出力時間ＴＭＩＮおよびＴＭＩＮの半分の時間であるＴＭＩＮ／２との大小関係に基づいて、出力時間補正制御実行判定手段９は、以下のようにｃａｓｅ０〜ｃａｓｅ１０の１１通りの場合に場合分けを実行する（ステップＳ１）。

ｃａｓｅ０： Ｔｉ≧ＴＭＩＮ、Ｔｋ≧ＴＭＩＮ
ｃａｓｅ１： Ｔｉ≧ＴＭＩＮ、ＴＭＩＮ／２≦Ｔｋ＜ＴＭＩＮ
ｃａｓｅ２： Ｔｉ≧ＴＭＩＮ、Ｔｋ＜ＴＭＩＮ／２
ｃａｓｅ３： ＴＭＩＮ／２≦Ｔｉ＜ＴＭＩＮ、Ｔｋ≧ＴＭＩＮ
ｃａｓｅ４： ＴＭＩＮ／２≦Ｔｉ＜ＴＭＩＮ、ＴＭＩＮ／２≦Ｔｋ＜ＴＭＩＮ
ｃａｓｅ５： ＴＭＩＮ／２≦Ｔｉ＜ＴＭＩＮ、Ｔｋ＜ＴＭＩＮ／２
且つ（Ｔｉ＋Ｔｋ≧ＴＭＩＮ）
ｃａｓｅ６： ＴＭＩＮ／２≦Ｔｉ＜ＴＭＩＮ、Ｔｋ＜ＴＭＩＮ／２
且つ（Ｔｉ＋Ｔｋ＜ＴＭＩＮ）
ｃａｓｅ７： Ｔｉ＜ＴＭＩＮ／２、Ｔｋ≧ＴＭＩＮ
ｃａｓｅ８： Ｔｉ＜ＴＭＩＮ／２、ＴＭＩＮ／２≦Ｔｋ＜ＴＭＩＮ
且つ（Ｔｉ＋Ｔｋ≧ＴＭＩＮ）
ｃａｓｅ９： Ｔｉ＜ＴＭＩＮ／２、ＴＭＩＮ／２≦Ｔｋ＜ＴＭＩＮ
且つ（Ｔｉ＋Ｔｋ＜ＴＭＩＮ）
ｃａｓｅ１０： Ｔｉ＜ＴＭＩＮ／２、Ｔｋ＜ＴＭＩＮ／２

次に、出力時間補正制御実行判定手段９は、出力時間ＴｉおよびＴｋがｃａｓｅ０に該当するか否かを判定する（ステップＳ２）。出力時間ＴｉおよびＴｋがｃａｓｅ０に該当する場合（ステップＳ２：Ｙｅｓ）、出力時間補正制御実行判定手段９は、二相分の電流検出が可能であると判断し、インバーター制御装置１００は出力時間補正制御を実行しない（ステップＳ５）。すなわち、タイマー値演算手段１１は、Ｖｓ演算手段７が算出したセクターＳＣＴ_Ｖｓ、出力時間ＴｉおよびＴｋを満たすように、各相のタイマー値Ｕ＿ＴＩＭ、Ｖ＿ＴＩＭ、Ｗ＿ＴＩＭをタイマー値演算手段１１が算出する。出力時間ＴｉおよびＴｋがｃａｓｅ０に該当しない場合（ステップＳ２：Ｎｏ）、出力時間補正制御実行判定手段９は、ステップＳ３に進む。

ｃａｓｅ１〜ｃａｓｅ１０の中でｃａｓｅ１、ｃａｓｅ２、ｃａｓｅ３およびｃａｓｅ７の場合は、１／２ＰＷＭ周期において変調率によらず一相しか電流検出することができない状態になっている。ステップＳ３では、ｃａｓｅ１、ｃａｓｅ２、ｃａｓｅ３およびｃａｓｅ７が存在する条件を満たすキャリア周波数ｆｃとモーター回転数ｆとの組み合わせであるか否かを出力時間補正制御実行判定手段９が判定する。

１／２ＰＷＭ周期において、変調率によらず一相しか電流検出することができないｃａｓｅ１、ｃａｓｅ２、ｃａｓｅ３およびｃａｓｅ７といった状態が存在するキャリア周波数ｆｃとモーター回転数ｆとの組み合わせの具体的な例を以下に説明する。

具体的な例としては、インバーター１が図２に示したように三相インバーターの場合でモーター２の極数が６の場合、キャリア周波数ｆｃ＝４．５ｋＨｚとモーター回転数ｆ＝１２５ｒｐｓとの組み合わせが挙げられる。

図５は、実施の形態１にかかるモーター電流とキャリア信号との関係を示す図である。図５は、三相インバーターに接続されたモーター２の極数が６の場合でキャリア周波数ｆｃ＝４．５ｋＨｚで、モーター回転数ｆ＝１２５ｒｐｓである時のモーター電流とキャリア信号との関係を示している。図６は、図５の場合における出力電圧ベクトルのベクトル図である。図６には、電気角（３６０÷インバーター相数÷２）ｄｅｇ＝（３６０÷３÷２）ｄｅｇ＝６０ｄｅｇ毎の位相方向が示されている。

電気角１周期辺りに含まれるキャリア周期の数は、ｆｃ÷（ｆ×極対数）で求まる。キャリア周期は、キャリア信号の周期である。モーター２の極数が６の場合は、極対数＝３となる。したがって、ｆｃ÷（ｆ×極対数）＝４５００÷（１２５×３）＝１２となり、この例の場合は、図５に示すように、電気角１周期辺りに１２回分のキャリア周期が含まれる。そして、３６０ｄｅｇ÷１２回＝３０ｄｅｇであるので、図６に示されるように出力電圧ベクトルは、電気角３０ｄｅｇ周期の位相方向に出力される。そのため、１２回のキャリア周期の内６回が電気角６０ｄｅｇ周期の位相方向に電圧を出力する。三相インバーターの場合においては、電気角６０ｄｅｇ周期の位相方向に電圧を出力させる場合、１／２ＰＷＭ周期において、一相分しか電圧を出力させない状態となるため、電流検出手段３が電流検出をする際には、一相分の電流しか検出することができない。

１／２ＰＷＭ周期において変調率によらず一相しか電流検出することができない状態が存在する条件を満たすキャリア周波数ｆｃとモーター回転数ｆとの組み合わせの例として、三相インバーターの場合で上記組み合わせを挙げた。しかし、条件を満たすキャリア周波数ｆｃとモーター回転数ｆとの組み合わせは、キャリア周期が電気角である６０ｄｅｇの公約数に同期するような組み合わせであれば良い。

したがって、インバーター１が三相インバーターの場合は、上記以外の組合せである、キャリア周波数ｆｃ＝９.０ｋＨｚとモーター回転数ｆ＝１２５ｒｐｓとの組み合わせでもよいし、キャリア周波数ｆｃ＝１３．５ｋＨｚとモーター回転数ｆ＝１５０ｒｐｓとの組み合わせでもかまわない。

また、インバーター１の相数が３と異なってもかまわない。電気角（３６０÷インバーターの相数÷２）ｄｅｇの公約数にキャリア周期が同期するようなモーター回転数ｆとキャリア周波数ｆｃとの組み合わせであれば、一相しか電流検出することができないｃａｓｅ１、ｃａｓｅ２、ｃａｓｅ３およびｃａｓｅ７のいずれかの状態になり得る。したがって、ステップＳ３では、電気角（３６０÷インバーターの相数÷２）ｄｅｇの公約数にキャリア周期が同期するような条件を満たすモーター回転数ｆとキャリア周波数ｆｃとの組み合わせであるか否かを判定すればよい。

条件を満たすキャリア周波数ｆｃとモーター回転数ｆとの組み合わせではないと出力時間補正制御実行判定手段９が判定した場合（ステップＳ３：Ｎｏ）、インバーター制御装置１００は出力時間補正制御を実行する（ステップＳ６）。すなわち、タイマー値演算手段１１は、Ｖｓ’およびＶｓ”演算手段１０が算出したセクターＳＣＴ_Ｖｓ’と、出力時間Ｔｉ’およびＴｋ’と、セクターＳＣＴ_Ｖｓ”と、出力時間Ｔｉ”およびＴｋ”と、を満たすように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のタイマー値Ｕ＿ＴＩＭ、Ｖ＿ＴＩＭ、Ｗ＿ＴＩＭをタイマー値演算手段１１が算出する。

条件を満たすキャリア周波数ｆｃとモーター回転数ｆとの組み合わせであると出力時間補正制御実行判定手段９が判定した場合（ステップＳ３：Ｙｅｓ）、処理はステップＳ４に移行する。

ステップＳ４では、Ｖｓ演算手段７が算出した出力時間ＴｉおよびＴｋが予め定めた条件を満たすか否かを出力時間補正制御実行判定手段９が判定する。予め定めた条件は、１／２ＰＷＭ周期において一相しか電流検出することができない状態であるｃａｓｅ１、ｃａｓｅ２、ｃａｓｅ３およびｃａｓｅ７としてもよいが、出力時間補正制御を実行すると出力電圧の位相が大きく振られてしまって弊害が大きい場合に限定してもよい。具体的には、ステップＳ４における出力時間ＴｉおよびＴｋに対して予め定めた条件を出力時間補正制御を実行すると出力電圧の位相が大きく振られてしまうｃａｓｅ２およびｃａｓｅ７に限定してもよい。このように、ｃａｓｅ１、ｃａｓｅ２、ｃａｓｅ３およびｃａｓｅ７から複数の状態を選択して出力時間ＴｉおよびＴｋに対する予め定めた条件としてよい。

そして、出力時間ＴｉおよびＴｋが予め定めた条件を満たすと、出力時間補正制御実行判定手段９が判定した場合（ステップＳ４：Ｙｅｓ）、インバーター制御装置１００は出力時間補正制御を実行しない（ステップＳ５）。また、出力時間ＴｉおよびＴｋが予め定めた条件を満たさないと、出力時間補正制御実行判定手段９が判定した場合（ステップＳ４：Ｎｏ）、インバーター制御装置１００は出力時間補正制御を実行する（ステップＳ６）。

図７は、実施の形態１にかかるインバーター制御装置１００が予め定めた条件を満たす場合であっても出力時間補正制御を実行したときのＵ相のモーター電流波形を示す図である。図８は、実施の形態１にかかるインバーター制御装置１００が予め定めた条件を満たす場合に出力時間補正制御を実行しなかったときのＵ相のモーター電流波形を示す図である。図７および図８において、横軸は時間で、縦軸はモーター電流である。図７は、インバーター１が三相インバーターで、モーター２の極数が６で、キャリア周波数ｆｃ＝４．５ｋＨｚおよびモーター回転数ｆ＝１２５ｒｐである場合に、インバーター制御装置１００がｃａｓｅ２またはｃａｓｅ７の場合に出力時間補正制御を実行した場合のＵ相のモーター電流波形を示している。すなわち、図７は、図４のステップＳ４において、出力時間ＴｉおよびＴｋが予め定めた条件を満たすと判定された場合（ステップＳ４：Ｙｅｓ）に、図４とは異なり、インバーター制御装置１００が出力時間補正制御を実行した場合の様子を示している。これに対して、図８は、図７と同じ条件でｃａｓｅ２またはｃａｓｅ７の場合（ステップＳ４：Ｙｅｓ）に、図４のフローチャートに従って、インバーター制御装置１００が出力時間補正制御を実行しなかった場合（ステップＳ５）のＵ相のモーター電流波形を示している。

図７では、電流の脈動が見られ、電流脈動による効率の悪化、脈動音、過電流保護によるユニット停止といった問題を引き起こす可能性がある。これに対して、図８では、ｃａｓｅ２またはｃａｓｅ７の場合において、インバーター制御装置１００が出力時間補正制御を実行しないことにより、電流の脈動が改善されている。

インバーター１が三相インバーターで、モーター２の極数が６で、キャリア周波数ｆｃ＝４．５ｋＨｚおよびモーター回転数ｆ＝１２５ｒｐである場合は、電気角１周期辺りに電流検出する合計回数の１２回の内、６回が一相分しか電流を検出できない状態である。その場合の全てにおいて、出力時間に対して補正制御を実行してしまうと、電圧の位相の振れが大きくなって、制御不安定になる可能性がある。

以上説明したように、実施の形態１にかかるインバーター制御装置１００は、１／２ＰＷＭ周期において変調率によらず一相しか電流検出することができない状態が存在する条件を満たすキャリア周波数ｆｃとモーター回転数ｆとの組み合わせとなる場合は、出力時間の補正を行わないことで制御不安定を抑制することができる。さらに、実施の形態１にかかるインバーター制御装置１００は、上記条件を満たすキャリア周波数ｆｃとモーター回転数ｆとの組み合わせとなる場合であって、出力時間ＴｉおよびＴｋがさらに予め定めた条件を満たす場合に、出力時間の補正を行わないようにしてもよい。これにより、キャリア周波数ｆｃとモーター回転数ｆとの組み合わせによらず、出力電圧の位相の振れによる制御不安定を抑制して安定したインバーター制御が可能となる。したがって、制御不安定によるモーター電流の脈動によって引き起こされる可能性がある効率の悪化、脈動音、過電流保護によるユニット停止といった問題を防ぐことが可能となる。

実施の形態１にかかるインバーター制御装置１００を搭載する装置の例は、空気調和機または冷蔵庫である。これらに搭載される圧縮機モーターまたはファンモーターを駆動させるインバーター制御基板をインバーター制御装置１００が制御することができる。

空気調和機または冷蔵庫にインバーター制御装置１００を搭載させることにより、運転範囲の拡大、動作品質の向上、電流脈動による圧縮機モーターまたはファンモーターの音または振動の防止が可能となり、高能力で品質の高い空気調和機または冷蔵庫を実現することができる。

インバーター制御装置１００は、具体的にはマイクロコンピュータなどにより実現される。図９は、実施の形態１にかかるマイクロコンピュータ２００の構成を示すブロック図である。インバーター制御装置１００の各手段の機能は、図９に示すような構成のマイクロコンピュータ２００で実現される。マイクロコンピュータ２００は、演算および制御を実行するＣＰＵ（Central Processing Unit）２０１と、ＣＰＵ２０１がワークエリアに用いるＲＡＭ（Random Access Memory）２０２と、プログラムおよびデータを記憶するＲＯＭ（Read Only Memory）２０３と、外部と信号をやりとりするハードウェアであるＩ／Ｏ（Input／Output）２０４と、クロックを生成する発振子を含む周辺装置２０５と、を備える。インバーター制御装置１００が行う上記で説明したインバーター制御方法は、ＲＯＭ２０３に記憶されるプログラムをＣＰＵ２０１が実行することにより実現される。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ インバーター、２ モーター、３ 電流検出手段、４ 相電流算出手段、５ モーター回転数算出手段、６ γ−δ軸電圧演算手段、７ Ｖｓ演算手段、８ キャリア周波数設定手段、９ 出力時間補正制御実行判定手段、１０ Ｖｓ’およびＶｓ”演算手段、１１ タイマー値演算手段、１２ 駆動信号生成手段、１３ 直流母線、１４ 電源、１００ インバーター制御装置、１０１，１０２，１０３ 端子、２００ マイクロコンピュータ、２０１ ＣＰＵ、２０２ ＲＡＭ、２０３ ＲＯＭ、２０４ Ｉ／Ｏ、２０５ 周辺装置。

Claims (4)

1. モーターを駆動するインバーターをキャリア信号および各相のタイマー値に基づいて制御するインバーター制御装置において、
   直流電力を前記インバーターに供給する直流母線から検出された直流電流から前記各相の交流電流を算出する相電流算出手段と、
   前記各相の交流電流からモーター回転数を算出するモーター回転数算出手段と、
   前記各相の交流電流から、前記モーターの固定子上に想定した回転座標系であるγ軸およびδ軸の電圧指令値と、前記回転座標系における位相とを算出するγ−δ軸電圧演算手段と、
   前記電圧指令値および前記位相から、出力電圧ベクトルＶｓのセクターと前記出力電圧ベクトルＶｓに隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルのパルス幅変調周期の半分当たりの出力時間ＴｉおよびＴｋを算出するＶｓ演算手段と、
   出力電圧ベクトルＶｓ’およびＶｓ”の平均ベクトルが出力電圧ベクトルＶｓに等しく、かつ出力電圧ベクトルＶｓ’に隣接する２つの前記基本電圧ベクトルのパルス幅変調周期の半分当たりの出力時間の各々が必要出力時間以上となるように出力電圧ベクトルＶｓ’およびＶｓ”を算出するＶｓ’およびＶｓ”演算手段と、
   前記キャリア信号の周波数と、前記モーター回転数と、出力時間ＴｉおよびＴｋと、に基づいて、出力時間補正制御の実行の有無を判定する出力時間補正制御実行判定手段と、
   前記出力時間補正制御実行判定手段が出力時間補正制御を実行すると判定した場合は、パルス幅変調周期の前半は出力電圧ベクトルＶｓ’、パルス幅変調周期の後半は出力電圧ベクトルＶｓ”となるように各相の前記タイマー値を求め、前記出力時間補正制御実行判定手段が出力時間補正制御を実行しないと判定した場合は、パルス幅変調周期の前半および後半で共に出力電圧ベクトルＶｓとなるように各相の前記タイマー値を求めるタイマー値演算手段と
   を備える
   ことを特徴とするインバーター制御装置。
2. 前記出力時間補正制御実行判定手段は、前記モーター回転数と前記周波数との組み合わせが電気角（３６０÷前記インバーターの相数÷２）ｄｅｇの公約数に前記キャリア信号の周期が同期するような条件を満たし、出力時間ＴｉおよびＴｋが予め定めた条件を満たす場合に、出力時間補正制御を実行しないと判定する
   ことを特徴とする請求項１に記載のインバーター制御装置。
3. 前記必要出力時間は、前記直流電流を検出するのに必要な最小の出力時間である
   ことを特徴とする請求項１または２に記載のインバーター制御装置。
4. モーターを駆動するインバーターをキャリア信号および各相のタイマー値に基づいて制御するインバーター制御方法において、
   直流電力を前記インバーターに供給する直流母線から検出された直流電流から前記各相の交流電流を算出するステップと、
   前記各相の交流電流からモーター回転数を算出するステップと、
   前記各相の交流電流から、前記モーターの固定子上に想定した回転座標系であるγ軸およびδ軸の電圧指令値と、前記回転座標系における位相とを算出するステップと、
   前記電圧指令値および前記位相から、出力電圧ベクトルＶｓのセクターと前記出力電圧ベクトルＶｓに隣接する大きさが非零の２つの基本電圧ベクトルのパルス幅変調周期の半分当たりの出力時間ＴｉおよびＴｋを算出するステップと、
   出力電圧ベクトルＶｓ’およびＶｓ”の平均ベクトルが出力電圧ベクトルＶｓに等しく、かつ出力電圧ベクトルＶｓ’に隣接する２つの前記基本電圧ベクトルのパルス幅変調周期の半分当たりの出力時間の各々が必要出力時間以上となるように出力電圧ベクトルＶｓ’およびＶｓ”を算出するステップと、
   前記キャリア信号の周波数と、前記モーター回転数と、出力時間ＴｉおよびＴｋと、に基づいて、出力時間補正制御の実行の有無を判定するステップと、
   前記判定するステップが出力時間補正制御を実行すると判定した場合は、パルス幅変調周期の前半は出力電圧ベクトルＶｓ’、パルス幅変調周期の後半は出力電圧ベクトルＶｓ”となるように各相の前記タイマー値を求め、前記判定するステップが出力時間補正制御を実行しないと判定した場合は、パルス幅変調周期の前半および後半で共に出力電圧ベクトルＶｓとなるように各相の前記タイマー値を求めるステップと
   を備える
   ことを特徴とするインバーター制御方法。
   

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