WO2020095390A1 - モータ駆動装置およびそれを用いた空気調和機 - Google Patents

モータ駆動装置およびそれを用いた空気調和機 Download PDF

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voltage
drive device
motor drive
switching element
control unit
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厚司 土谷
啓介 植村
和徳 畠山
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三菱電機株式会社
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    • H02P5/74—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors controlling two or more ac dynamo-electric motors

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device including a power converter and an air conditioner using the motor drive device.
  • a DC voltage detection circuit detects a DC bus voltage input to an inverter that is a power conversion device on the input side of the inverter.
  • the DC voltage detection circuit current flows regardless of the operation of the inverter, so that power is consumed even when the inverter is not operating, and useless standby power is generated.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-163242 discloses that when the drive of an inverter is stopped, a switching element is used to switch the flow of current to reduce the current flowing through a voltage detection circuit, thereby reducing power consumption. A reduction device is disclosed.
  • the power consumption reduction device described in Patent Document 1 has a problem that the circuit scale becomes large because a switching element is used to switch the current flow. Further, the power consumption reduction device described in Patent Document 1 is a method of reducing the power consumption by turning on the switching element when the drive of the inverter is stopped to divert the current, and when the drive of the inverter is stopped, a part of the voltage dividing resistor is also used. There is a problem that standby current is generated due to the current flowing through.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a motor drive device capable of reducing standby power without increasing the size of the device.
  • the present invention provides a first connecting line, a second connecting line and a third connecting line respectively corresponding to a first phase, a second phase and a third phase.
  • a motor drive device that drives the motor by being connected to the motor by a connection line of.
  • the motor drive device is connected to each of the first connection line, the second connection line, and the third connection line, and includes a first switching element pair including a switching element of an upper arm and a switching element of a lower arm, and a second switching element pair.
  • the first switching element pair, the second switching element pair and the third switching element pair are used to convert the DC voltage into a three-phase AC voltage
  • An inverter that outputs a phase alternating voltage to the motor is provided.
  • the motor drive device includes a voltage detection circuit that detects a first voltage based on a potential difference between the potential of the first connection line and the reference potential, and a switching element of the upper arm of the first switching element pair is turned on.
  • the control unit calculates the voltage value of the DC voltage using the first voltage, controls the operation of the inverter using the voltage value, and changes the first period according to the voltage value.
  • the motor drive device has the effect of reducing standby power without increasing the size of the device.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of a voltage detection circuit included in the motor drive device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of a control unit of the motor drive device according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing a detection period in which the DC bus voltage can be detected when the amplitude of the voltage command value is large in the motor drive device according to the first embodiment.
  • movement which the control part of the motor drive device which concerns on Embodiment 1 changes a detection period.
  • FIG. 3 is a diagram showing the content of determination processing in the voltage modulation rate control unit according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration example of a voltage detection circuit of the motor drive device according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an operation of estimating a first voltage in the motor drive device according to the fourth embodiment.
  • a motor drive device according to an embodiment of the present invention and an air conditioner using the same will be described below in detail with reference to the drawings.
  • the present invention is not limited to this embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a motor drive device 80 according to the first embodiment of the present invention.
  • the motor drive device 80 includes a DC power supply 10, an inverter 20, a motor 30, a connection line group 40, a voltage detection circuit 50, a current detection circuit 60, and a control unit 70.
  • the DC power supply 10 supplies a DC voltage, that is, a DC bus voltage to the inverter 20.
  • the DC power supply 10 may be a converter that converts an AC voltage output from an external AC power supply (not shown) into a DC voltage.
  • a capacitor may be provided between the converter and the inverter 20.
  • the capacitor may be a commonly used electric field capacitor or a film capacitor having a long life.
  • a capacitor having a small electrostatic capacity may be used to suppress the harmonic current of the current flowing through the AC power supply.
  • a reactor for suppressing the harmonic current and improving the power factor may be inserted between the converter and the capacitor.
  • the inverter 20 is a power conversion device including switching elements 21a to 21f and backflow prevention diodes 22a to 22f arranged in parallel with the switching elements 21a to 21f, respectively.
  • the switching elements 21a to 21c are upper arm switching elements
  • the switching elements 21d to 21f are lower arm switching elements.
  • the switching element 21a and the switching element 21d configure a U-phase switching element pair
  • the switching element 21b and the switching element 21e configure a V-phase switching element pair
  • the switching element 21c and the switching element 21f configure a W-phase switching element pair. Is configured.
  • the inverter 20 includes three switching element pairs.
  • the switching elements 21a to 21f are turned on and off based on a gate signal 71 which is an instruction from the control unit 70 to the switching elements 21a to 21f. Thereby, the inverter 20 converts the DC voltage, that is, the DC bus voltage into a three-phase AC voltage, and outputs the three-phase AC voltage to the motor 30.
  • the switching elements 21a to 21f may be referred to as the switching element 21 when not distinguished, and the diodes 22a to 22f may be referred to as the diode 22 when not distinguished.
  • the motor 30 is driven by the three-phase AC voltage output from the inverter 20.
  • the motor 30 is, for example, a PM (Permanent Magnet) motor.
  • the connection line group 40 includes three connection lines that are connected to the motor 30 and supply the three-phase AC voltage output from the inverter 20 to the motor 30.
  • the connection line group 40 includes a first connection line 41 having one end connected to the midpoint of the U-phase switching element pair of the inverter 20 and the other end connected to a U-phase terminal (not shown) of the motor 30.
  • the connection line group 40 includes a second connection line 42 having one end connected to the midpoint of the V-phase switching element pair of the inverter 20 and the other end connected to a V-phase terminal (not shown) of the motor 30.
  • connection line group 40 also includes a third connection line 43 having one end connected to the midpoint of the W-phase switching element pair of the inverter 20 and the other end connected to a W-phase terminal (not shown) of the motor 30.
  • the U phase is the first phase
  • the V phase is the second phase
  • the W phase is the third phase.
  • the voltage detection circuit 50 is a voltage detection unit provided on the output side of the inverter 20, that is, between the inverter 20 and the motor 30, and connected to the first connection line 41 and the ground 52.
  • the voltage detection circuit 50 detects a voltage based on the potential difference between the potential of the first connection line 41 and the reference potential, and outputs the first voltage, which is the value of the detected voltage, to the control unit 70 as the voltage detection result 51. ..
  • the ground 52 is the reference potential.
  • the current detection circuit 60 is a current detection unit provided on the output side of the inverter 20, that is, between the inverter 20 and the motor 30, and connected to at least one line of the connection line group 40.
  • the current detection circuit 60 detects a current flowing through the connection line group 40, and outputs the detected current value as a current detection result 61 to the control unit 70.
  • the control unit 70 is a microcontroller (hereinafter, referred to as a microcomputer) that controls the operation of the inverter 20. Specifically, the control unit 70 determines the voltage value of the three-phase AC voltage output from the inverter 20 based on the voltage detection result 51 and the current detection result 61, and determines the voltage value of the determined three-phase AC voltage. Is output from the inverter 20, the switching timing of the switching elements 21a to 21f of the inverter 20 is determined. The control unit 70 generates a gate signal 71 for controlling on and off of each of the switching elements 21a to 21f so that the switching elements 21a to 21f are driven at the determined switching timing, and outputs the gate signal 71 to the inverter. Output to 20.
  • a microcontroller hereinafter, referred to as a microcomputer
  • the inverter 20 is driven by the control of the control unit 70, converts a DC voltage into a three-phase AC voltage, and outputs it to the motor 30.
  • the motor 30 rotates by generating an appropriate rotating magnetic field.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of the voltage detection circuit 50 included in the motor drive device 80 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 shows a portion of the motor drive device 80 shown in FIG. 1 which is related to the operation of detecting the first voltage by the voltage detection circuit 50.
  • the voltage detection circuit 50 includes a voltage dividing resistor including a resistor 53 and a resistor 54.
  • Vdc is a DC bus voltage input from the DC power supply 10 to the inverter 20
  • Vu is a potential difference between the ground 52 and the first connection line 41, that is, a phase voltage applied to the U phase.
  • FIG. 3 shows on / off timings of switching elements 21a and 21d included in the inverter 20 of the motor drive device 80 according to the first embodiment, and a detection period Ta in which the voltage detection circuit 50 detects the first voltage.
  • the detection period Ta is a period in which the switching element 21a of the U-phase upper arm is turned on and the switching element 21d of the U-phase lower arm is turned off.
  • the phase voltage Vu applied from the ground 52 to the U phase is the DC bus voltage Vdc.
  • the voltage detection circuit 50 outputs the first voltage V1 which is the voltage across the resistor 54 as the voltage detection result 51 to the control unit 70.
  • the detection period Ta may be referred to as a first period.
  • the control unit 70 can calculate the phase voltage Vu, that is, the voltage value of the DC bus voltage Vdc, using the first voltage V1.
  • the voltage value of the DC bus voltage Vdc may be simply referred to as the DC bus voltage Vdc.
  • FIG. 4 is a flowchart showing a calculation process of DC bus voltage Vdc in control unit 70 of motor drive device 80 according to the first embodiment.
  • the control unit 70 acquires the voltage detection result 51 from the voltage detection circuit 50 (step S1).
  • the control unit 70 determines whether or not it is the detection period Ta based on the gate signal 71 output to the inverter 20 (step S2). In the case of the detection period Ta (step S2: Yes), the control unit 70 calculates the DC bus voltage Vdc (step S3) and returns to step S1.
  • the control unit 70 returns to step S1.
  • the voltage detection circuit 50 is provided on the output side of the inverter 20. Therefore, when the inverter 20 is not operating, no current flows through the voltage detection circuit 50. That is, unless the control unit 70 outputs the gate signal 71 to the inverter 20, no voltage is generated on the output side of the inverter 20 and no current flows through the voltage detection circuit 50. A current flows through the voltage detection circuit 50 only when the inverter 20 is operating. In the standby state where the inverter 20 is not operating, no current flows into the voltage detection circuit 50, so the voltage detection circuit 50 does not consume power.
  • motor drive device 80 in the motor drive device 80, standby voltage is not generated in the voltage detection circuit 50 in the standby state where the inverter 20 is not operating. Therefore, motor drive device 80 can reduce standby power as compared with the motor drive device of the comparative example in which the circuit for detecting the DC bus voltage is on the input side of the inverter.
  • the detection period Ta in which the voltage detection circuit 50 can detect the first voltage based on the DC bus voltage Vdc changes depending on the magnitude of the three-phase AC voltage output by the inverter 20. Specifically, the larger the three-phase AC voltage output from the inverter 20, the shorter the detection period Ta in which the voltage detection circuit 50 can detect the first voltage based on the DC bus voltage Vdc.
  • the control unit 70 changes the detection period Ta according to the magnitude of the three-phase AC voltage output by the inverter 20, that is, the voltage modulation rate of the inverter 20.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of the control unit 70 of the motor drive device 80 according to the first embodiment.
  • the control unit 70 includes a rotation control unit 72, a voltage command value calculation unit 73, a gate signal generation unit 74, and a voltage modulation rate control unit 75.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the rotation control unit 72 generates and outputs a ⁇ -axis voltage command V ⁇ * for the main shaft and a ⁇ -axis voltage command V ⁇ * for the sub-axis according to the rotation speed command.
  • the rotation speed command is, for example, based on the content of the operation performed by the user on the air conditioner when the motor drive device 80 is mounted on the air conditioner.
  • the control device (not shown) that controls the operation of the air conditioner receives the setting contents from the remote controller and rotates according to the setting contents. A number command is generated and output to the rotation control unit 72.
  • the voltage command value calculation unit 73 calculates the phase voltage Vu, that is, the DC bus voltage Vdc, using the first voltage V1 acquired from the voltage detection circuit 50 in the detection period Ta.
  • the method of calculating the DC bus voltage Vdc is as described above.
  • the voltage command value calculation unit 73 uses the ⁇ -axis voltage command V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command V ⁇ * acquired from the rotation control unit 72 and the calculated DC bus voltage Vdc to supply voltage commands for three phases to the inverter 20.
  • the values Vu * , Vv * , Vw * are calculated and output.
  • Vu * is a voltage command value corresponding to the U phase
  • Vv * is a voltage command value corresponding to the V phase
  • Vw * is a voltage command value corresponding to the W phase.
  • voltage command value calculation unit 73 calculates a voltage command value using ⁇ -axis voltage command V ⁇ *, ⁇ -axis voltage command V ⁇ *, and DC bus voltage Vdc, based on an instruction from voltage modulation factor control unit 75. Correct Vu * , Vv * , Vw * .
  • the gate signal generator 74 uses the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * to generate gate signals 71 (SWup, SWvp, SWwp, SWun, SWvn, SWwn) for the switching elements 21a to 21f included in the inverter 20. Output to the inverter 20.
  • SWup is a gate signal for the switching element 21a
  • SWvp is a gate signal for the switching element 21b
  • SWwp is a gate signal for the switching element 21c
  • SWun is a gate signal for the switching element 21d
  • SWvn is a switching element
  • 21e is a gate signal for the switching element 21f
  • SWwn is a gate signal for the switching element 21f.
  • the gate signal generation unit 74 compares the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * with the carrier signal, and compares the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * with the carry signal. From the above, a gate signal 71 (SWup, SWvp, SWwp, SWun, SWvn, SWwn) is generated. In the motor drive device 80, the gate signal generation unit 74 applies a voltage to the motor 30 by outputting the gate signal 71 to drive the switching elements 21a to 21f forming the inverter 20.
  • the voltage modulation rate control unit 75 uses the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * calculated by the voltage command value calculation unit 73 to determine the voltage modulation rate of the three-phase AC voltage output from the inverter 20 to the motor 30. It is calculated and it is determined whether to change the detection period Ta. Specifically, the voltage modulation rate control unit 75 determines whether to correct the range of the zero vector when the inverter 20 drives the motor 30.
  • FIG. 6 is a diagram showing voltage command values Vu * , Vv * , Vw * and gate signal 71 generated by control unit 70 of motor drive device 80 according to the first embodiment.
  • the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * are generated by the voltage command value calculation unit 73, and the gate signals 71 (SWup, SWvp, SWwp, SWun, SWvn, SWwn) are generated by the gate signal generation unit 74. Is generated.
  • the gate signal generation unit 74 compares the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * with the carrier signal C that is a triangular wave carrier, and determines the switching timing of the switching elements 21a to 21f that form the inverter 20 according to the comparison result.
  • the timing of high (H) is the timing of turning on the switching elements 21a to 21f, and the timing of low (L) is each. This is the timing for turning off the switching elements 21a to 21f.
  • the switching elements 21a to 21f are turned on / off according to the gate signal 71 (SWup, SWvp, SWwp, SWun, SWvn, SWwn) shown in FIG.
  • the inverter 20 outputs a voltage of 0 [v] per phase and a voltage of the DC bus voltage Vdc [v] in a pulse shape, and outputs an AC voltage having an arbitrary frequency as a line voltage value.
  • the carrier signal C is a triangular wave
  • the shape of the carrier signal is not limited as long as the control is to output an appropriate line voltage, such as in the case of an inverter operation by space vector modulation.
  • FIG. 7 is a diagram showing a detection period Ta in which the DC bus voltage Vdc can be detected when the amplitude of the voltage command value is small in the motor drive device 80 according to the first embodiment.
  • the switching elements 21a to 21c of the upper arms of the U phase, the V phase, and the W phase of each phase are small, that is, when the output voltage modulation rate is small, in the inverter 20, the switching elements 21a to 21c of the upper arms of the U phase, the V phase, and the W phase of each phase.
  • the state of 0 is dominated by the state of the zero vector.
  • the state of the zero vector is a case where all the switching elements 21a to 21c are off (000) vectors or all the switching elements 21a to 21c are on (111) vectors.
  • (000) and (111) show the on / off states in the order of the switching elements 21c, 21b, 21a, "1" indicates the on state, and "0" indicates the off state.
  • the switching element 21a of the upper arm of the inverter 20 is turned on, and in the example of FIG. 7, the switching elements 21a to 21c of the upper arm of the inverter 20 are all turned on during the period (111) vector of the DC bus voltage.
  • the detection period Ta of Vdc is started.
  • the voltage modulation rate control unit 75 does not change the detection period Ta, that is, even if the zero vector correction is not performed, the motor drive device 80 , (111) vector, the DC bus voltage Vdc can be detected.
  • the time required to detect the DC bus voltage Vdc is the time it takes for the control unit 70 to calculate the DC bus voltage Vdc using the first voltage after the voltage detection circuit 50 detects the first voltage. Is.
  • FIG. 8 is a diagram showing a detection period Ta in which the DC bus voltage Vdc can be detected when the amplitude of the voltage command value is large in the motor drive device 80 according to the first embodiment.
  • the switching elements 21a to 21c of the upper arms of the U phase, V phase, and W phase of the inverter 20 are selected. , The state of the zero vector becomes short.
  • the motor drive device 80 determines that all of the switching elements 21a to 21c. There is a possibility that the DC bus voltage Vdc cannot be detected during the (111) vector in which is ON. Further, in the motor drive device 80, even when the DC bus voltage Vdc can be detected during the period of the (111) vector in which all of the switching elements 21a to 21c are on, the detection period Ta for detecting the DC bus voltage Vdc is short, The detection period is limited. Therefore, in the control unit 70, the voltage modulation rate control unit 75 changes the detection period Ta according to the voltage command value, that is, corrects the range of the zero vector.
  • FIG. 9 is a diagram showing a state in which the detection period Ta is expanded in the motor drive device 80 according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a flowchart showing an operation in which control unit 70 of motor drive device 80 according to the first embodiment changes detection period Ta.
  • the voltage command value calculation unit 73 calculates the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * (step S11).
  • the voltage modulation rate control unit 75 acquires the information of the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * from the voltage command value calculation unit 73, the voltage modulation rate of the inverter 20 is calculated from the voltage command values Vu * , Vv * , Vw *. Is calculated (step S12).
  • the voltage command value calculation unit 73 may calculate the voltage modulation rate
  • the voltage modulation rate control unit 75 may acquire the voltage modulation rate from the voltage command value calculation unit 73.
  • the voltage modulation rate control unit 75 compares the calculated voltage modulation rate with a voltage modulation rate threshold value for determining whether or not to perform correction to extend the ON time of the switching elements 21a to 21c (step S13). .. FIG.
  • FIG. 11 is a diagram showing the content of the determination process in the voltage modulation rate control unit 75 according to the first embodiment.
  • the vertical axis of the upper diagram shows the voltage modulation rate
  • the vertical axis of the lower diagram shows ON / OFF of the zero vector correction.
  • the horizontal axis of the upper diagram and the lower diagram represents time.
  • the voltage modulation rate control unit 75 determines not to perform the zero vector correction for extending the ON time of the switching elements 21a to 21c (Ste S15). In FIG. 11, the zero vector correction is off.
  • the voltage modulation rate control unit 75 notifies the voltage command value calculation unit 73 of the determination result. That is, the voltage modulation rate control unit 75 does not change the length of the detection period Ta when the voltage modulation rate is less than the voltage modulation rate threshold, and the length of the detection period Ta when the voltage modulation rate is equal to or more than the voltage modulation rate threshold.
  • the voltage command value calculation unit 73 is instructed to extend the period from the time originally obtained by the voltage command value calculation unit 73 by the voltage modulation rate.
  • the voltage command value calculation unit 73 When the voltage command value calculation unit 73 receives the notification that the zero vector correction is performed, the voltage command value calculation unit 73 performs the zero vector correction (step S16). For example, the voltage command value calculation unit 73 generally calculates the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * calculated using the ⁇ -axis voltage command V ⁇ *, the ⁇ -axis voltage command V ⁇ *, and the DC bus voltage Vdc. Correct so that the value becomes smaller. In FIG. 9, compared with FIG. 8, the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * are corrected downward as a whole. The voltage command value calculation unit 73 outputs the corrected voltage command values Vu * , Vv * , Vw * to the gate signal generation unit 74.
  • the voltage command value calculation unit 73 When the voltage command value calculation unit 73 is notified that the zero vector correction is not performed, the voltage command value calculation unit 73 outputs the voltage command values Vu * , Vv * , and Vw * calculated in step S11 to the gate signal generation unit 74 as they are. ..
  • the gate signal generator 74 compares the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * obtained from the voltage command value calculator 73 with the carrier signal C to generate the gate signal 71 (step S17).
  • the gate signal generation unit 74 generates the gate signal 71 that extends the ON time of the switching elements 21a to 21c as compared with FIG. Note that the control unit 70 repeatedly executes the process of the flowchart illustrated in FIG. 10 to determine the length of the detection period Ta by the voltage modulation rate when the voltage modulation rate becomes small after the detection period Ta is extended. It is possible to return to the period originally obtained by the command value calculation unit 73.
  • the voltage modulation rate control unit 75 controls the time of the (000) vector in which all the switching elements 21a to 21c of the upper arm of the inverter 20 are turned off in one cycle of the carrier signal C, by the switching elements 21a to 21c of the upper arm of the inverter 20. All of 21c is distributed to the time of (111) vector in which all are turned on. That is, when the voltage modulation rate is equal to or higher than the voltage modulation rate threshold, the voltage modulation rate control unit 75, similarly to the detection period Ta that is the first period, the upper arm of the switching element pair to which the second connection line 42 is connected.
  • the switching element pair to which the first connection line 41 is connected is the first switching element pair
  • the switching element pair to which the second connection line 42 is connected is the second switching element pair
  • the third switching element pair is the third switching element pair.
  • the switching element pair to which the connection line 43 is connected may be referred to as a third switching element pair.
  • the motor drive device 80 can extend the detection period Ta of the DC bus voltage Vdc by extending the time of the (111) vector in which the switching elements 21a to 21c of the upper arm are turned on.
  • the control unit 70 changes the detection period Ta according to the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * , that is, the DC bus voltage Vdc used to calculate the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * .
  • the motor drive device 80 does not change the zero vector time of the inverter 20 per one cycle of the carrier signal C, that is, the total time of the (000) vector and the (111) vector, so that the three-phase AC voltage output by the inverter 20 is not changed. It is possible to extend the ON time of the switching elements 21a to 21c of the upper arm of the inverter 20, that is, the detection period Ta while keeping the line voltage value of the same. Further, the motor drive device 80 outputs the (000) vector time when all the switching elements 21a to 21c of the upper arm of the inverter 20 are off, and the (111) vector when all the switching elements 21a to 21c of the upper arm of the inverter 20 are on.
  • the operation of the motor 30 may be controlled by a two-phase modulation method, which is a motor control method distributed according to the time.
  • the motor drive device 80 can maximize the on-time of the switching elements 21a to 21c of the upper arm of the inverter 20 by performing the control by the two-phase modulation method, and the DC bus voltage can be increased in a longer time. It becomes possible to detect Vdc.
  • the voltage modulation rate control unit 75 compares the voltage modulation rate with the voltage modulation rate threshold value has been described, but this is an example, and a plurality of voltage modulation rate threshold values may be used. By using a plurality of voltage modulation rate threshold values, the motor drive device 80 can perform the correction by changing the downward correction amounts of the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * shown in FIG.
  • the voltage command value calculation unit 73 corrects the calculated voltage command values Vu * , Vv * , Vw * so that the values become small as a whole has been described. Not limited to. Other methods may be used as long as the gate signal generation unit 74 can obtain the effect shown in FIG. 9 as a result of comparing the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * with the carrier signal C. ..
  • the control unit 70 is a microcomputer as described above, but is also realized by a processing circuit. That is, the motor drive device 80 includes a processing circuit for calculating the DC bus voltage Vdc.
  • the processing circuit may be a processor and a memory that execute a program stored in the memory, or may be dedicated hardware.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of a case where the processing circuit included in the motor drive device 80 according to the first embodiment is configured with a processor and a memory.
  • the processing circuit includes the processor 91 and the memory 92
  • each function of the processing circuit is realized by software, firmware, or a combination of software and firmware.
  • the software or firmware is described as a program and stored in the memory 92.
  • each function is realized by the processor 91 reading and executing the program stored in the memory 92. That is, the processing circuit includes the memory 92 for storing the program that results in the calculation of the DC bus voltage Vdc. It can also be said that these programs cause a computer to execute the procedure and method of the control unit 70.
  • the processor 91 may be a CPU (Central Processing Unit), a processing device, a computing device, a microprocessor, a microcomputer, a DSP (Digital Signal Processor), or the like.
  • the memory 92 is, for example, RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable ROM), EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM), etc.
  • RAM Random Access Memory
  • ROM Read Only Memory
  • flash memory EPROM (Erasable Programmable ROM), EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM), etc.
  • Semiconductor memory magnetic disk, flexible disk, optical disk, compact disk, mini disk, or DVD (Digital Versatile Disc).
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of a case where the processing circuit included in the motor drive device 80 according to the first embodiment is configured by dedicated hardware.
  • the processing circuit is composed of dedicated hardware
  • the processing circuit 93 shown in FIG. 13 is, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), An FPGA (Field Programmable Gate Array) or a combination of these is applicable.
  • Each function of the control unit 70 may be realized by the processing circuit 93 for each function, or each function may be collectively realized by the processing circuit 93.
  • each function of the control unit 70 may be partially implemented by dedicated hardware and partially implemented by software or firmware. In this way, the processing circuit can realize each function described above by dedicated hardware, software, firmware, or a combination thereof.
  • the control unit of the motor drive device described in the following embodiments also has the same hardware configuration.
  • voltage detection circuit 50 that detects the phase voltage in order to detect DC bus voltage Vdc is arranged on the output side of inverter 20.
  • the voltage detection circuit 50 detects the voltage output by the operation of the inverter 20, and the control unit 70 uses the voltage detection result 51 from the voltage detection circuit 50 in the detection period Ta to calculate the DC bus voltage Vdc. To do. No current flows into the voltage detection circuit 50 when the inverter 20 is not operating.
  • the control unit 70 calculates the DC bus voltage Vdc during the period when the inverter 20 is operating.
  • the motor drive device 80 can reduce the standby power of the voltage detection circuit 50 when the inverter 20 is stopped.
  • the motor drive device 80 can suppress the current flow to the voltage detection circuit 50 without using a switching element or the like, it is possible to reduce standby power with a simple configuration without increasing the size of the device. Is.
  • the motor drive device 80 changes the detection period Ta according to the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * , that is, the voltage modulation rate of the inverter 20.
  • the motor drive device 80 can extend the detection period Ta without changing the control of the motor 30 and improve the detection accuracy of the DC bus voltage Vdc. Can be made
  • the voltage detection circuit 50 is connected to the first connection line 41 of the connection line group 40 to detect the U-phase voltage Vu, and the control unit 70 detects the U-phase voltage Vu from the U-phase voltage Vu.
  • the DC bus voltage Vdc is calculated, this is an example and the present invention is not limited to this.
  • the voltage detection circuit 50 may be connected to the second connection line 42 to detect the V-phase voltage Vv, or may be connected to the third connection line 43 to detect the W-phase voltage Vw. Good.
  • the control unit 70 can calculate the DC bus voltage Vdc by the same calculation method as in the case of using the U-phase voltage Vu even when the V-phase voltage Vv or the W-phase voltage Vw is used. it can.
  • semiconductor switching elements such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) are used.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • a semiconductor made of silicon (Si) is mainly used.
  • SiC silicon carbide
  • GaN gallium nitride
  • Ga 2 O 3 gallium oxide
  • the switching elements 21a to 21f formed of such a wide band gap semiconductor have a low resistance when conducting, so that the loss can be reduced. Further, the switching elements 21a to 21f formed of such a wide band gap semiconductor have high withstand voltage and high permissible current density. Therefore, the switching elements 21a to 21f can be miniaturized, and by using these miniaturized switching elements 21a to 21f, the semiconductor module incorporating these elements can be miniaturized. In addition, the switching elements 21a to 21f formed of such a wide band gap semiconductor also have high heat resistance. Therefore, since the heat dissipation component can be downsized, the semiconductor module can be further downsized. Further, the switching elements 21a to 21f formed of such a wide band gap semiconductor have low power loss.
  • the switching elements 21a to 21f are formed of wide band gap semiconductors, but some of the switching elements may be formed of wide band gap semiconductors, and the effects described in this embodiment can be obtained. Can be obtained.
  • voltage detection circuit 50 includes a filter for suppressing ringing. The part different from the first embodiment will be described.
  • the configuration of the motor drive device 80 of the second embodiment is the same as the configuration of the motor drive device 80 of the first embodiment shown in FIG.
  • FIG. 14 is a diagram showing an example of ON / OFF timing of switching element 21a and output phase voltage Vu in inverter 20 of motor drive device 80 of the first embodiment in which voltage detection circuit 50 does not include a filter.
  • the voltage change of the phase voltage Vu due to on / off of the switching element 21a changes to 0 [v] or Vdc [v], but in reality, when the voltage changes from 0 [v] to Vdc [v]. , And Vdc [v] to 0 [v] change, ringing may occur.
  • the ringing may occur due to a wiring inductance component, an impedance component, or the like of the board on which the circuit is mounted, or due to the influence of noise around the circuit on the board. Therefore, it is difficult to find out the cause without exception, and it is very difficult to suppress ringing.
  • FIG. 15 is a diagram showing a configuration example of the voltage detection circuit 50 of the motor drive device 80 according to the second embodiment.
  • the voltage detection circuit 50 of the second embodiment is obtained by adding a filter 58 to the voltage detection circuit 50 shown in FIG.
  • the filter 58 has one end connected to a first connection point between the resistor 53 and the resistor 54 and a second connection point connecting the controller 70 to the control line 70, and the other end connected to the ground 52.
  • the filter 58 includes a resistor 53 or a resistor 54 and a filter capacitor 65 that forms a filter circuit.
  • the capacitance of the filter capacitor 65 is Cfil.
  • FIG. 16 is a diagram showing an example of a current path of the voltage detection circuit 50 of the motor drive device 80 according to the second embodiment.
  • the voltage detection circuit 50 when the switching element 21 a is on, current flows from the inverter 20 as indicated by the current path 81.
  • the resistance 53 is such that the time constant ⁇ calculated from the resistance value R1 of the resistance 53 or the resistance value R2 of the resistance 54 and the electrostatic capacitance Cfil of the filter capacitor 65 included in the filter 58 is smaller than the detection period Ta. And the resistance value R2 of the resistor 54 and the electrostatic capacitance Cfil of the filter capacitor 65.
  • the time constant ⁇ of the filter circuit is a time sufficiently smaller than the minimum on-time width of the phase voltage from the inverter 20 input to the voltage detection circuit 50, that is, the minimum on-time width of the switching element 21a, for example, , R1 and R2 and the capacitance Cfil are set to be smaller than the time of 1/6.
  • the motor drive device 80 can suppress the ringing of the first voltage V1 input to the control unit 70 and accurately detect the DC bus voltage Vdc.
  • FIG. 17 shows the timing of turning on / off the switching element 21a in the inverter 20 and the first voltage V1 output from the voltage detection circuit 50 when the voltage detection circuit 50 includes a filter in the motor drive device 80 according to the first embodiment. It is a figure which shows the example of.
  • the control unit 70 can calculate the DC bus voltage Vdc when the first voltage V1 shown in the lower part of FIG. 17 becomes “(R2 / (R1 + R2)) ⁇ Vdc”. On the other hand, since the first voltage V1 rises at the response speed of the time constant ⁇ of the filter circuit, it takes time to reach “(R2 / (R1 + R2)) ⁇ Vdc”.
  • the inverter 20 when the induced voltage of the motor 30 is high, or when the motor 30 is driven with a high load, the inverter 20 must operate in the high voltage modulation rate region. Therefore, the ON time of the switching element 21a becomes shorter, and the time during which the DC bus voltage Vdc can be detected becomes shorter. For example, when the voltage modulation rate increases and the ON time of the switching element 21a decreases to about 5 times or less of the time constant ⁇ of the filter circuit, the first voltage V1 changes as shown on the rightmost side of the lower part of FIG. There is a possibility that the control unit 70 does not rise to “(R2 / (R1 + R2)) ⁇ Vdc” and may erroneously detect as a voltage value lower than the actual voltage value.
  • the control unit 70 controls to increase the ON time of the switching elements 21a to 21c, that is, the detection period Ta, as in the first embodiment.
  • FIG. 18 is a diagram showing a state in the motor drive device 80 according to the second embodiment before performing control to increase the on-time of the switching elements 21a to 21c.
  • FIG. 19 is a diagram showing a state of the motor drive device 80 according to the second embodiment after performing control to increase the on-time of the switching elements 21a to 21c.
  • the control for increasing the on-time of the switching elements 21a to 21c in the motor drive device 80, specifically, the control content performed by the control unit 70 is the same as that in the first embodiment.
  • the motor drive device 80 reduces the period of the (000) vector in which all of the switching elements 21a to 21c of the upper arm of the inverter 20 are turned off in one cycle of the carrier signal C to reduce the switching element of the upper arm of the inverter 20.
  • the period of the (111) vector is expanded by allocating to the period of the (111) vector in which all of 21a to 21c are turned on.
  • the motor drive device 80 can extend the detection period Ta of the DC bus voltage Vdc as shown in FIG.
  • the motor drive device 80 is provided with the filter 58 in the voltage detection circuit 50.
  • the motor drive device 80 can suppress the ringing even when the phase voltage output from the inverter 20 is ringing, and can avoid a situation where an excessive voltage is input to the control unit 70. ..
  • the motor drive device 80 reduces the ON time of the switching elements 21a to 21c even if it takes time for the first voltage V1 to reach “(R2 / (R1 + R2)) ⁇ Vdc” due to the influence of the filter 58.
  • the detection period Ta of the DC bus voltage Vdc can be expanded.
  • the voltage detection circuit 50 includes resistors in the filter 58 in addition to the resistors 53 and 54 used as the voltage dividing resistors. Portions different from the second embodiment will be described.
  • the configuration of the motor drive device 80 of the third embodiment is the same as the configuration of the motor drive device 80 of the first embodiment shown in FIG.
  • FIG. 20 is a diagram showing a configuration example of the voltage detection circuit 50 of the motor drive device 80 according to the third embodiment.
  • the voltage detection circuit 50 of the third embodiment is obtained by adding a resistor 66 having a resistance value Rfil to the filter 58 of the voltage detection circuit 50 shown in FIG.
  • the resistor 66 is a third resistor having one end connected to the first connection point and the other end connected to the second connection point in the first wiring.
  • the RC filter can be constructed only by the filter 58.
  • the RC filter is configured by inserting the resistor 66 other than the voltage dividing resistor of the voltage detection circuit 50 instead of the configuration of the filter circuit of the resistor 53 or the resistor 54 of the voltage detection circuit 50 and the filter capacitor 65. It is possible to reduce the arrangement constraint of. For example, by arranging the filter 58 of the voltage detection circuit 50 in the vicinity of the control unit 70, it is possible to suppress the influence of ringing due to conductive noise, wiring impedance, etc. generated on the substrate on which the circuit of the motor drive device 80 is mounted. it can.
  • the motor drive device 80 can suppress excessive voltage, noise, and the like from being input to the control unit 70, and can perform stable DC bus voltage detection.
  • the resistor 53, the resistor 66, and the filter capacitor 65 can also form a filter circuit, and the resistor 54, the resistor 66, and the filter capacitor 65 can also form a filter circuit. is there.
  • the motor drive device 80 includes the resistor 58 in the filter 58 of the voltage detection circuit 50, which is different from the resistors 53 and 54 used as the voltage dividing resistors. .. As a result, the motor drive device 80 can reduce restrictions on the arrangement of each component as compared with the case of the second embodiment.
  • the control for extending the detection period Ta has been described. However, there is a limit to the period during which the detection period Ta can be extended. In such a case, it may be assumed that the first voltage V1 does not rise completely within the detection period Ta depending on the time constant of the filter circuit. In the fourth embodiment, the actual first voltage V1 is estimated when the first voltage V1 is in the process of rising.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating an operation of estimating the first voltage V1 in the motor drive device 80 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 21 shows a state in which the first voltage V1 has not risen completely in the ON time of the switching elements 21a to 21c, that is, in the detection period Ta. Further, it is assumed that the first voltage V1 does not rise completely even if the ON time of the switching elements 21a to 21c is extended. In such a case, the control unit 70 may erroneously detect the DC bus voltage Vdc.
  • the voltage command value calculation unit 73 detects the voltage V1 ( ⁇ ), which is the first voltage V1 input to the control unit 70 at the response speed of the time constant ⁇ of the filter circuit, and “V1
  • the voltage command value calculation unit 73 detects the voltage value V1 ( ⁇ ) at the time after the time constant ⁇ of the filter circuit elapses without ensuring the rise time of the first voltage V1 to obtain the first voltage V1. It is possible to calculate the steady-state voltage value when the voltage of V1 rises to 99.7%.
  • the voltage command value calculation unit 73 uses the time constant ⁇ to input the voltage after the fourth period, which is the time indicated by the time constant ⁇ of the filter circuit, after the first voltage V1 is input.
  • the first voltage V1 detected by the voltage detection circuit 50 is estimated from the value.
  • the voltage command value calculation unit 73 has a high voltage modulation rate and the time constant ⁇ of the filter circuit is the ON time of the switching elements 21a to 21c, that is, the detection.
  • the first voltage V1 is estimated using the voltage value V1 ( ⁇ ) after the passage of time indicated by the time constant ⁇ of the filter circuit.
  • the voltage command value calculation unit 73 can acquire the first voltage V1 even when the rising time of the first voltage V1 cannot be secured.
  • the motor drive device 80 includes one inverter 20 and one motor 30.
  • the motor drive device includes a plurality of inverters connected in parallel, and each inverter drives the motor connected to each. The part different from the first embodiment will be described.
  • FIG. 22 is a diagram showing a configuration example of the motor drive device 80a according to the fifth embodiment.
  • the motor drive device 80a includes a DC power supply 10, inverters 20a and 20b, motors 30a and 30b, connection line groups 40a and 40b, a voltage detection circuit 50, current detection circuits 60a and 60b, a control unit 70, Equipped with.
  • the inverters 20a and 20b, the motors 30a and 30b, the connection line groups 40a and 40b, and the current detection circuits 60a and 60b are respectively the inverter 20 of the first embodiment shown in FIG.
  • the motor 30, the connection line group 40, and the current detection circuit 60 have the same configuration.
  • the inverters 20a, 20b are connected to the respective motors 30a, 30b by the connecting line groups 40a, 40b, and each output a three-phase AC voltage to the different motors 30a, 30b.
  • the control unit 70 is a microcomputer that controls the operation of the inverters 20a and 20b.
  • control unit 70 generates gate signals 71a and 71b based on the voltage detection result 51 and the current detection results 61a and 61b, outputs the gate signal 71a to the inverter 20a, and outputs the gate signal 71b to the inverter 20b. Output.
  • motor drive device 80a includes inverters 20a and 20b, and inverters 20a and 20b are connected in parallel to DC power supply 10. Each of the inverters 20a and 20b outputs a three-phase AC voltage to different motors 30a and 30b. In the case of such a configuration, in the motor drive device 80a, even if the three-phase AC voltage output from the inverters 20a and 20b, the output frequency, and the like are different, the inverters 20a and 20b receive the same amount of direct current from the direct current power supply 10. A bus voltage Vdc will be applied.
  • control unit 70 does not need to calculate all the DC bus voltage Vdc output from the inverters 20a and 20b, calculates the DC bus voltage Vdc for one inverter, and calculates the calculated DC bus voltage Vdc to the inverters 20a and 20b. Common DC bus voltage Vdc to control the operation of the inverters 20a and 20b.
  • the voltage detection circuit 50 is connected to the first connection line 41a of the connection line group 40a that connects the inverter 20a and the motor 30a, and detects the first voltage of the inverter 20a.
  • Control unit 70 calculates DC bus voltage Vdc using the first voltage.
  • the method of calculating DC bus voltage Vdc in control unit 70 is the same as the method of calculating DC bus voltage Vdc in control unit 70 of the first embodiment.
  • the control unit 70 can also perform the control as described in the first and fourth embodiments. Further, the voltage detection circuit 50 may be configured to include the filter 58 inside, as described in the second and third embodiments.
  • DC bus voltage Vdc is calculated using the phase voltage of one inverter, and the calculated DC bus bar is calculated.
  • the voltage Vdc is used to control the inverters 20a and 20b.
  • motor drive device 80a can obtain the same effect as in the first embodiment, and can detect DC bus voltage Vdc with a simple configuration in a configuration including a plurality of inverters and motors.
  • the inverters 20a and 20b, the connecting line groups 40a and 40b, and the motors 30a and 30b have a two-parallel configuration, but this is an example and may have three or more parallel configurations. That is, the motor drive device may have a configuration in which three or more inverters are connected in parallel.
  • FIG. 23 is a diagram showing a configuration example of the air conditioner 100 according to the sixth embodiment.
  • the air conditioner 100 includes an indoor unit 101, an outdoor unit 102, and a wiring 103.
  • the indoor unit 101 and the outdoor unit 102 are connected by a wiring 103.
  • the air conditioner 100 is installed in a house, for example.
  • the indoor unit 101 includes a motor drive device 80.
  • the motor drive device 80 is connected to an outlet installed in a house through a power line 200 and receives an AC voltage from a commercial power source.
  • the DC power supply 10 can be replaced with a converter.
  • the converter converts an AC voltage into a DC voltage, that is, a DC bus voltage.
  • the indoor unit 101 of the air conditioner 100 is connected to an outlet regardless of whether the air conditioner 100 is used, and the motor drive device 80 is supplied with an AC voltage from the outlet.
  • a motor drive device including a circuit for detecting a DC bus voltage on the input side of the inverter is assumed.
  • the motor drive device of the comparative example since the input side of the inverter has a circuit for detecting the DC bus voltage, the AC voltage supplied from the outlet is consumed by the resistor for detecting the DC bus voltage, and power consumption is always generated. When the air conditioner is not operating, the power consumption by this resistance becomes standby power. As long as the indoor unit is connected to the outlet, the AC voltage is applied to the motor drive device, and standby power is generated.
  • the air conditioner 100 includes a voltage detection circuit 50 for detecting a DC bus voltage on the output side of the inverter 20 of the indoor unit 101.
  • a current flows through the voltage detection circuit 50 only when a voltage is output from the inverter 20, and no current flows when a voltage is not output from the inverter 20.
  • the motor drive device 80 can reduce the standby power in the voltage detection circuit 50 by detecting the DC voltage only when the inverter 20 is operating even when the outlet is connected.
  • the motor drive device 80 in the connection line group 40 between the inverter 20 and the motor 30, the voltage detection circuit 50 is connected only to the first connection line 41. That is, in the motor drive device 80, one of the three connecting lines of the connecting line group 40 is connected to the resistor, and the other two connecting lines are not connected to the resistor. .. In this case, in the motor drive device 80, imbalance occurs in the current flowing from the inverter 20 to the motor 30, and there is a concern that noise may occur in the motor 30. Therefore, the motor drive device 80 includes a resistor having the same resistance value as the resistance value of the voltage dividing resistor used in the voltage detection circuit 50, and the voltage detection circuit 50 is connected to the three connection lines of the connection line group 40. A resistor is connected to the second connection line 42 and the third connection line 43 which are not connected. As a result, the motor drive device 80 can prevent the imbalance of the current flowing through the motor 30 and the noise caused by the motor 30.
  • the voltage detection circuit 50 may include a 5V power supply and two clamp diodes between the 5V power supply and the ground 52 to prevent malfunction due to noise such as surge.
  • FIG. 24 is a diagram showing an example of outputting 0V to the control unit 70 in the voltage detection circuit 50 of the motor drive device 80 according to the sixth embodiment.
  • FIG. 25 is a diagram showing an example of outputting 5V to control unit 70 in voltage detection circuit 50 of motor drive device 80 according to the sixth embodiment.
  • the voltage detection circuit 50 of the sixth embodiment shown in FIGS. 24 and 25 is obtained by adding a 5V power supply 55 and clamp diodes 56 and 57 to the voltage detection circuit 50 of the second embodiment shown in FIG. Is.
  • the 5V power supply 55 is a DC power supply that outputs a DC voltage of 5V. As shown in FIGS.
  • a connection line that connects the two clamp diodes 56 and 57, and a connection that connects the resistors 53 and 54 used as voltage dividing resistors and the control unit 70.
  • the voltage detection circuit 50 can suppress the voltage value output to the control unit 70, that is, the voltage detection result 51 to a range of 0 V or more and 5 V or less.
  • the resistance value of the voltage dividing resistor of the voltage detection circuit 50 is set to about 100 times, for example, 80 to 120 times the resistance value of the winding of the motor 30.

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Abstract

第１の相、第２の相および第３の相にそれぞれ対応する第１の接続線、第２の接続線および第３の接続線でモータ（３０）と接続され、モータ（３０）を駆動するモータ駆動装置（８０）であって、第１の接続線、第２の接続線および第３の接続線のそれぞれに接続される第１のスイッチング素子対、第２のスイッチング素子対および第３のスイッチング素子対を用いて直流電圧を３相交流電圧に変換し、３相交流電圧をモータ（３０）に出力するインバータ（２０）と、第１の接続線の電位と基準電位との電位差に基づく第１の電圧を検出する電圧検出回路（５０）と、第１のスイッチング素子対の上アームのスイッチング素子がオンされている第１の期間において、第１の電圧を用いて直流電圧の電圧値を算出し、電圧値を用いてインバータ（２０）の動作を制御するとともに、電圧値に応じて第１の期間を変化させる制御部（７０）と、を備える。

Description

モータ駆動装置およびそれを用いた空気調和機
　本発明は、電力変換装置を備えたモータ駆動装置およびそれを用いた空気調和機に関する。
　従来、電力変換装置、および電力変換装置を備えたモータ駆動装置において、直流電圧検出回路は、電力変換装置であるインバータに入力される直流母線電圧を、インバータの入力側で検出している。直流電圧検出回路では、インバータの動作に関わらず電流が流れてくるため、インバータが動作していないときにも電力を消費し、無駄な待機電力が発生していた。このような待機電力を低減させるため、特許文献１には、インバータの駆動停止時には、スイッチング素子を用いて電流の流れを切り替えて電圧検出回路に流れる電流を低減し、消費電力を低減する消費電力削減装置が開示されている。
特許第５５９０１７９号公報
　しかしながら、特許文献１に記載の消費電力削減装置は、電流の流れを切替えるためにスイッチング素子を用いるため回路規模が大型化してしまう、という問題があった。また、特許文献１に記載の消費電力削減装置は、インバータの駆動停止時にスイッチング素子をオンとして電流を迂回させて消費電力を低減する方式であり、インバータの駆動停止時も分圧抵抗の一部に電流が流れるため待機電力が発生してしまう、という問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、装置を大型化することなく待機電力を低減可能なモータ駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、第１の相、第２の相および第３の相にそれぞれ対応する第１の接続線、第２の接続線および第３の接続線でモータと接続され、モータを駆動するモータ駆動装置である。モータ駆動装置は、第１の接続線、第２の接続線および第３の接続線のそれぞれに接続され、上アームのスイッチング素子および下アームのスイッチング素子からなる第１のスイッチング素子対、第２のスイッチング素子対および第３のスイッチング素子対を有し、第１のスイッチング素子対、第２のスイッチング素子対および第３のスイッチング素子対を用いて直流電圧を３相交流電圧に変換し、３相交流電圧をモータに出力するインバータ、を備える。また、モータ駆動装置は、第１の接続線の電位と基準電位との電位差に基づく第１の電圧を検出する電圧検出回路と、第１のスイッチング素子対の上アームのスイッチング素子がオンされている第１の期間において、第１の電圧を用いて直流電圧の電圧値を算出し、電圧値を用いてインバータの動作を制御するとともに、電圧値に応じて第１の期間を変化させる制御部と、を備える。
　本発明に係るモータ駆動装置は、装置を大型化することなく待機電力を低減できる、という効果を奏する。
実施の形態１に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置が備える電圧検出回路の構成例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータが備えるスイッチング素子のオンおよびオフのタイミングと、電圧検出回路が第１の電圧を検出する検出期間とを示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部における直流母線電圧の算出処理を示すフローチャート 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部の構成例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部で生成される電圧指令値およびゲート信号を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置において電圧指令値の振幅が小さい場合の直流母線電圧を検出可能な検出期間を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置において電圧指令値の振幅が大きい場合の直流母線電圧を検出可能な検出期間を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置において検出期間を拡大した状態を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部が検出期間を変化させる動作を示すフローチャート 実施の形態１に係る電圧変調率制御部における判定処理の内容を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置が備える処理回路をプロセッサおよびメモリで構成する場合の例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置が備える処理回路を専用のハードウェアで構成する場合の例を示す図 電圧検出回路にフィルタを備えない実施の形態１のモータ駆動装置のインバータにおけるスイッチング素子のオンオフのタイミングおよび出力される相電圧の例を示す図 実施の形態２に係るモータ駆動装置の電圧検出回路の構成例を示す図 実施の形態２に係るモータ駆動装置の電圧検出回路の電流経路の例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置において電圧検出回路にフィルタを備えた場合のインバータにおけるスイッチング素子のオンオフのタイミングおよび電圧検出回路から出力される第１の電圧の例を示す図 実施の形態２に係るモータ駆動装置において、スイッチング素子のオン時間を拡大する制御を行う前の状態を示す図 実施の形態２に係るモータ駆動装置において、スイッチング素子のオン時間を拡大する制御を行った後の状態を示す図 実施の形態３に係るモータ駆動装置の電圧検出回路の構成例を示す図 実施の形態４に係るモータ駆動装置において第１の電圧を推定する動作を説明する図 実施の形態５に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 実施の形態６に係る空気調和機の構成例を示す図 実施の形態６に係るモータ駆動装置の電圧検出回路において制御部に０Ｖを出力する例を示す図 実施の形態６に係るモータ駆動装置の電圧検出回路において制御部に５Ｖを出力する例を示す図
　以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置およびそれを用いた空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置８０の構成例を示す図である。モータ駆動装置８０は、直流電源１０と、インバータ２０と、モータ３０と、接続線群４０と、電圧検出回路５０と、電流検出回路６０と、制御部７０と、を備える。
　直流電源１０は、インバータ２０に直流電圧すなわち直流母線電圧を供給する。直流電源１０は、図示しない外部の交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータであってもよい。この場合、コンバータとインバータ２０との間に、コンデンサを備えてもよい。コンデンサは、一般的に使用されている電界コンデンサであってもよいし、長寿命であるフィルムコンデンサを使用してもよい。さらに、静電容量の小さなコンデンサを用いることで、交流電源に流れる電流の高調波電流を抑制するよう構成してもよい。また、コンバータとコンデンサとの間に、高調波電流の抑制および力率の改善を目的とするリアクトルを挿入してもよい。
　インバータ２０は、スイッチング素子２１ａ～２１ｆと、各スイッチング素子２１ａ～２１ｆとそれぞれ並列に配置された逆流防止用のダイオード２２ａ～２２ｆと、を備える電力変換装置である。インバータ２０において、スイッチング素子２１ａ～２１ｃは上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子２１ｄ～２１ｆは下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子２１ａおよびスイッチング素子２１ｄによってＵ相のスイッチング素子対が構成され、スイッチング素子２１ｂおよびスイッチング素子２１ｅによってＶ相のスイッチング素子対が構成され、スイッチング素子２１ｃおよびスイッチング素子２１ｆによってＷ相のスイッチング素子対が構成される。このように、インバータ２０は、３つのスイッチング素子対を備える。インバータ２０では、スイッチング素子２１ａ～２１ｆが、スイッチング素子２１ａ～２１ｆに対する制御部７０からの指示であるゲート信号７１に基づいてオンおよびオフする。これにより、インバータ２０は、直流電圧すなわち直流母線電圧を３相交流電圧に変換し、３相交流電圧をモータ３０に出力する。なお、スイッチング素子２１ａ～２１ｆを区別しない場合はスイッチング素子２１と称し、ダイオード２２ａ～２２ｆを区別しない場合はダイオード２２と称することがある。
　モータ３０は、インバータ２０から出力される３相交流電圧によって駆動する。モータ３０は、例えば、ＰＭ（Permanent　Magnet）モータである。
　接続線群４０は、モータ３０に接続され、インバータ２０から出力される３相交流電圧をモータ３０に供給する３本の接続線を備える。接続線群４０は、一端がインバータ２０のＵ相のスイッチング素子対の中点に接続され他端がモータ３０の図示しないＵ相端子に接続される第１の接続線４１を備える。また、接続線群４０は、一端がインバータ２０のＶ相のスイッチング素子対の中点に接続され他端がモータ３０の図示しないＶ相端子に接続される第２の接続線４２を備える。また、接続線群４０は、一端がインバータ２０のＷ相のスイッチング素子対の中点に接続され他端がモータ３０の図示しないＷ相端子に接続される第３の接続線４３を備える。なお、図１の例では、Ｕ相を第１の相、Ｖ相を第２の相、Ｗ相を第３の相とする。
　電圧検出回路５０は、インバータ２０の出力側、すなわちインバータ２０とモータ３０との間に設けられ、第１の接続線４１およびグラウンド５２に接続される電圧検出部である。電圧検出回路５０は、第１の接続線４１の電位と基準電位との電位差に基づく電圧を検出し、検出した電圧の値である第１の電圧を電圧検出結果５１として制御部７０に出力する。図１の例では、グラウンド５２が基準電位となる。
　電流検出回路６０は、インバータ２０の出力側、すなわちインバータ２０とモータ３０との間に設けられ、接続線群４０のうち少なくとも１本の線に接続される電流検出部である。電流検出回路６０は、接続線群４０に流れる電流を検出し、検出した電流の値を電流検出結果６１として制御部７０に出力する。
　制御部７０は、インバータ２０の動作を制御するマイクロコントローラ（以下、マイコンとする。）である。具体的には、制御部７０は、電圧検出結果５１および電流検出結果６１に基づいて、インバータ２０から出力される３相交流電圧の電圧値を決定し、決定された３相交流電圧の電圧値がインバータ２０から出力されるように、インバータ２０のスイッチング素子２１ａ～２１ｆのスイッチングタイミングを決定する。制御部７０は、決定されたスイッチングタイミングでスイッチング素子２１ａ～２１ｆが駆動するように、スイッチング素子２１ａ～２１ｆのそれぞれのオンおよびオフを制御するためのゲート信号７１を生成し、ゲート信号７１をインバータ２０に出力する。
　モータ駆動装置８０では、インバータ２０が、制御部７０の制御によって駆動し、直流電圧を３相交流電圧に変換してモータ３０に出力する。これにより、モータ３０は、適切な回転磁界が発生することによって回転する。
　つぎに、モータ駆動装置８０において、電圧検出回路５０が第１の電圧を検出し、制御部７０が直流母線電圧の電圧値を算出する動作について説明する。図２は、実施の形態１に係るモータ駆動装置８０が備える電圧検出回路５０の構成例を示す図である。図２は、図１に示すモータ駆動装置８０から、電圧検出回路５０で第１の電圧を検出する動作に係わる部分を抜き出したものである。電圧検出回路５０は、抵抗５３および抵抗５４からなる分圧抵抗を備える。なお、抵抗５３の抵抗値Ｒ１＞抵抗５４の抵抗値Ｒ２とする。図２において、Ｖｄｃは直流電源１０からインバータ２０に入力される直流母線電圧であり、Ｖｕはグラウンド５２と第１の接続線４１との電位差すなわちＵ相に印加される相電圧である。
　図３は、実施の形態１に係るモータ駆動装置８０のインバータ２０が備えるスイッチング素子２１ａ，２１ｄのオンおよびオフのタイミングと、電圧検出回路５０が第１の電圧を検出する検出期間Ｔａとを示す図である。検出期間Ｔａは、Ｕ相の上アームのスイッチング素子２１ａがオン、かつＵ相の下アームのスイッチング素子２１ｄがオフになる期間である。検出期間Ｔａでは、グラウンド５２からＵ相にかかる相電圧Ｖｕ＝直流母線電圧Ｖｄｃとなる。電圧検出回路５０は、抵抗５４の両端電圧である第１の電圧Ｖ１を電圧検出結果５１として、制御部７０に出力する。なお、検出期間Ｔａを第１の期間と称することがある。
　制御部７０は、あらかじめ抵抗５３の抵抗値Ｒ１、抵抗５４の抵抗値Ｒ２、および直流母線電圧Ｖｄｃの計算式の情報を保持している。また、制御部７０は、インバータ２０に対してゲート信号７１を出力していることから、インバータ２０が備えるスイッチング素子２１ａ～２１ｆのオンおよびオフのタイミングを認識している。そのため、制御部７０は、検出期間Ｔａにおいて電圧検出回路５０から取得した第１の電圧Ｖ１を用いて、「Ｖ１×（（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）＝Ｖｕ」の計算式から相電圧Ｖｕを算出する。制御部７０は、検出期間Ｔａでは相電圧Ｖｕ＝直流母線電圧Ｖｄｃであることから、第１の電圧Ｖ１を用いて相電圧Ｖｕすなわち直流母線電圧Ｖｄｃの電圧値を算出することができる。以降の説明において、記載を簡潔にするため、直流母線電圧Ｖｄｃの電圧値を、単に直流母線電圧Ｖｄｃと称することがある。
　図４は、実施の形態１に係るモータ駆動装置８０の制御部７０における直流母線電圧Ｖｄｃの算出処理を示すフローチャートである。制御部７０は、電圧検出回路５０から電圧検出結果５１を取得する（ステップＳ１）。制御部７０は、インバータ２０に出力するゲート信号７１に基づいて、検出期間Ｔａか否かを判定する（ステップＳ２）。制御部７０は、検出期間Ｔａの場合（ステップＳ２：Ｙｅｓ）、直流母線電圧Ｖｄｃを算出し（ステップＳ３）、ステップＳ１に戻る。制御部７０は、検出期間Ｔａではない場合（ステップＳ２：Ｎｏ）、ステップＳ１に戻る。
　図１および図２に示すように、モータ駆動装置８０において、電圧検出回路５０は、インバータ２０の出力側に設けられている。そのため、インバータ２０が動作していない場合、電圧検出回路５０に電流が流れない。すなわち、制御部７０がインバータ２０に対してゲート信号７１を出力しない限り、インバータ２０の出力側には電圧は発生せず、電圧検出回路５０に電流が流れることはない。電圧検出回路５０には、インバータ２０の動作時のみ、電流が流れてくる。インバータ２０が動作をしていない待機状態では電圧検出回路５０に電流が流れてこないことから、電圧検出回路５０は、電力を消費しない。すなわち、モータ駆動装置８０では、インバータ２０が動作をしていない待機状態では、電圧検出回路５０で待機電力が発生しない。そのため、モータ駆動装置８０は、直流母線電圧を検出する回路がインバータの入力側にある比較例のモータ駆動装置と比較して、待機電力を低減することができる。
　ここで、電圧検出回路５０が直流母線電圧Ｖｄｃに基づく第１の電圧を検出可能な検出期間Ｔａは、インバータ２０が出力する３相交流電圧の大きさによって変化する。具体的には、インバータ２０から出力される３相交流電圧が大きいほど、電圧検出回路５０が直流母線電圧Ｖｄｃに基づく第１の電圧を検出できる検出期間Ｔａが短くなってしまう。検出期間Ｔａが短くなると、制御部７０が直流母線電圧Ｖｄｃを算出できる期間が短くなってしまう。そのため、制御部７０は、インバータ２０が出力する３相交流電圧の大きさ、すなわちインバータ２０の電圧変調率に応じて、検出期間Ｔａを変化させる。
　図５は、実施の形態１に係るモータ駆動装置８０の制御部７０の構成例を示す図である。制御部７０は、回転制御部７２と、電圧指令値算出部７３と、ゲート信号生成部７４と、電圧変調率制御部７５と、を備える。本実施の形態では、具体的に、制御部７０がＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）方式によってインバータ２０の動作を制御する場合について説明するが、インバータ２０に対する制御部７０の制御方式はこれに限定されない。
　回転制御部７２は、回転数指令に応じて、主軸に対するγ軸電圧指令Ｖγ＊および副軸に対するδ軸電圧指令Ｖδ＊を生成し、出力する。回転数指令は、例えば、モータ駆動装置８０が空気調和機に搭載されている場合に、空気調和機に対するユーザからの操作の内容に基づくものである。ユーザがリモートコントローラなどを操作して空気調和機に対して温度などを設定すると、空気調和機の動作を制御する図示しない制御装置が、リモートコントローラからの設定内容を受け付け、設定内容に応じた回転数指令を生成し、回転制御部７２に出力する。
　電圧指令値算出部７３は、検出期間Ｔａにおいて電圧検出回路５０から取得した第１の電圧Ｖ１を用いて相電圧Ｖｕすなわち直流母線電圧Ｖｄｃを算出する。直流母線電圧Ｖｄｃの算出方法は前述の通りである。電圧指令値算出部７３は、回転制御部７２から取得したγ軸電圧指令Ｖγ＊およびδ軸電圧指令Ｖδ＊と、算出した直流母線電圧Ｖｄｃとを用いて、インバータ２０に対する３相分の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出し、出力する。なお、Ｖｕ＊はＵ相に対応する電圧指令値、Ｖｖ＊はＶ相に対応する電圧指令値、Ｖｗ＊はＷ相に対応する電圧指令値である。また、電圧指令値算出部７３は、電圧変調率制御部７５からの指示に基づいて、γ軸電圧指令Ｖγ＊およびδ軸電圧指令Ｖδ＊と直流母線電圧Ｖｄｃとを用いて算出した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正する。
　ゲート信号生成部７４は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いて、インバータ２０が備えるスイッチング素子２１ａ～２１ｆに対するゲート信号７１（ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｎ）を生成し、インバータ２０に出力する。なお、ＳＷｕｐはスイッチング素子２１ａに対するゲート信号であり、ＳＷｖｐはスイッチング素子２１ｂに対するゲート信号であり、ＳＷｗｐはスイッチング素子２１ｃに対するゲート信号であり、ＳＷｕｎはスイッチング素子２１ｄに対するゲート信号であり、ＳＷｖｎはスイッチング素子２１ｅに対するゲート信号であり、ＳＷｗｎはスイッチング素子２１ｆに対するゲート信号である。具体的には、ゲート信号生成部７４は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とキャリア信号とを比較して、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とキャリ信号との大小関係からゲート信号７１（ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｎ）を生成する。モータ駆動装置８０では、ゲート信号生成部７４が、ゲート信号７１を出力してインバータ２０を構成するスイッチング素子２１ａ～２１ｆを駆動することによって、モータ３０に電圧を印加する。
　電圧変調率制御部７５は、電圧指令値算出部７３で算出された電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いてインバータ２０からモータ３０に出力される３相交流電圧の電圧変調率を算出し、検出期間Ｔａを変化させるか否かを決定する。具体的には、電圧変調率制御部７５は、インバータ２０がモータ３０を駆動する際のゼロベクトルの範囲を補正するか否かを決定する。
　図６は、実施の形態１に係るモータ駆動装置８０の制御部７０で生成される電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊およびゲート信号７１を示す図である。前述のように、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は電圧指令値算出部７３で生成され、ゲート信号７１（ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｎ）はゲート信号生成部７４で生成される。ゲート信号生成部７４は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、三角波キャリアであるキャリア信号Ｃとを比較して、比較結果によってインバータ２０を構成するスイッチング素子２１ａ～２１ｆのスイッチングタイミングを決定する。図６に示すゲート信号７１（ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｎ）において、ハイ（Ｈ）のタイミングが各スイッチング素子２１ａ～２１ｆをオンさせるタイミングであり、ロー（Ｌ）のタイミングが各スイッチング素子２１ａ～２１ｆをオフさせるタイミングである。インバータ２０において、スイッチング素子２１ａ～２１ｆは、図６に示すゲート信号７１（ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｎ）に従ってオンオフする。これにより、インバータ２０は、一相あたり０［ｖ］と直流母線電圧Ｖｄｃ［ｖ］の電圧をパルス状に出力することによって、線間電圧値として任意の周波数の交流電圧を出力する。なお、キャリア信号Ｃが三角波の場合について説明したが、一例であり、空間ベクトル変調によるインバータ動作の場合など、適切な線間電圧を出力する制御であればキャリア信号の形状は限定されない。
　図７は、実施の形態１に係るモータ駆動装置８０において電圧指令値の振幅が小さい場合の直流母線電圧Ｖｄｃを検出可能な検出期間Ｔａを示す図である。電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅が小さい場合、すなわち出力電圧変調率が小さい場合、インバータ２０においてＵ相、Ｖ相、およびＷ相の各相の上アームのスイッチング素子２１ａ～２１ｃの状態は、ゼロベクトルの状態が支配的である。ゼロベクトルの状態とは、スイッチング素子２１ａ～２１ｃの全てがオフの（０００）ベクトル、またはスイッチング素子２１ａ～２１ｃの全てがオンの（１１１）ベクトルの場合である。なお、（０００）および（１１１）は、スイッチング素子２１ｃ，２１ｂ，２１ａの順でオンオフの状態を示しており、“１”がオンの状態、“０”がオフの状態を示す。モータ駆動装置８０では、インバータ２０の上アームのスイッチング素子２１ａがオン、図７の例では、インバータ２０の上アームのスイッチング素子２１ａ～２１ｃが全てオンである（１１１）ベクトルの期間が直流母線電圧Ｖｄｃの検出期間Ｔａとなる。検出期間Ｔａが直流母線電圧Ｖｄｃの検出に必要な時間と比べて十分に長い場合、電圧変調率制御部７５が検出期間Ｔａを変化させない、すなわちゼロベクトル補正を実施しないでも、モータ駆動装置８０は、（１１１）ベクトルの期間中に直流母線電圧Ｖｄｃを検出可能である。直流母線電圧Ｖｄｃの検出に必要な時間とは、電圧検出回路５０が第１の電圧を検出してから、制御部７０が第１の電圧を用いて直流母線電圧Ｖｄｃを算出するまでにかかる時間である。
　図８は、実施の形態１に係るモータ駆動装置８０において電圧指令値の振幅が大きい場合の直流母線電圧Ｖｄｃを検出可能な検出期間Ｔａを示す図である。電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅が大きい場合、すなわち出力電圧変調率が大きい場合、インバータ２０においてＵ相、Ｖ相、およびＷ相の各相の上アームのスイッチング素子２１ａ～２１ｃの状態は、ゼロベクトルの状態が短くなる。スイッチング素子２１ａ～２１ｃの全てがオンの（１１１）ベクトルの時間すなわち検出期間Ｔａが直流母線電圧Ｖｄｃの検出に必要な時間と比べて短い場合、モータ駆動装置８０は、スイッチング素子２１ａ～２１ｃの全てがオンの（１１１）ベクトルの期間中に直流母線電圧Ｖｄｃを検出できない可能性がある。また、モータ駆動装置８０は、スイッチング素子２１ａ～２１ｃの全てがオンの（１１１）ベクトルの期間中に直流母線電圧Ｖｄｃを検出できる場合でも、直流母線電圧Ｖｄｃを検出できる検出期間Ｔａが短いため、検出する期間が限定されてしまう。そのため、制御部７０において、電圧変調率制御部７５は、電圧指令値に応じて、検出期間Ｔａを変化させる、すなわちゼロベクトルの範囲を補正する。
　図９は、実施の形態１に係るモータ駆動装置８０において検出期間Ｔａを拡大した状態を示す図である。図１０は、実施の形態１に係るモータ駆動装置８０の制御部７０が検出期間Ｔａを変化させる動作を示すフローチャートである。制御部７０において、電圧指令値算出部７３は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出する（ステップＳ１１）。
　電圧変調率制御部７５は、電圧指令値算出部７３から電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の情報を取得すると、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊からインバータ２０の電圧変調率を算出する（ステップＳ１２）。なお、電圧変調率については、電圧指令値算出部７３が算出し、電圧変調率制御部７５は、電圧指令値算出部７３から電圧変調率を取得してもよい。電圧変調率制御部７５は、算出した電圧変調率と、スイッチング素子２１ａ～２１ｃのオンの時間を拡大する補正を行うか否かを判定するための電圧変調率閾値とを比較する（ステップＳ１３）。図１１は、実施の形態１に係る電圧変調率制御部７５における判定処理の内容を示す図である。図１１において、上段の図の縦軸は電圧変調率を示し、下段の図の縦軸はゼロベクトル補正のオンオフを示す。また、図１１において、上段の図および下段の図の横軸は時間を示す。電圧変調率制御部７５は、算出した電圧変調率が電圧変調率閾値以上の場合（ステップＳ１３：Ｙｅｓ）、スイッチング素子２１ａ～２１ｃのオンの時間を拡大するゼロベクトル補正を行うと判定する（ステップＳ１４）。図１１においてゼロベクトル補正がオンの時間である。電圧変調率制御部７５は、算出した電圧変調率が電圧変調率閾値未満の場合（ステップＳ１３：Ｎｏ）、スイッチング素子２１ａ～２１ｃのオンの時間を拡大するゼロベクトル補正を行わないと判定する（ステップＳ１５）。図１１においてゼロベクトル補正がオフの時間である。電圧変調率制御部７５は、判定結果を電圧指令値算出部７３に通知する。すなわち、電圧変調率制御部７５は、電圧変調率が電圧変調率閾値未満の場合、検出期間Ｔａの長さを変化させず、電圧変調率が電圧変調率閾値以上の場合、検出期間Ｔａの長さを、電圧変調率によって電圧指令値算出部７３で本来得られる期間よりも拡大するように電圧指令値算出部７３に指示する。
　電圧指令値算出部７３は、ゼロベクトル補正を行う旨の通知を受けた場合、ゼロベクトル補正を行う（ステップＳ１６）。例えば、電圧指令値算出部７３は、γ軸電圧指令Ｖγ＊およびδ軸電圧指令Ｖδ＊と、直流母線電圧Ｖｄｃとを用いて算出した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を全体的に値が小さくなるように補正する。図９では、図８と比較すると、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が全体的に下方に補正されている。電圧指令値算出部７３は、補正後の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をゲート信号生成部７４に出力する。なお、電圧指令値算出部７３は、ゼロベクトル補正を行わない旨の通知を受けた場合、ステップＳ１１で算出した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をそのままゲート信号生成部７４に出力する。
　ゲート信号生成部７４は、電圧指令値算出部７３から取得した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、キャリア信号Ｃとを比較して、ゲート信号７１を生成する（ステップＳ１７）。ゲート信号生成部７４は、図８と比較して、スイッチング素子２１ａ～２１ｃのオンの時間を拡大するゲート信号７１を生成する。なお、制御部７０は、図１０に示すフローチャートの処理を繰り返し実施することで、検出期間Ｔａを拡大した後に電圧変調率が小さくなった場合、検出期間Ｔａの長さを、電圧変調率によって電圧指令値算出部７３で本来得られる期間に戻すことができる。
　電圧変調率制御部７５は、キャリア信号Ｃの一周期において、インバータ２０の上アームのスイッチング素子２１ａ～２１ｃが全てオフになる（０００）ベクトルの時間を、インバータ２０の上アームのスイッチング素子２１ａ～２１ｃが全てオンになる（１１１）ベクトルの時間に振り分ける。すなわち、電圧変調率制御部７５は、電圧変調率が電圧変調率閾値以上の場合、第１の期間である検出期間Ｔａと同様、第２の接続線４２が接続されるスイッチング素子対の上アームのスイッチング素子２１ｂがオンされている第２の期間の長さ、および第３の接続線４３が接続されるスイッチング素子対の上アームのスイッチング素子２１ｃがオンされている第３の期間の長さを、電圧変調率によって本来得られる期間よりも拡大するように電圧指令値算出部７３に指示する。以降の説明において、第１の接続線４１が接続されるスイッチング素子対を第１のスイッチング素子対、第２の接続線４２が接続されるスイッチング素子対を第２のスイッチング素子対、第３の接続線４３が接続されるスイッチング素子対を第３のスイッチング素子対と称することがある。これにより、モータ駆動装置８０は、上アームのスイッチング素子２１ａ～２１ｃがオンになる（１１１）ベクトルの時間を拡大することで、直流母線電圧Ｖｄｃの検出期間Ｔａを拡大することができる。制御部７０は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、すなわち電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の算出に利用される直流母線電圧Ｖｄｃに応じて、検出期間Ｔａを変化させる。
　モータ駆動装置８０は、キャリア信号Ｃの一周期あたりのインバータ２０のゼロベクトル時間、すなわち（０００）ベクトルおよび（１１１）ベクトルの総和の時間を変化させないことで、インバータ２０が出力する３相交流電圧の線間電圧値を同一のままで、インバータ２０の上アームのスイッチング素子２１ａ～２１ｃのオン時間、すなわち検出期間Ｔａを拡大することができる。また、モータ駆動装置８０は、インバータ２０の上アームのスイッチング素子２１ａ～２１ｃが全てオフの（０００）ベクトルの時間を、インバータ２０の上アームのスイッチング素子２１ａ～２１ｃが全てオンの（１１１）ベクトルの時間に振り分けたモータ制御方式である二相変調方式でモータ３０の動作を制御してもよい。この場合、モータ駆動装置８０は、二相変調方式で制御を実施することで、インバータ２０の上アームのスイッチング素子２１ａ～２１ｃのオン時間を最大にすることができ、より長い時間で直流母線電圧Ｖｄｃの検出が可能となる。
　なお、電圧変調率制御部７５が、電圧変調率と電圧変調率閾値とを比較する場合について説明したが、一例であり、複数の電圧変調率閾値を用いてもよい。複数の電圧変調率閾値を用いることによって、モータ駆動装置８０は、図９に示す電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の下方への補正量を変えて行うことができる。
　ゼロベクトル補正の具体的な例として、電圧指令値算出部７３が、算出した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を全体的に値が小さくなるように補正する場合について説明したが、これに限定されない。ゲート信号生成部７４において、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とキャリア信号Ｃとを比較した結果として図９に示すような効果が得られるのであれば、他の方法を用いてもよい。
　つづいて、モータ駆動装置８０のハードウェア構成について説明する。モータ駆動装置８０において、制御部７０は、前述のようにマイコンであるが、処理回路によっても実現される。すなわち、モータ駆動装置８０は、直流母線電圧Ｖｄｃを算出するための処理回路を備える。処理回路は、メモリに格納されるプログラムを実行するプロセッサおよびメモリであってもよいし、専用のハードウェアであってもよい。
　図１２は、実施の形態１に係るモータ駆動装置８０が備える処理回路をプロセッサおよびメモリで構成する場合の例を示す図である。処理回路がプロセッサ９１およびメモリ９２で構成される場合、処理回路の各機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアまたはファームウェアはプログラムとして記述され、メモリ９２に格納される。処理回路では、メモリ９２に記憶されたプログラムをプロセッサ９１が読み出して実行することにより、各機能を実現する。すなわち、処理回路は、直流母線電圧Ｖｄｃを算出することが結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリ９２を備える。また、これらのプログラムは、制御部７０の手順および方法をコンピュータに実行させるものであるともいえる。
　ここで、プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit）、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、またはＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）などであってもよい。また、メモリ９２には、例えば、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　ＥＰＲＯＭ）などの、不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）などが該当する。
　図１３は、実施の形態１に係るモータ駆動装置８０が備える処理回路を専用のハードウェアで構成する場合の例を示す図である。処理回路が専用のハードウェアで構成される場合、図１３に示す処理回路９３は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）、ＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）、またはこれらを組み合わせたものが該当する。制御部７０の各機能を機能別に処理回路９３で実現してもよいし、各機能をまとめて処理回路９３で実現してもよい。
　なお、制御部７０の各機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。このように、処理回路は、専用のハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述の各機能を実現することができる。以降の実施の形態で説明するモータ駆動装置の制御部も、同様のハードウェア構成である。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、モータ駆動装置８０では、直流母線電圧Ｖｄｃを検出するために相電圧を検出する電圧検出回路５０を、インバータ２０の出力側に配置した。電圧検出回路５０は、インバータ２０が動作することによって出力される電圧を検出し、制御部７０は、検出期間Ｔａにおける電圧検出回路５０からの電圧検出結果５１を用いて、直流母線電圧Ｖｄｃを算出する。インバータ２０が動作していないときには電圧検出回路５０に電流が流れ込むことはない。制御部７０は、インバータ２０が動作している期間で直流母線電圧Ｖｄｃを算出する。これにより、モータ駆動装置８０は、インバータ２０停止時における電圧検出回路５０の待機電力を低減することができる。また、モータ駆動装置８０は、スイッチング素子などを用いることなく、電圧検出回路５０への電流の流れを抑制できるため、装置を大型化することなく、簡易な構成で待機電力を低減することが可能である。
　また、モータ駆動装置８０は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、すなわちインバータ２０の電圧変調率に応じて、検出期間Ｔａを変化させることとした。モータ駆動装置８０は、電圧変調率が大きく、検出期間Ｔａが短くなる場合に、モータ３０に対する制御を変更することなく、検出期間Ｔａを拡大することができ、直流母線電圧Ｖｄｃの検出精度を向上させることができる。
　なお、実施の形態１では、電圧検出回路５０が接続線群４０のうち第１の接続線４１に接続してＵ相の相電圧Ｖｕを検出し、制御部７０がＵ相の相電圧Ｖｕから直流母線電圧Ｖｄｃを算出していたが、一例であり、これに限定されない。電圧検出回路５０は、第２の接続線４２に接続してＶ相の相電圧Ｖｖを検出してもよいし、第３の接続線４３に接続してＷ相の相電圧Ｖｗを検出してもよい。制御部７０は、Ｖ相の相電圧ＶｖまたはＷ相の相電圧Ｖｗを用いた場合でも、Ｕ相の相電圧Ｖｕを用いた場合と同様の計算方法によって、直流母線電圧Ｖｄｃを算出することができる。
　インバータ２０で使用されるスイッチング素子２１ａ～２１ｆには、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor）などの半導体スイッチング素子が用いられる。半導体スイッチング素子を構成する材料は、現在一般的には珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いるのが主流である。しかし、これに代えて、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ2Ｏ3）、ダイヤモンドなどを材料とするワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。
　このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子２１ａ～２１ｆは、導通時の抵抗が低いという特徴から、損失の低減を図ることができる。また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子２１ａ～２１ｆは、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子２１ａ～２１ｆの小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子２１ａ～２１ｆを用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子２１ａ～２１ｆは、耐熱性も高い。そのため、放熱用部品の小型化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子２１ａ～２１ｆは、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子等の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。また、高周波数でのスイッチングが可能となるため、モータ３０に高周波数の電流を流すことが可能となる。なお、全てのスイッチング素子２１ａ～２１ｆがワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、一部のスイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよく、この実施の形態に記載の効果を得ることができる。
実施の形態２．
　実施の形態２では、電圧検出回路５０が、リンギングを抑制するためのフィルタを備える。実施の形態１と異なる部分について説明する。
　実施の形態２のモータ駆動装置８０の構成は、図１に示す実施の形態１のモータ駆動装置８０の構成と同様である。図１４は、電圧検出回路５０にフィルタを備えない実施の形態１のモータ駆動装置８０のインバータ２０におけるスイッチング素子２１ａのオンオフのタイミングおよび出力される相電圧Ｖｕの例を示す図である。スイッチング素子２１ａのオンオフによる相電圧Ｖｕの電圧変化は、０［ｖ］またはＶｄｃ［ｖ］に変化するのが理想的であるが、実際には０［ｖ］からＶｄｃ［ｖ］への変化時、およびＶｄｃ［ｖ］から０［ｖ］への変化時にリンギングが発生することがある。リンギングは、回路が実装された基板の配線インダクタンス成分、インピーダンス成分などによって発生する場合、また、基板上の回路周辺でのノイズの影響によって発生する場合がある。そのため、原因を一概に突き止めることは難しく、リンギングの抑制は非常に難しい。
　リンギングは、例えば、相電圧Ｖｕの理想的な出力電圧が０［ｖ］およびＶｄｃ［ｖ］の場合、瞬間的にＶｄｃ［ｖ］以上の過大な電圧値が出力される可能性がある。そのため、リンギングを含む電圧がマイコンである制御部７０に直接入力されると、制御部７０が許容する電圧以上の電圧が印加され、制御部７０が故障する可能性がある。モータ駆動装置８０では、制御部７０の前段、すなわち電圧検出回路５０にフィルタを追加することでリンギングを抑制し、過大な電圧が制御部７０に入力されることを防止することが可能である。
　図１５は、実施の形態２に係るモータ駆動装置８０の電圧検出回路５０の構成例を示す図である。実施の形態２の電圧検出回路５０は、図２に示す電圧検出回路５０に、フィルタ５８を追加したものである。フィルタ５８は、抵抗５３と抵抗５４との第１の接続点と、制御部７０と、を接続する第１の配線と第２の接続点で一端が接続され、他端がグラウンド５２に接続される。フィルタ５８は、抵抗５３または抵抗５４とフィルタ回路を構成するフィルタコンデンサ６５を備える。フィルタコンデンサ６５の静電容量をＣｆｉｌとする。図１６は、実施の形態２に係るモータ駆動装置８０の電圧検出回路５０の電流経路の例を示す図である。電圧検出回路５０は、スイッチング素子２１ａがオンの場合、電流経路８１に示すようにインバータ２０から電流が流れる。この場合、電圧検出回路５０は、抵抗値Ｒ１の抵抗５３およびフィルタコンデンサ６５から構成されるフィルタ回路の時定数τ＝Ｒ１×Ｃｆｉｌの応答速度で、定常値が第１の電圧Ｖ１の電圧を制御部７０に出力する。また、電圧検出回路５０は、スイッチング素子２１ａがオフの場合、電流経路８２に示すようにフィルタコンデンサ６５から電流が流れる。この場合、電圧検出回路５０は、抵抗値Ｒ２の抵抗５４およびフィルタコンデンサ６５から構成されるフィルタ回路の時定数τ＝Ｒ２×Ｃｆｉｌの応答速度で、定常値が０の電圧を制御部７０に出力する。
　なお、抵抗５３の抵抗値Ｒ１または抵抗５４の抵抗値Ｒ２とフィルタ５８が備えるフィルタコンデンサ６５の静電容量Ｃｆｉｌとから算出される時定数τが、検出期間Ｔａよりも小さくなるような、抵抗５３の抵抗値Ｒ１、抵抗５４の抵抗値Ｒ２、およびフィルタコンデンサ６５の静電容量Ｃｆｉｌとする。具体的には、フィルタ回路の時定数τが、電圧検出回路５０に入力されるインバータ２０からの相電圧の最少オン時間幅、すなわちスイッチング素子２１ａの最少オン時間幅に対して十分小さな時間、例えば、１／６の時間より小さくなるように、抵抗値Ｒ１，Ｒ２および静電容量Ｃｆｉｌを設定する。これにより、電圧検出回路５０から制御部７０に出力される第１の電圧Ｖ１が定常値になるまでの時間を十分に確保することができる。この結果、モータ駆動装置８０は、制御部７０に入力される第１の電圧Ｖ１のリンギングを抑制し、直流母線電圧Ｖｄｃを精度良く検出することが可能である。
　図１７は、実施の形態１に係るモータ駆動装置８０において電圧検出回路５０にフィルタを備えた場合のインバータ２０におけるスイッチング素子２１ａのオンオフのタイミングおよび電圧検出回路５０から出力される第１の電圧Ｖ１の例を示す図である。制御部７０は、図１７の下段に示す第１の電圧Ｖ１が「（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））×Ｖｄｃ」になると、直流母線電圧Ｖｄｃを算出することができる。一方で、第１の電圧Ｖ１は、フィルタ回路の時定数τの応答速度で立ち上がるため、「（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））×Ｖｄｃ」になるまでに時間がかかる。モータ駆動装置８０において、モータ３０の誘起電圧が高い場合、またはモータ３０が高負荷で駆動する場合、インバータ２０は、電圧変調率の高い領域で動作しなければならない。そのため、スイッチング素子２１ａのオン時間が短くなり、直流母線電圧Ｖｄｃを検出できる時間が短くなる。例えば、電圧変調率が大きくなり、フィルタ回路の時定数τの５倍以下程度にスイッチング素子２１ａのオン時間が短くなると、図１７の下段の一番右側に示すように、第１の電圧Ｖ１が「（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））×Ｖｄｃ」まで立ち上がりきらず、制御部７０が、実際の電圧値よりも低い電圧値として誤検出する可能性がある。
　この場合、制御部７０は、実施の形態１のときと同様、スイッチング素子２１ａ～２１ｃのオン時間を拡大する、すなわち検出期間Ｔａを拡大する制御を行う。図１８は、実施の形態２に係るモータ駆動装置８０において、スイッチング素子２１ａ～２１ｃのオン時間を拡大する制御を行う前の状態を示す図である。図１９は、実施の形態２に係るモータ駆動装置８０において、スイッチング素子２１ａ～２１ｃのオン時間を拡大する制御を行った後の状態を示す図である。モータ駆動装置８０においてスイッチング素子２１ａ～２１ｃのオン時間を拡大する制御、具体的には、制御部７０が行う制御内容は、実施の形態１のときと同様である。モータ駆動装置８０は、キャリア信号Ｃの一周期において、インバータ２０の上アームのスイッチング素子２１ａ～２１ｃの全てがオフになる（０００）ベクトルの期間を縮小して、インバータ２０の上アームのスイッチング素子２１ａ～２１ｃの全てがオンになる（１１１）ベクトルの期間に振り分けることで、（１１１）ベクトルの期間を拡大する。これにより、モータ駆動装置８０は、図１９に示すように、直流母線電圧Ｖｄｃの検出期間Ｔａを拡大することができる。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、モータ駆動装置８０は、電圧検出回路５０にフィルタ５８を備えることとした。これにより、モータ駆動装置８０は、インバータ２０から出力される相電圧にリンギングが発生している場合でも、リンギングを抑制し、制御部７０に過大な電圧が入力される事態を回避することができる。また、モータ駆動装置８０は、フィルタ５８の影響によって、第１の電圧Ｖ１が「（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））×Ｖｄｃ」になるまでに時間がかかる場合でも、スイッチング素子２１ａ～２１ｃのオン時間を拡大する制御を行うことで、直流母線電圧Ｖｄｃの検出期間Ｔａを拡大することができる。
実施の形態３．
　実施の形態３では、電圧検出回路５０が、分圧抵抗で使用される抵抗５３，５４の他に、フィルタ５８内に抵抗を備える。実施の形態２と異なる部分について説明する。
　実施の形態３のモータ駆動装置８０の構成は、図１に示す実施の形態１のモータ駆動装置８０の構成と同様である。図２０は、実施の形態３に係るモータ駆動装置８０の電圧検出回路５０の構成例を示す図である。実施の形態３の電圧検出回路５０は、図１５に示す電圧検出回路５０のフィルタ５８内に、抵抗値Ｒｆｉｌの抵抗６６を追加したものである。抵抗６６は、第１の配線において、一端が第１の接続点に接続され、他端が第２の接続点に接続される第３の抵抗である。実施の形態３の電圧検出回路５０では、フィルタ５８のみでＲＣフィルタを構築することができる。実施の形態２と異なり、電圧検出回路５０の抵抗５３または抵抗５４とフィルタコンデンサ６５とのフィルタ回路の構成ではなく、電圧検出回路５０の分圧抵抗以外の抵抗６６を挿入することで、ＲＣフィルタの配置制約を少なくすることが可能になる。例えば、電圧検出回路５０のうち、フィルタ５８を制御部７０周辺に配置することで、モータ駆動装置８０の回路が実装された基板で発生する電導ノイズ、配線インピーダンスなどによるリンギングの影響を抑えることができる。モータ駆動装置８０は、制御部７０に過大な電圧、ノイズなどの入力を抑制することができ、安定した直流母線電圧検出が可能になる。
　なお、電圧検出回路５０では、抵抗５３、抵抗６６、およびフィルタコンデンサ６５でフィルタ回路を構成することも可能であり、抵抗５４、抵抗６６、およびフィルタコンデンサ６５でフィルタ回路を構成することも可能である。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、モータ駆動装置８０は、電圧検出回路５０のフィルタ５８に、分圧抵抗で使用される抵抗５３，５４とは異なる抵抗６６を備えることとした。これにより、モータ駆動装置８０は、実施の形態２の場合と比較して、各構成要素の配置の制約を少なくすることができる。
実施の形態４．
　実施の形態２では、検出期間Ｔａを拡大する制御について説明した。しかしながら、検出期間Ｔａを拡大できる期間には制限がある。このような場合、フィルタ回路の時定数によっては、検出期間Ｔａ内に第１の電圧Ｖ１が立ち上がりきらない場合も想定される。実施の形態４では、第１の電圧Ｖ１が立ち上がり途中の段階で、実際の第１の電圧Ｖ１を推定する。
　実施の形態４のモータ駆動装置８０の構成は、図１に示す実施の形態１のモータ駆動装置８０の構成と同様である。図２１は、実施の形態４に係るモータ駆動装置８０において第１の電圧Ｖ１を推定する動作を説明する図である。図２１では、スイッチング素子２１ａ～２１ｃのオン時間、すなわち検出期間Ｔａにおいて第１の電圧Ｖ１が立ち上がりきっていない状態を示している。また、スイッチング素子２１ａ～２１ｃのオン時間を拡大しても、第１の電圧Ｖ１が立ち上がりきらない状態にあるとする。このような場合、制御部７０は、直流母線電圧Ｖｄｃを誤検出してしまう可能性がある。
　そのため、制御部７０において、電圧指令値算出部７３は、フィルタ回路の時定数τの応答速度で制御部７０に入力される第１の電圧Ｖ１である電圧Ｖ１（τ）を検出し、「Ｖ１（６τ）＝Ｖ１（τ）／（１－ｅｘｐ（－τ／τ））」の式を用いて、実際の第１の電圧Ｖ１を推定する。この式は、第１の電圧Ｖ１の傾きを考慮したものである。電圧指令値算出部７３は、第１の電圧Ｖ１の立ち上がり時間を確保することなく、フィルタ回路の時定数τ経過後の時間での電圧値Ｖ１（τ）を検出することで、第１の電圧Ｖ１の電圧が９９．７％まで立ち上がった定常電圧値を計算で求めることが可能である。このように、電圧指令値算出部７３は、時定数τを用いて、第１の電圧Ｖ１が入力されてから、フィルタ回路の時定数τで示される時間である第４の期間経過後の電圧値から、電圧検出回路５０で検出された第１の電圧Ｖ１を推定する。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、制御部７０において、電圧指令値算出部７３は、電圧変調率が高く、フィルタ回路の時定数τがスイッチング素子２１ａ～２１ｃのオン時間すなわち検出期間Ｔａに対して十分に小さく設定できない場合、フィルタ回路の時定数τで示される時間経過後の電圧値Ｖ１（τ）を用いて、第１の電圧Ｖ１を推定することとした。これにより、電圧指令値算出部７３は、第１の電圧Ｖ１の立ち上がり時間を確保できない場合でも、第１の電圧Ｖ１を取得することができる。
実施の形態５．
　実施の形態１から実施の形態４では、モータ駆動装置８０は、インバータ２０およびモータ３０を１つずつ備えていた。実施の形態５では、モータ駆動装置は、並列接続された複数のインバータを備え、各インバータが、各々に接続されたモータを駆動する。実施の形態１と異なる部分について説明する。
　図２２は、実施の形態５に係るモータ駆動装置８０ａの構成例を示す図である。モータ駆動装置８０ａは、直流電源１０と、インバータ２０ａ，２０ｂと、モータ３０ａ，３０ｂと、接続線群４０ａ，４０ｂと、電圧検出回路５０と、電流検出回路６０ａ，６０ｂと、制御部７０と、を備える。
　図２２に示すモータ駆動装置８０ａにおいて、インバータ２０ａ，２０ｂ、モータ３０ａ，３０ｂ、接続線群４０ａ，４０ｂ、および電流検出回路６０ａ，６０ｂは、それぞれ、図１に示す実施の形態１のインバータ２０、モータ３０、接続線群４０、および電流検出回路６０と同様の構成である。インバータ２０ａ，２０ｂは、モータ３０ａ，３０ｂの各々と接続線群４０ａ，４０ｂで接続され、各々が異なるモータ３０ａ，３０ｂに３相交流電圧を出力する。制御部７０は、インバータ２０ａ，２０ｂの動作を制御するマイコンである。具体的には、制御部７０は、電圧検出結果５１および電流検出結果６１ａ，６１ｂに基づいてゲート信号７１ａ，７１ｂを生成し、ゲート信号７１ａをインバータ２０ａに出力し、ゲート信号７１ｂをインバータ２０ｂに出力する。
　つぎに、モータ駆動装置８０ａにおいて、電圧検出回路５０が第１の電圧を検出し、制御部７０が直流母線電圧Ｖｄｃを算出する動作について説明する。実施の形態５において、モータ駆動装置８０ａはインバータ２０ａ，２０ｂを備えており、インバータ２０ａ，２０ｂは直流電源１０に対して並列に接続されている。また、インバータ２０ａ，２０ｂの各々は、異なるモータ３０ａ，３０ｂに３相交流電圧を出力する。このような構成の場合、モータ駆動装置８０ａでは、インバータ２０ａ，２０ｂから出力される３相交流電圧、出力周波数などが異なっていても、インバータ２０ａ，２０ｂには直流電源１０から同じ大きさの直流母線電圧Ｖｄｃがかかることになる。
　そのため、制御部７０は、インバータ２０ａ，２０ｂから出力される直流母線電圧Ｖｄｃを全て算出する必要はなく、１つのインバータについて直流母線電圧Ｖｄｃを算出し、算出した直流母線電圧Ｖｄｃをインバータ２０ａ，２０ｂに共通の直流母線電圧Ｖｄｃとして運用し、インバータ２０ａ，２０ｂの動作を制御する。モータ駆動装置８０ａでは、電圧検出回路５０が、インバータ２０ａとモータ３０ａとを接続する接続線群４０ａの第１の接続線４１ａに接続され、インバータ２０ａについて第１の電圧を検出する。制御部７０は、第１の電圧を用いて直流母線電圧Ｖｄｃを算出する。制御部７０における直流母線電圧Ｖｄｃの算出方法は、実施の形態１の制御部７０における直流母線電圧Ｖｄｃの算出方法と同様である。
　また、制御部７０は、実施の形態１，４で説明したような制御を行うことも可能である。また、電圧検出回路５０は、実施の形態２，３で説明したように、内部にフィルタ５８を備える構成であってもよい。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、モータ駆動装置８０ａでは、インバータおよびモータを複数備える構成において、１つのインバータの相電圧を用いて直流母線電圧Ｖｄｃを算出し、算出した直流母線電圧Ｖｄｃを用いてインバータ２０ａ，２０ｂを制御することとした。これにより、モータ駆動装置８０ａは、実施の形態１のときと同様の効果を得るとともに、複数のインバータおよびモータを備える構成において、簡易な構成で直流母線電圧Ｖｄｃを検出することができる。なお、モータ駆動装置８０ａでは、インバータ２０ａ，２０ｂ、接続線群４０ａ，４０ｂ、およびモータ３０ａ，３０ｂが２並列の構成であったが、一例であり、３並列以上の構成であってもよい。すなわち、モータ駆動装置は、インバータが３つ以上並列に接続される構成であってもよい。
実施の形態６．
　実施の形態６では、実施の形態１から実施の形態５で説明したモータ駆動装置を備える空気調和機について説明する。ここでは、モータ駆動装置８０を例にして説明するが、モータ駆動装置８０ａについても適用可能である。
　図２３は、実施の形態６に係る空気調和機１００の構成例を示す図である。空気調和機１００は、室内機１０１と、室外機１０２と、配線１０３と、を備える。室内機１０１および室外機１０２は、配線１０３によって接続されている。空気調和機１００は、一例として、住宅に設置されているものとする。室内機１０１は、モータ駆動装置８０を備える。モータ駆動装置８０は、電源線２００を介して住宅に設置されているコンセントと接続し、商用電源から交流電圧の供給を受ける。前述のように、モータ駆動装置８０では、直流電源１０をコンバータに置き換えることも可能である。モータ駆動装置８０では、コンバータが、交流電圧を直流電圧すなわち直流母線電圧に変換する。
　図２３に示すように、空気調和機１００の室内機１０１は、空気調和機１００の使用の有無に依らずコンセントと接続し、モータ駆動装置８０には、コンセントから交流電圧が供給されている。ここで、比較例として、インバータの入力側に直流母線電圧を検出する回路を備えるモータ駆動装置を想定する。比較例のモータ駆動装置では、インバータの入力側に直流母線電圧を検出する回路があるため、直流母線電圧検出用の抵抗によってコンセントから供給される交流電圧が消費され、常に消費電力が発生する。空気調和機が動作していない場合、この抵抗による消費電力が待機電力となる。室内機がコンセントと接続している限り、モータ駆動装置には交流電圧が印加され、待機電力が発生する。
　本実施の形態において、空気調和機１００は、室内機１０１のインバータ２０の出力側に、直流母線電圧検出用の電圧検出回路５０を備える。電圧検出回路５０には、インバータ２０から電圧が出力された場合にのみ電流が流れ、インバータ２０から電圧が出力されていない場合には電流が流れない。このような構成によって、モータ駆動装置８０は、コンセント接続時においても、インバータ２０の動作時のみ直流電圧を検出することで、電圧検出回路５０での待機電力を削減することができる。
　なお、モータ駆動装置８０では、インバータ２０とモータ３０との間の接続線群４０において、第１の接続線４１のみに電圧検出回路５０が接続されている。すなわち、モータ駆動装置８０では、接続線群４０の３本の接続線のうち、１本の接続線に抵抗が接続され、他の２本の接続線には抵抗が接続されていないことになる。この場合、モータ駆動装置８０では、インバータ２０からモータ３０に流れる電流においてアンバランスが発生し、モータ３０での騒音の発生が懸念される。そのため、モータ駆動装置８０は、電圧検出回路５０で使用される分圧抵抗の抵抗値と同じ抵抗値の抵抗を備え、接続線群４０の３本の接続線のうち、電圧検出回路５０が接続されていない第２の接続線４２および第３の接続線４３に抵抗を接続させる。これにより、モータ駆動装置８０は、モータ３０に流れる電流のアンバランスを防ぐことができ、モータ３０による騒音を防ぐことができる。
　電圧検出回路５０での消費電力を小さくするため、電圧検出回路５０が備える分圧抵抗の抵抗値を大きい値にすることで、消費電力を抑えることが可能である。しかしながら、電圧検出回路５０の有する分圧抵抗を高抵抗にし過ぎると、電圧検出回路５０に流れる電流が小さくなり、モータ駆動装置８０で発生するサージなどのノイズの影響を受けやすくなる。そのため、電圧検出回路５０は、５Ｖ電源と、５Ｖ電源とグラウンド５２との間に２つのクランプダイオードを備え、サージなどのノイズによる誤作動を防止してもよい。
　図２４は、実施の形態６に係るモータ駆動装置８０の電圧検出回路５０において制御部７０に０Ｖを出力する例を示す図である。また、図２５は、実施の形態６に係るモータ駆動装置８０の電圧検出回路５０において制御部７０に５Ｖを出力する例を示す図である。図２４および図２５に示す実施の形態６の電圧検出回路５０は、図１５に示す実施の形態２の電圧検出回路５０に対して、５Ｖ電源５５と、クランプダイオード５６，５７とを追加したものである。５Ｖ電源５５は、５Ｖの直流電圧を出力する直流電源である。図２４および図２５に示すように、電圧検出回路５０では、２つのクランプダイオード５６，５７を接続する接続線と、分圧抵抗に使用される抵抗５３，５４と制御部７０とを接続する接続線とが接続されている。図２４に示すように、分圧抵抗の抵抗５４の両端電圧である第１の電圧Ｖ１が０Ｖより小さいとき、第１の電圧Ｖ１はグラウンド５２の電圧Ｖｇ＝０Ｖよりも小さい。この場合、電圧検出回路５０は、制御部７０に対して、グラウンド５２側から供給される電圧を出力、すなわち電圧Ｖｇ＝０Ｖの電圧検出結果５１を出力する。また、図２５に示すように、分圧抵抗の抵抗５４の両端電圧である第１の電圧Ｖ１が５Ｖより大きいとき、第１の電圧Ｖ１は５Ｖ電源５５の出力電圧Ｖｃ＝５Ｖよりも大きい。この場合、電圧検出回路５０は、制御部７０に対して、５Ｖ電源５５側から供給される電圧を出力、すなわち電圧Ｖｃ＝５Ｖの電圧検出結果５１を出力する。これにより、電圧検出回路５０は、制御部７０に出力する電圧値すなわち電圧検出結果５１を、０Ｖ以上、５Ｖ以下の範囲に抑えることができる。
　ここで、電圧検出回路５０の有する分圧抵抗を低インピーダンスにし過ぎると、モータ３０の巻き線インピーダンスの影響を受ける。そのため、電圧検出回路５０の分圧抵抗の抵抗値を、モータ３０の巻き線の抵抗値に対して１００倍程度、例えば、８０～１２０倍の値に設定する。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１０　直流電源、２０，２０ａ，２０ｂ　インバータ、２１ａ～２１ｆ　スイッチング素子、２２ａ～２２ｆ　ダイオード、３０，３０ａ，３０ｂ　モータ、４０，４０ａ，４０ｂ　接続線群、４１，４１ａ，４１ｂ　第１の接続線、４２，４２ａ，４２ｂ　第２の接続線、４３，４３ａ，４３ｂ　第３の接続線、５０　電圧検出回路、５１　電圧検出結果、５２　グラウンド、５３，５４，６６　抵抗、５５　５Ｖ電源、５６，５７　クランプダイオード、５８　フィルタ、６０，６０ａ，６０ｂ　電流検出回路、６１，６１ａ，６１ｂ　電流検出結果、６５　フィルタコンデンサ、７０　制御部、７１，７１ａ，７１ｂ　ゲート信号、７２　回転制御部、７３　電圧指令値算出部、７４　ゲート信号生成部、７５　電圧変調率制御部、８０，８０ａ　モータ駆動装置、１００　空気調和機、１０１　室内機、１０２　室外機、１０３　配線、２００　電源線。

Claims (10)

  1. 　第１の相、第２の相および第３の相にそれぞれ対応する第１の接続線、第２の接続線および第３の接続線でモータと接続され、前記モータを駆動するモータ駆動装置であって、
    　前記第１の接続線、前記第２の接続線および前記第３の接続線のそれぞれに接続され、上アームのスイッチング素子および下アームのスイッチング素子からなる第１のスイッチング素子対、第２のスイッチング素子対および第３のスイッチング素子対を有し、前記第１のスイッチング素子対、前記第２のスイッチング素子対および前記第３のスイッチング素子対を用いて直流電圧を３相交流電圧に変換し、前記３相交流電圧を前記モータに出力するインバータと、
    　前記第１の接続線の電位と基準電位との電位差に基づく第１の電圧を検出する電圧検出回路と、
    　前記第１のスイッチング素子対の上アームのスイッチング素子がオンされている第１の期間において、前記第１の電圧を用いて前記直流電圧の電圧値を算出し、前記電圧値を用いて前記インバータの動作を制御するとともに、前記電圧値に応じて前記第１の期間を変化させる制御部と、
    　を備えるモータ駆動装置。
  2. 　前記制御部は、
    　前記電圧値を用いて電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、
    　前記電圧指令値を用いて前記インバータの動作を制御するゲート信号を生成し、前記ゲート信号を前記インバータに出力するゲート信号生成部と、
    　前記電圧指令値から得られる前記インバータの電圧変調率と、電圧変調率閾値とを比較し、前記電圧変調率が前記電圧変調率閾値未満の場合、前記第１の期間の長さを変化させず、前記電圧変調率が前記電圧変調率閾値以上の場合、前記第１の期間の長さを、前記電圧変調率によって本来得られる期間よりも拡大するように前記電圧指令値算出部に指示する電圧変調率制御部と、
    　を備える請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記電圧変調率制御部は、前記電圧変調率が前記電圧変調率閾値以上の場合、前記第２のスイッチング素子対の上アームのスイッチング素子がオンされている第２の期間の長さ、および前記第３のスイッチング素子対の上アームのスイッチング素子がオンされている第３の期間の長さを、前記電圧変調率によって本来得られる期間よりも拡大するように前記電圧指令値算出部に指示する、
    　請求項２に記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記電圧検出回路は、
    　前記第１の接続線と前記基準電位であるグラウンドとの間に、第１の抵抗および第２の抵抗から構成される分圧抵抗と、
    　前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との第１の接続点と、前記制御部と、を接続する第１の配線と第２の接続点で一端が接続され、他端が前記グラウンドに接続されるフィルタと、
    　を備え、前記第１の抵抗の抵抗値または前記第２の抵抗の抵抗値と前記フィルタの静電容量とから算出される時定数が、前記第１の期間よりも小さくなるような、前記第１の抵抗の抵抗値、前記第２の抵抗の抵抗値、および前記フィルタの静電容量とする請求項１から３のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
  5. 　前記電圧検出回路は、
    　前記第１の配線において、一端が前記第１の接続点に接続され、他端が前記第２の接続点に接続される第３の抵抗、
    　を備える請求項４に記載のモータ駆動装置。
  6. 　前記電圧検出回路は、直流電源と、前記直流電源とグラウンドとの間に配置された２つのクランプダイオードと、を備え、
    　前記２つのクランプダイオードを接続する第２の配線を、前記第１の配線の前記第２の接続点と前記制御部との間に接続させ、前記電圧検出回路から前記制御部に出力される電圧の範囲を０以上前記直流電源の出力電圧値以下とする、
    　請求項４または５に記載のモータ駆動装置。
  7. 　前記分圧抵抗の抵抗値を、前記モータの巻線抵抗の抵抗値の８０倍から１２０倍の大きさとする、
    　請求項４から６のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
  8. 　前記制御部は、前記時定数を用いて、前記第１の電圧が入力されてから第４の期間経過後の電圧値から、前記電圧検出回路で検出された前記第１の電圧を推定する、
    　請求項４から７のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
  9. 　複数のモータの各々と第１の接続線、第２の接続線および第３の接続線で接続され、前記複数のモータを駆動する場合に、
    　各々が異なるモータに３相交流電圧を出力する複数のインバータを備え、
    　前記電圧検出回路は、複数の第１の接続線のうち１つの第１の接続線に接続され、前記第１の電圧を検出し、
    　前記制御部は、算出した前記電圧値を前記複数のインバータに共通の直流電圧の電圧値とし、前記電圧値を用いて前記複数のインバータの動作を制御する、
    　請求項１から８のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
  10. 　請求項１から９のいずれか１つに記載のモータ駆動装置を備える空気調和機。
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