JP2014233185A - スイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法及びスイッチトリラクタンスモータの駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流の脈動を抑制して駆動効率を向上させることができるスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法を提供する。
【解決手段】ＳＲＭ制御器２２は、ＳＲＭ１５の励磁相への通電量が増加する第１期間と、消磁相への通電量が減少する第２期間とが重複する二相通電期間において、インバータ回路１０の出力電圧が指令電圧を上回ると、前記出力電圧の実効電圧を低下させるようにインバータ回路１０をスイッチング制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチトリラクタンスモータの各相固定子巻線にインバータ回路を介して通電を行い、前記モータを駆動制御する方法及び装置に関する。

スイッチトリラクタンスモータを駆動制御する際に、駆動電圧を変化させる技術については、従来様々なものが提案されている。例えば、特許文献１には、電圧が異なる２種類の電源を切り換えて使用することで、駆動効率を向上させる構成が開示されている。

特開２０００−８０３１４号公報

しかしながら、特許文献１の技術では、ヒステリシスコンパレータを用いて電流制御を行っているため電流の脈動が抑制できず、損失の低減効果が低いということに加えて、電流の脈動によりトルクリップルが発生することが問題となる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電流の脈動を抑制してトルクリップルを低減し、駆動効率を向上させることができるスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法及び駆動制御装置を提供することにある。

請求項１記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法によれば、励磁相への通電量が増加する第１期間と、消磁相への通電量が減少する第２期間とが重複する二相通電期間において、インバータ回路の出力電圧が指令電圧を上回ると、前記出力電圧の実効電圧を低下させるようにインバータ回路をスイッチング制御する。すなわち、第１期間と第２期間とが重複する二相通電期間は、出力電圧を指令電圧に追従させることが難しく、前者が後者を上回る状態になるとトルクリップルが発生し、駆動効率が低下する。そこで、出力電圧の実効電圧を低下させ両者を一致させるように制御すれば、トルクリップルを抑制して駆動効率を向上させることができる。

請求項２，３記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法によれば、第１期間については，インバータ回路の励磁相アームに対応する２つのスイッチング素子の何れか一方をオン状態に維持し、他方をスイッチング制御する（請求項２）。そして、前記スイッチング制御を、指令電圧をインバータ回路の駆動電源電圧で除して得られるデューティ比に基づくＰＷＭ制御により行う（請求項３）。このように制御すれば、出力電圧が指令電圧に一致するようにスイッチング制御できる。

請求項６，７記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法によれば、第１期間と、第２期間と、一相通電期間とについて、インバータ回路の駆動電源電圧を個別に変圧制御する（請求項６）。そして、一相通電期間における駆動電源電圧を、指令トルクとスイッチトリラクタンスモータの磁気的特性とに基づいて決定し、変圧制御を行う（請求項７）。すなわち、出力トルクは、スイッチトリラクタンスモータの磁気的特性と駆動電流とに基づいて決まり、前記磁気的特性はロータの回転位置に応じて変化する。したがって、指令トルクと磁気的特性とに基づいて駆動電源電圧を制御すれば、指令トルクを出力するために最適な電圧をスイッチトリラクタンスモータの固定子巻線に印加することができる。

一実施形態であり、スイッチトリラクタンスモータの駆動制御装置の構成を示す図 ＳＲＭ制御器の構成を示す機能ブロック図 （ａ）は指令トルク発生器の処理内容を示すフローチャート、（ｂ）は２相について通電期間の定義を説明する図 ＰＡＭ制御の理論を説明する図 相切替領域判定器の処理内容を示すフローチャート 指令出力電圧発生器の処理内容を示すフローチャート ゲート信号発生器におけるコンバータのスイッチングパターン発生処理の内容を示すフローチャート 同インバータ回路の図７相当図 図８の制御に対応するタイミングチャート 本実施形態の制御と、従来の制御とについて電流波形をシミュレーションした結果を示す図 本実施形態の制御と、従来の制御とについてトルクリップルをシミュレーションした結果を示す図

図１に示すように、直流電源１の両端には、コンデンサ２と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）３及び４の直列回路が接続されており、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３及び４の共通接続点にはリアクトル５の一端が接続されている。リアクトル５の他端は、直列に接続されているＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６及び７の共通接続点に接続されている。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３，４，６及び７のドレイン−ソース間には、それぞれフリーホイールダイオード３ｄ，４ｄ，６ｄ及び７ｄが接続されている。そして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３，４，６及び７とリアクトル５とは、コンバータ８を構成している。

ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６及び７からなる直列回路の両端には、コンデンサ９とインバータ回路１０とが接続されている。インバータ回路１０は、各相アーム１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗからなり、これらはそれぞれ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１（高電位側スイッチング素子）及び逆方向のダイオード１２の直列回路と、逆方向のダイオード１３及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１４（低電位側スイッチング素子）の直列回路とを有している。そして、ダイオード１２のカソードとダイオード１３のアノードとの間には、スイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲＭ）１５の各相固定子巻線１６（Ｕ，Ｖ，Ｗ）が接続されている。また、ダイオード１２の両端には電圧センサ１７が接続されており、ダイオード１２のカソードと電圧センサ１７とを接続する線間には電流センサ１８が接続されている。

ＳＲＭ１５は、断面形状が概ね円環である固定子鉄心１９の内周側に突出した形状の複数のティース部を有しており、それらのティース部に各相の固定子巻線１６が巻装されている。固定子鉄心１９の中空部には、断面形状が概ね十字状の回転子鉄心２０（ロータ）が配置されている。

ＳＲＭ１５のロータには、例えばロータリエンコーダなどのロータ位置検出器２１が配置されており、ロータ位置の検出信号はＳＲＭ制御器２２に入力されている。また、電圧センサ１７，電流センサ１８より出力される各センサ信号（電圧フィードバック（Ｆ／Ｂ），電流Ｆ／Ｂ）もＳＲＭ制御器２２に入力されている。ＳＲＭ制御器２２は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、入力される各センサ信号等に基づいて、コンバータ８を構成するＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３，４，６及び７のゲートや、インバータ回路１０の各相アーム１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗを構成するＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１及び１４のゲートに駆動信号を出力する。

ここで図３（ｂ）を参照する。この図はＵ，Ｖの二相についてのみ示すが、指令トルクに対するそれぞれの出力トルクを示すものである。指令トルクを満たすため、２つの波形の一部に重複が生じる。これを５つの期間（１）〜（５）に区分すると、以下のように定義される。
＜期間（１）＞
励磁相であるＵ相の出力トルクを指令トルクにまで増加させる第１期間（励磁領域）。尚、本実施形態における「領域」とは、時間的領域（期間と同義）である。

＜期間（２）＞
Ｕ相の出力トルクが指令トルクに追従し、一定となる一相通電期間。
＜期間（３）（二相通電期間）＞
消磁相となるＵ相に負電圧が印加され、出力トルクが減少する第２期間（消磁領域）であると共に、励磁相であるＶ相の出力トルクが増加する期間（第１期間，励磁領域）。

＜期間（４）＞
Ｖ相の出力トルクが指令トルクに追従し、一定となる一相通電期間。
＜期間（５）＞
消磁相となるＶ相に負電圧が印加され、出力トルクが減少する第２期間（消磁領域）。
となる。
これらに第３相であるＷ相も併せて示すとすれば、期間（１）は消磁相となるＶ相の第２期間が重複する二相通電期間（通電相切替領域）となり、期間（５）は励磁相となるＵ相に対する通電電流が線形に上昇する第１期間が重複する二相通電期間となる。

以上のように定義した上で、本実施形態におけるＳＲＭ１５の制御理論について説明する。図４に示すように、（ａ）のインダクタンスは、固定子巻線を含むＳＲＭの構造によって決まり、回転に伴うロータ位置によって変化するが、その変化特性は実測することができる。このようなインダクタンスの変化に対して、（ｃ）に示すように電流を通電して（ｂ）に示すようにトルクを発生させるには、固定子巻線に印加する電圧をどのように変化させるべきか、つまりＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御をどのように行うべきかを考察する。

固定子巻線のターン数をＮ，通電電流をＩ，磁束をφとすると、インダクタンスＬは（１）式で表され、
Ｌ＝Ｎ・ｄφ／ｄＩ …（１）
電圧Ｖは（２）式で表される。
Ｖ＝Ｎ・ｄφ／ｄｔ …（２）
そして、ロータ位置をθ（deg）とすると、トルクＴは（３）式で表される。
Ｔ＝１／２・（ｄＬ／ｄθ）・Ｉ^２ …（３）

第１期間については、通電電流を急速に増加させる必要があるので、駆動電圧Ｖは昇圧可能な最大電圧とする。（１）式を時間ｔ０から（ｔ０＋ｔon）まで積分すると、
Ｖ・ｔon＝Ｎφ …（４）
となり、（２）式を電流０からＩonまで積分すると、
Ｉon・Ｌ＝Ｎφ …（５）
したがって、駆動電圧Ｖの印加時間ｔonは、
ｔon＝Ｉon・Ｌ／Ｖ …（６）
となる。

第２期間は通電電流を急速に減少させる必要があるので、駆動電圧Ｖはやはり昇圧可能な最大電圧とする。（１）式を時間ｔstaから（ｔsta＋ｔoff）まで積分すると、
Ｖ・ｔoff＝Ｎφ …（７）
となり、（２）式を電流Ｉoffから０まで積分すると、
Ｉoff・Ｌ＝−Ｎφ …（８）
したがって、駆動電圧Ｖの印加時間ｔoffは、
ｔoff＝−Ｉoff・Ｌ／Ｖ …（９）
となる。この場合、電圧Ｖの極性は負（通電電流方向に対して逆極性）である。

一相通電期間については、インダクタンスＬの変化に対して電流Ｉ及びトルクＴが一定となるように駆動電圧Ｖを変化させる必要がある。電圧Ｖは、
Ｖ＝Ｌ・ｄＩ／ｄｔ …（１０）
でも表せる。そして、（３）式より、電流Ｉを求めると、
Ｉ＝√｛２Ｔ／（ｄＬ／ｄθ）｝ …（１１）
となるから、Ｌ’＝ｄＬ／ｄθとすると、（１０）式は、
Ｖ＝Ｌ・ｄ／ｄｔ√（２Ｔ／Ｌ’）｝…（１２）
となる。

すなわち、本実施形態では、第１期間，第２期間については最大に昇圧した駆動電圧Ｖを印加時間ｔon，ｔoffで印加する。そして、一相通電期間については駆動電圧Ｖを（１２）式に従い設定し、印加時間は（ｔ０＋ｔon）からｔstaとする。その結果、一相通電期間における駆動電圧Ｖは、０Ｖから漸増する波形となる。また、図４中に記載している「バス電圧」とは、コンバータ９の出力電圧が印加されるインバータ回路１０の直流母線電圧である。このようにしてＰＡＭ制御を行う。

図２に示すように、ＳＲＭ制御器２２の指令トルク発生器２３には、電流センサ１８（Ｕ，Ｖ，Ｗ）より出力される各センサ信号と、ロータ位置検出器２１より出力されるロータ位置検出信号とが入力されている。ここで、図３（ａ）を参照する。指令トルク発生器２３は、第２期間にある通電相のトルクＴを、入力される相電流とロータ位置とに基づいて（３）式により推定する（Ｓ１）。次に、第１期間にある通電相の指令トルクを、ＳＲＭ１５の制御条件に応じて外部より入力される指令トルクより、ステップＳ１で推定したトルクＴを減じて求める（Ｓ２）。そして、求めた指令トルクを指令電圧発生器２４に出力する（Ｓ３）。

図２において、磁束算出器２５は、電圧センサ１７（Ｕ，Ｖ，Ｗ）より入力される電圧を時間積分して磁束を算出し、相切替領域判定器２６に出力する。図５（ａ）に示すように、相切替領域判定器２６は、先ず磁束をゼロにするまでに要する時間ｔoffを算出する（Ｓ１１）。この処理は図５（ｂ）に示すように、（７）式に基づき磁束Ｎφを最大電圧Ｖで除して求め（Ｓ１９）、時間ｔoffを出力する（Ｓ２０）。

次に、相切替領域判定器２６は、相切替完了までの猶予時間を求める（Ｓ１２）。この処理は図５（ｃ）に示すように、先ず猶予角度を、相切替が完了となるロータ位置から現在のロータ位置を減じて求める（Ｓ２１）。そして、猶予角度をＳＲＭ１５の回転速度で除して猶予時間を求め（Ｓ２２）出力する（Ｓ２３）。

次に、相切替領域判定器２６は、ステップＳ１１で求めた時間ｔoffが、ステップＳ１１で求めた猶予時間以上か否かを判断し（Ｓ１３）、ｔoff＜（猶予時間）であれば（ＮＯ）一相通電期間であるから現状を維持する（Ｓ１７）。一方、ｔoff≧（猶予時間）であれば（ＹＥＳ）、相切替（通電相切替），つまり一相通電期間から二相通電期間への移行を開始する（Ｓ１４）。そして、磁束がゼロでなければ（Ｓ１５：ＹＥＳ）相切替継続を出力し（Ｓ１６）、磁束がゼロになれば（Ｓ１５：ＮＯ）相切替終了を出力する（Ｓ１８）。

指令出力電圧発生器２４は、図６に示すように、相切替領域判定器２６より入力される信号が相切替領域（相切替継続）か否かを判断し（Ｓ３１）、相切替領域（二相通電期間）であれば（ＹＥＳ）、コンバータ８の出力電圧を最大とするように制御する（Ｓ３２）。一方、上記信号が相切替領域でなければ（一相通電期間，ＮＯ）、コンバータ８の出力電圧を（１２）式で決定するように制御する（Ｓ３３）。

ゲート信号発生器２７には、相切替領域判定器２６より領域判定信号が、指令出力電圧発生器２４より指令出力電圧信号が入力されている（図７，Ｓ４１）。そして、図７に示すように、指令出力電圧（Ｖout）が電源電圧（Ｖin）よりも大きければ（Ｓ４２：ＹＥＳ）、コンバータ８のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチ）３を常にオンすると共に（Ｓ４３）、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４を常にオフさせる（Ｓ４４）。

また、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６については、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７との関係で排他的にオンオフさせ（Ｓ４５）、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７については、電圧比（Ｖout／Ｖin）に応じてオンオフ時間比を設定する（Ｓ４６）。つまり、コンバータ８を昇圧動作させる。
Ｖout／Ｖin＝（Ｔ_７＿ＯＮ＋Ｔ_{７＿ＯＦＦ}）／Ｔ_{７＿ＯＦＦ}…（１３）
一方、ステップＳ４２において、指令出力電圧（Ｖout）が電源電圧（Ｖin）以下であれば（ＮＯ）、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３については、電圧比（Ｖout／Ｖin）に応じてオンオフ時間比を設定する（Ｓ４７）。つまり、コンバータ８を降圧動作させる。
Ｖout／Ｖin＝Ｔ_３＿ＯＮ／（Ｔ_３＿ＯＮ＋Ｔ_{３＿ＯＦＦ}） …（１４）
また、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４については、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３との関係で排他的にオンオフさせ（Ｓ４８）、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６を常にオンすると共に（Ｓ４９）、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７を常にオフさせる（Ｓ５０）。

また、ゲート信号発生器２７は、図８に示すようにインバータ回路１０をスイッチング制御する。尚、図８に示すフローチャートは、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相について共通である。先ず、ロータ位置に応じてそれぞれの通電する領域（つまり、励磁領域又は消磁領域）か否かを判断する（Ｓ５１）。通電しない領域であれば（ＮＯ）対応する相の上下アームを何れもオフにし（Ｓ５２）、通電する領域であれば（ＹＥＳ）相切替領域判定器２６より入力されている信号が通電相切替領域（Ｓ１６）を示しているか否かを判断する（Ｓ５３）。上記信号が通電相切替領域を示していなければ（ＮＯ）一相通電期間に対応するので、対応する相の上下アームを何れもオンにする（Ｓ５８）。

一方、ステップＳ５３において上記信号が通電相切替領域を示していれば（ＹＥＳ）、当該相が消磁領域か否かを判断し（Ｓ５４）、消磁領域であれば（ＹＥＳ）ステップＳ５２に移行する（図９（ｂ）参照）。また、消磁領域でなければ（ＮＯ）励磁領域であるから、電圧センサ１７により検出される印加電圧が指令出力電圧よりも大きいか否かを判断する（Ｓ５５）。

印加電圧が指令出力電圧以下であれば（ＮＯ）ステップＳ５８に移行し、（印加電圧）＞（指令出力電圧）であれば（ＹＥＳ）、チョッピング制御のためのデューティ比を指令出力電圧と印加電圧との比で設定する（Ｓ５６）。そして、対応する相の上アームはオンにして、下アームを上記デューティ比でチョッピングさせて印加電圧を降圧させる（Ｓ５７，図９（ｃ，ｄ）参照）。つまり、インバータ回路１０が出力する電圧の実効電圧を低下させる。尚、ステップＳ５７において上下アームのオンオフ制御を逆にして、チョッピングを上アーム側で行っても良い。尚、以上の構成において、ＳＲＭ１５を除いたものが、駆動制御装置３０を構成している。

以上のように制御を行うことで、ＳＲＭ１５をＰＡＭ制御して駆動する。その結果、図１０に示すように、従来のヒステリシスコンパレータ制御と比較して以下のようなメリットがある。尚、図１０に示すシミュレーションの条件は、回転数３０００ｒｐｍ，ＰＷＭキャリア周波数１００ｋＨｚ，出力トルク５０Ｎ・ｍであり、図１１に示すシミュレーションのＰＷＭキャリア周波数及び出力トルクの条件は図１０と同じである。
・電流波形の傾きが従来の制御よりも急峻になり、モータの高速回転に対応でき、出力特性が向上する。
・電流波形の脈動（リップル）が抑制されるので、モータの鉄損を低減できる。
・インバータ回路におけるスイッチング回数が減少するので、スイッチング損を低減できる。
また、図１１に示すように、トルクリップルについても、最大で２０％を超える低減効果がある。

以上のように本実施形態によれば、ＳＲＭ制御器２２は、ＳＲＭ１５の励磁相への通電量が増加する第１期間と、消磁相への通電量が減少する第２期間とが重複する二相通電期間において、インバータ回路１０の出力電圧が指令電圧を上回ると、前記出力電圧の実効電圧を低下させるようにインバータ回路１０をスイッチング制御する。すなわち、二相通電期間では出力電圧を指令電圧に追従させることが難しく、前者が後者を上回る状態になるとトルクリップルが発生し、駆動効率が低下する。そこで、出力電圧の実効電圧を低下させ両者を一致させるように制御すれば、トルクリップルを抑制して駆動効率を向上させることができる。

具体的には、第１期間についてスイッチング制御する際には、インバータ回路１０の励磁相アームに対応する２つのスイッチング素子の何れか一方をオン状態に維持し、他方をスイッチング制御する。そして、前記スイッチング制御を、指令電圧（Ｖout）をインバータ回路１０の駆動電源電圧（Ｖin）で除して得られるデューティ比に基づくＰＷＭ制御により行う。このように制御すれば、出力電圧が指令電圧に一致するようにスイッチング制御できる。

また、第２期間については、インバータ回路１０の消磁相アームに対応する２つのスイッチング素子を何れもオフ状態に維持し、一相通電期間については、インバータ回路１０の励磁相アームに対応する２つのスイッチング素子を何れもオン状態に維持するので、スイッチング損失を低減できる。

更に、ＳＲＭ制御器２２は、第１期間，第２期間，一相通電期間のそれぞれについて、インバータ回路１０の駆動電源電圧を個別に変圧制御する。そして、一相通電期間における駆動電源電圧を、指令トルクとスイッチトリラクタンスモータの磁気的特性とに基づく（１２）式により決定し、変圧制御を行う。すなわち、出力トルクは、ＳＲＭ１５の磁気的特性と駆動電流とに基づいて決まり、前記磁気的特性はロータの回転位置に応じて変化する。したがって、指令トルクと磁気的特性とに基づいて駆動電源電圧を制御すれば、指令トルクを出力するために最適な電圧をＳＲＭ１５の固定子巻線１６に印加することができる。

また、第１及び第２期間では、駆動電源電圧を昇圧可能な最大電圧に制御するので、駆動電流の傾きを急峻にしてＳＲＭ１５を高速回転させる場合に対応でき、出力特性を向上させることができる。

そして、第１期間において、励磁相についての指令電圧が最大電圧を下回った際には、インバータ回路１０の励磁相アームをチョッピングして、固定子巻線１６に印加される実効電圧が指令電圧に等しくなるように制御するので、コンバータ８を介して供給される駆動電源電圧が最大電圧となっている状態でもトルクリップルを低減できる。また、二相通電期間では、指令トルクより消磁相の推定トルクを減じたものを、励磁相の指令トルクとするので、前記指令トルクを適切に付与することができる。

加えて、ＳＲＭ制御器２２は、二相通電期間において消磁相の磁束を参照し、前記磁束がゼロになるタイミングで、二相通電期間から一相通電期間（第１又は第２期間）への通電切替えを行う。したがって、負のトルクが発生しない状態で通電切り替えを行うことができ、コギングの発生を抑制できる。

本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
ＳＲＭのインダクタンスは、図４（ａ）に示す特性を有するものに限らない。また、ＳＲＭの形状も上記実施形態に限らず、固定子は円環でなくても良いし、回転子は十字でなくても良い。さらに、固定子が内部で回転子が外部にあっても良い。
上アーム側のスイッチング素子に、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いても良い。また、スイッチング素子については、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどを用いても良い。

図面中、１は直流電源、８はコンバータ、１０はインバータ回路、１１及び１４はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、１５はスイッチトリラクタンスモータ、１６は固定子巻線、２２はＳＲＭ制御器、３０は駆動制御装置を示す。

Claims (13)

1. スイッチトリラクタンスモータ（１５）の各相固定子巻線（１６）にインバータ回路（１０）を介して通電を行い、前記モータを駆動制御する方法であって、
   励磁相への通電量が増加する第１期間と、消磁相への通電量が減少する第２期間とが重複する二相通電期間において、前記インバータ回路の出力電圧が指令電圧を上回ると、前記出力電圧の実効電圧を低下させるように前記インバータ回路をスイッチング制御することを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法。
2. 前記第１期間については、前記インバータ回路の励磁相アームに対応する２つのスイッチング素子（１１，１４）の何れか一方をオン状態に維持し、他方をスイッチング制御することを特徴とする請求項１記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法。
3. 前記スイッチング制御は、前記指令電圧を前記インバータ回路の駆動電源電圧で除して得られるデューティ比に基づくＰＷＭ制御により行うことを特徴とする請求項２記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法。
4. 前記第２期間については、前記インバータ回路の消磁相アームに対応する２つのスイッチング素子を、何れもオフ状態に維持することを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法。
5. 前記二相通電期間を除く一相通電期間については、前記インバータ回路の励磁相アームに対応する２つのスイッチング素子を、何れもオン状態に維持することを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法。
6. 前記第１期間と、前記第２期間と、これらの期間を除く一相通電期間とについて、前記インバータ回路の駆動電源電圧を個別に変圧制御することを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法。
7. 前記一相通電期間における前記駆動電源電圧を、指令トルクと前記スイッチトリラクタンスモータの磁気的特性とに基づいて決定し、前記変圧制御を行うことを特徴とする請求項６記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法。
8. 前記指令トルクをＴ，前記スイッチトリラクタンスモータのインダクタンスをＬ，前記スイッチトリラクタンスモータのロータ回転位置をθとすると、前記駆動電源電圧Ｖを、次式により決定することを特徴とする請求項７記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法。
   Ｖ＝Ｌ（ｄ／ｄｔ）√（２Ｔ／Ｌ’），但しＬ’＝ｄＬ／ｄθ
9. 前記第１期間と、前記第２期間とでは、前記駆動電源電圧を昇圧可能な最大電圧に制御することを特徴とする請求項６から８の何れか一項に記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法。
10. 前記第１期間において、励磁相についての指令電圧が前記最大電圧を下回った際には、前記インバータ回路の励磁相アームをチョッピングして、前記固定子巻線に印加される実効電圧が前記指令電圧に等しくなるように制御することを特徴とする請求項９記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法。
11. 前記二相通電期間では、指令トルクより消磁相の推定トルクを減じたものを、励磁相の指令トルクとすることを特徴とする請求項１から１０の何れか一項に記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法。
12. 前記二相通電期間において消磁相の磁束を参照し、前記磁束がゼロになるタイミングで、前記二相通電期間から、前記二相通電期間を除く一相通電期間への通電切替えを行うことを特徴とする請求項１から１１の何れか一項に記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法。
13. 請求項１から１２の何れか一項に記載のスイッチトリラクタンスモータの駆動制御方法を実施することを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの駆動制御装置。

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