JPWO2007064020A1 - 電気自動車用ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
電気自動車用ｄｃ−ｄｃコンバータ Download PDFInfo
- Publication number
- JPWO2007064020A1 JPWO2007064020A1 JP2007548035A JP2007548035A JPWO2007064020A1 JP WO2007064020 A1 JPWO2007064020 A1 JP WO2007064020A1 JP 2007548035 A JP2007548035 A JP 2007548035A JP 2007548035 A JP2007548035 A JP 2007548035A JP WO2007064020 A1 JPWO2007064020 A1 JP WO2007064020A1
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- converter
- electric vehicle
- diode
- vehicle according
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1582—Buck-boost converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
- H02M1/007—Plural converter units in cascade
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
本発明は、コストダウンが図られた電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。電気自動車の蓄電装置（１０）と走行用モータとの間に介挿され、走行用モータの力行動作時には、リアクトル（Ｌ１）と昇圧用スイッチング素子（Ｑ２）と昇圧用ダイオード（Ｄ１）とを用いて蓄電装置（１０）の電力を昇圧し、走行用モータの回生動作時には、リアクトル（Ｌ１）と降圧用スイッチング素子（Ｑ１）と降圧用ダイオード（Ｄ２）とを用いて回生電力を降圧する電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ（２０）において、昇圧用スイッチング素子（Ｑ２）の電流許容量は、降圧用スイッチング素子（Ｑ１）の電流許容量よりも大きい。
Description
本発明は、電気自動車において蓄電装置と走行用モータとの間に介挿される電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
近年、エンジンとモータとを駆動源とするハイブリッド自動車が普及してきている。ハイブリッド自動車は、一般に、従来のエンジンに加え、バッテリと、このバッテリの直流電力を交流電力に変換するインバータと、このインバータにて変換された交流電流によって駆動される走行用モータとを有する。
上記ハイブリッド自動車の一形態として、バッテリとインバータとの間にＤＣ−ＤＣコンバータを有するものが知られている（例えば、国際公開第２００３／０１５２５４号パンフレットを参照）。このＤＣ−ＤＣコンバータは、走行用モータの力行動作時には、バッテリの電力を昇圧してインバータに供給し、走行用モータの回生動作時には、インバータからの回生電力を降圧してバッテリを充電する。
図８は、従来の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成を示す図である。図８において、電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ２０’は、上アームのＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｑ１１’〜Ｑ１４’、下アームのＩＧＢＴＱ２１’〜Ｑ２４’、上アームのダイオードＤ１１’〜Ｄ１４’、下アームのダイオードＤ２１’〜Ｄ２４’、およびリアクトルＬ１’を含むチョッパ回路で構成されている。素子当たりの発熱量を抑える等の観点より、上下アームのそれぞれにおいて、複数（図８では４個）のＩＧＢＴが並列接続され、複数（図８では４個）のダイオードが並列接続されている。
なお、特許第３６９２９９３号明細書には、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、ＤＣ−ＤＣコンバータの損失特性に基づき、負荷の要求出力に応じてスイッチング素子のスイッチング周波数を設定するものが開示されている。
また、特開平１０−７０８８９号公報には、互いに並列接続された複数のスイッチング素子をそれぞれ備える複数のアームをブリッジに接続してなるインバータ回路が開示されている。
また、特開２００３−２７４６６７号公報には、三相フルブリッジ回路の下アームにセンス付きＩＧＢＴを用い、そのコレクタ・主エミッタ間およびコレクタ・センスエミッタ間に２つのダイオードを並列に接続する旨が開示されている。
上記ハイブリッド自動車の一形態として、バッテリとインバータとの間にＤＣ−ＤＣコンバータを有するものが知られている（例えば、国際公開第２００３／０１５２５４号パンフレットを参照）。このＤＣ−ＤＣコンバータは、走行用モータの力行動作時には、バッテリの電力を昇圧してインバータに供給し、走行用モータの回生動作時には、インバータからの回生電力を降圧してバッテリを充電する。
図８は、従来の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成を示す図である。図８において、電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ２０’は、上アームのＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｑ１１’〜Ｑ１４’、下アームのＩＧＢＴＱ２１’〜Ｑ２４’、上アームのダイオードＤ１１’〜Ｄ１４’、下アームのダイオードＤ２１’〜Ｄ２４’、およびリアクトルＬ１’を含むチョッパ回路で構成されている。素子当たりの発熱量を抑える等の観点より、上下アームのそれぞれにおいて、複数（図８では４個）のＩＧＢＴが並列接続され、複数（図８では４個）のダイオードが並列接続されている。
なお、特許第３６９２９９３号明細書には、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、ＤＣ−ＤＣコンバータの損失特性に基づき、負荷の要求出力に応じてスイッチング素子のスイッチング周波数を設定するものが開示されている。
また、特開平１０−７０８８９号公報には、互いに並列接続された複数のスイッチング素子をそれぞれ備える複数のアームをブリッジに接続してなるインバータ回路が開示されている。
また、特開２００３−２７４６６７号公報には、三相フルブリッジ回路の下アームにセンス付きＩＧＢＴを用い、そのコレクタ・主エミッタ間およびコレクタ・センスエミッタ間に２つのダイオードを並列に接続する旨が開示されている。
本発明は、コストダウンが図られた電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
本発明に係る電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータは、電気自動車の蓄電装置と走行用モータとの間に介挿され、前記走行用モータの力行動作時には、リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを用いて前記蓄電装置の電力を昇圧し、前記走行用モータの回生動作時には、リアクトルと降圧用スイッチング素子と降圧用ダイオードとを用いて回生電力を降圧する電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記昇圧用スイッチング素子の電流許容量が、前記降圧用スイッチング素子の電流許容量よりも大きいことを特徴とする。
本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子は、複数のスイッチング素子が互いに並列接続されてなり、並列接続されるスイッチング素子の素子数は、前記昇圧用スイッチング素子の方が前記降圧用スイッチング素子よりも多い。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子および前記降圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子は、互いに略同一である。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子の放熱効率が、前記降圧用スイッチング素子の放熱効率よりも高い。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子の素子面積が、前記降圧用スイッチング素子の素子面積よりも大きい
また、本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子の耐熱性が、前記降圧用スイッチング素子の耐熱性よりも高い。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子の検出温度が所定の昇圧側上限温度に達すると前記昇圧用スイッチング素子への通電を実質的に禁止し、前記降圧用スイッチング素子の検出温度が所定の降圧側上限温度に達すると前記降圧用スイッチング素子への通電を実質的に禁止する制御手段を有し、前記昇圧側上限温度が前記降圧側上限温度よりも高くなるように構成されている。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子および前記降圧用スイッチング素子は、それぞれ複数のスイッチング素子が互いに並列接続されてなり、前記制御手段は、前記昇圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子の複数の検出温度のうち最も高い検出温度が前記昇圧側上限温度に達すると、通電を実質的に禁止する。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子および前記降圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子は、互いに略同一である。
また、本発明の一態様では、さらに、前記昇圧用ダイオードの電流許容量が、前記降圧用ダイオードの電流許容量よりも大きい。
本発明に係る電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータは、電気自動車の蓄電装置と走行用モータとの間に介挿され、前記走行用モータの力行動作時には、リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを用いて前記蓄電装置の電力を昇圧し、前記走行用モータの回生動作時には、リアクトルと降圧用スイッチング素子と降圧用ダイオードとを用いて回生電力を降圧する電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記昇圧用ダイオードの電流許容量が、前記降圧用ダイオードの電流許容量よりも大きいことを特徴とする。
本発明の一態様では、前記昇圧用ダイオードは、複数のダイオードが互いに並列接続されてなり、並列接続されるダイオードの素子数は、前記昇圧用ダイオードの方が前記降圧用ダイオードよりも多い。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用ダイオードおよび前記降圧用ダイオードを構成する複数のダイオードは、互いに略同一である。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用ダイオードの放熱効率が、前記降圧用ダイオードの放熱効率よりも高い。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用ダイオードの素子面積が、前記降圧用ダイオードの素子面積よりも大きい。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用ダイオードの耐熱性が、前記降圧用ダイオードの耐熱性よりも高い。
本発明に係る電気自動車用モータ駆動装置は、上記いずれかの電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータを備えることを特徴とする。
本発明によれば、コストダウンが図られた電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
本発明に係る電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータは、電気自動車の蓄電装置と走行用モータとの間に介挿され、前記走行用モータの力行動作時には、リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを用いて前記蓄電装置の電力を昇圧し、前記走行用モータの回生動作時には、リアクトルと降圧用スイッチング素子と降圧用ダイオードとを用いて回生電力を降圧する電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記昇圧用スイッチング素子の電流許容量が、前記降圧用スイッチング素子の電流許容量よりも大きいことを特徴とする。
本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子は、複数のスイッチング素子が互いに並列接続されてなり、並列接続されるスイッチング素子の素子数は、前記昇圧用スイッチング素子の方が前記降圧用スイッチング素子よりも多い。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子および前記降圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子は、互いに略同一である。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子の放熱効率が、前記降圧用スイッチング素子の放熱効率よりも高い。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子の素子面積が、前記降圧用スイッチング素子の素子面積よりも大きい
また、本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子の耐熱性が、前記降圧用スイッチング素子の耐熱性よりも高い。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子の検出温度が所定の昇圧側上限温度に達すると前記昇圧用スイッチング素子への通電を実質的に禁止し、前記降圧用スイッチング素子の検出温度が所定の降圧側上限温度に達すると前記降圧用スイッチング素子への通電を実質的に禁止する制御手段を有し、前記昇圧側上限温度が前記降圧側上限温度よりも高くなるように構成されている。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子および前記降圧用スイッチング素子は、それぞれ複数のスイッチング素子が互いに並列接続されてなり、前記制御手段は、前記昇圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子の複数の検出温度のうち最も高い検出温度が前記昇圧側上限温度に達すると、通電を実質的に禁止する。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用スイッチング素子および前記降圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子は、互いに略同一である。
また、本発明の一態様では、さらに、前記昇圧用ダイオードの電流許容量が、前記降圧用ダイオードの電流許容量よりも大きい。
本発明に係る電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータは、電気自動車の蓄電装置と走行用モータとの間に介挿され、前記走行用モータの力行動作時には、リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを用いて前記蓄電装置の電力を昇圧し、前記走行用モータの回生動作時には、リアクトルと降圧用スイッチング素子と降圧用ダイオードとを用いて回生電力を降圧する電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記昇圧用ダイオードの電流許容量が、前記降圧用ダイオードの電流許容量よりも大きいことを特徴とする。
本発明の一態様では、前記昇圧用ダイオードは、複数のダイオードが互いに並列接続されてなり、並列接続されるダイオードの素子数は、前記昇圧用ダイオードの方が前記降圧用ダイオードよりも多い。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用ダイオードおよび前記降圧用ダイオードを構成する複数のダイオードは、互いに略同一である。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用ダイオードの放熱効率が、前記降圧用ダイオードの放熱効率よりも高い。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用ダイオードの素子面積が、前記降圧用ダイオードの素子面積よりも大きい。
また、本発明の一態様では、前記昇圧用ダイオードの耐熱性が、前記降圧用ダイオードの耐熱性よりも高い。
本発明に係る電気自動車用モータ駆動装置は、上記いずれかの電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータを備えることを特徴とする。
本発明によれば、コストダウンが図られた電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
図１は、実施の形態に係る電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータを含む電気自動車の概略構成を示す図である。
図２は、第１の構成例における電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す概略回路図である。
図３は、第４の構成例の構成（ｂ）における電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す概略上面図である。
図４は、第４の構成例の構成（ｃ）における電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す概略上面図である。
図５は、昇圧側負荷率制限マップを示す図である。
図６は、降圧側負荷率制限マップを示す図である。
図７は、２つの走行用モータを備える電気自動車の概略構成を示す図である。
図８は、従来の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成を示す図である。
図２は、第１の構成例における電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す概略回路図である。
図３は、第４の構成例の構成（ｂ）における電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す概略上面図である。
図４は、第４の構成例の構成（ｃ）における電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す概略上面図である。
図５は、昇圧側負荷率制限マップを示す図である。
図６は、降圧側負荷率制限マップを示す図である。
図７は、２つの走行用モータを備える電気自動車の概略構成を示す図である。
図８は、従来の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成を示す図である。
以下、本発明の実施の形態を図面に従って説明する。
図１は、本実施の形態に係る電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ２０を含む電気自動車１の概略構成を示す図である。電気自動車１は、蓄電装置の電力を用いて走行用モータを駆動することにより車両を駆動する自動車である。電気自動車１は、例えば、ハイブリッド自動車（ＨＶ：Ｈｙｂｒｉｄ Ｖｅｈｉｃｌｅ）、いわゆる電気自動車（ＥＶ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）、燃料電池車（ＦＣＥＶ：Ｆｕｅｌ ｃｅｌｌ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）などであり、そのタイプは特に限定されない。
図１において、電気自動車１は、蓄電装置１０、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０、インバータ３０、走行用モータ４０、および制御装置５０を含んで構成されている。
蓄電装置１０は、電力を蓄積して直流電圧を出力するものであり、ここではニッケル水素やリチウムイオン等のバッテリである。ただし、蓄電装置１０は、大容量コンデンサ等であってもよい。
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、スイッチング素子（ここではＩＧＢＴ）Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１，Ｄ２、リアクトルＬ１を含むチョッパ回路で構成される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、インバータ３０の電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。上アームのスイッチング素子Ｑ１のコレクタは電源ラインに接続され、下アームのスイッチング素子Ｑ２のエミッタはアースラインに接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点にはリアクトルＬ１の一方端が接続されている。このリアクトルＬ１の他方端は、蓄電装置１０の正極に接続される。また、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは、蓄電装置１０の負極に接続される。また、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクターエミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにダイオードＤ１，Ｄ２が配置される。上記リアクトルＬ１の他方端とアースラインとの間には平滑用コンデンサＣ１が接続され、スイッチング素子Ｑ１のコレクタとアースラインとの間には平滑用コンデンサＣ２が接続される。
インバータ３０は、電源ラインとアースラインとの間に互いに並列に配置されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームから構成される。Ｕ相アームはスイッチング素子（ここではＩＧＢＴ）Ｑ３，Ｑ４の直列接続からなり、Ｖ相アームはスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の直列接続からなり、Ｗ相アームはスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の直列接続からなる。また、各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクターエミッタ間には、それぞれ、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８が配置されている。
走行用モータ４０は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点で共通接続されて構成されており、Ｕ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の中間点、Ｖ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の中間点、Ｗ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の中間点に接続されている。
制御装置５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０およびインバータ３０を制御するものである。制御装置５０は、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、メインメモリなどを含み、制御装置５０の各種機能は、ＲＯＭ等の記録媒体に記録された制御プログラムがメインメモリに読み出されてＣＰＵにより実行されることによって実現される。ただし、制御装置５０の機能の一部または全部は、ハードウェアのみにより実現されてもよい。また、制御装置５０は、物理的に複数の装置により構成されてもよい。
次に、上記構成を有する電気自動車１の動作について、力行動作時と回生動作時とに分けて説明する。
（力行動作時）
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、制御装置５０により制御されて、蓄電装置１０の電力を昇圧してインバータ３０に供給する。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、上アームのスイッチング素子Ｑ１をオフ状態として、下アームのスイッチング素子Ｑ２をオン・オフすることにより、蓄電装置１０の出力電圧を昇圧してインバータ３０に供給する。より具体的に説明すると、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ２を介してリアクトルＬ１に電流が流れ、蓄電装置１０からの直流電力がリアクトルＬ１に蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、リアクトルＬ１に蓄積された直流電力がダイオードＤ１を介してインバータ３０側に出力される。
インバータ３０は、制御装置５０により制御されて、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８をオン・オフすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０から供給される直流電力を交流電力に変換し、得られた交流電力を走行用モータ４０に供給する。これにより、走行用モータ４０が回転駆動される。
ちなみに、走行用モータ４０は高回転となるほど逆起電力が大きくなり、最大トルクが低下する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、これに対処するためのものであり、インバータ３０から走行用モータ４０への印加電圧を高くすることで、高回転領域での最大トルクを高めることができる。
なお、上記説明では、上アームのスイッチング素子Ｑ１をオフ状態としているが、スイッチング素子Ｑ２がオンのときにスインチング素子Ｑ１がオフとなりスイッチング素子Ｑ２がオフのときにスイッチング素子Ｑ１がオンとなるように、スイッチング素子Ｑ１とＱ２とを互い違いにオン・オフしてもよい。この場合でも、昇圧動作時においては、上アームのスイッチング素子Ｑ１および下アームのダイオードＤ２には電流は流れない。
（回生動作時）
電気自動車１の制動時や減速時において、走行用モータ４０は、発電機として動作し、交流電力を発生してインバータ３０に出力する。
インバータ３０は、制御装置５０に制御されて、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８をオン・オフすることにより、走行用モータ４０で発電された交流電力を直流電力に変換し、得られた直流電力をＤＣ−ＤＣコンバータ２０に供給する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、制御装置５０に制御されて、インバータ３０からの直流電力を降圧して蓄電装置１０を充電する。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、下アームのスイッチング素子Ｑ２をオフ状態として、上アームのスイッチング素子Ｑ１をオン・オフすることにより、インバータ３０の出力電圧を降圧して蓄電装置１０に供給する。より具体的に説明すると、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、スイッチング素子Ｑ１を介してリアクトルＬ１に電流が流れ、インバータ３０からの直流電力がリアクトルＬ１に蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、リアクトルＬ１の起電力によりダイオードＤ２を介して電流が還流し、これによりリアクトルＬ１に蓄積された直流電力が蓄電装置１０に供給される。これにより、蓄電装置１０が充電される。
なお、上記説明では、下アームのスイッチング素子Ｑ２をオフ状態としているが、スイッチング素子Ｑ１がオンのときにスイッチング素子Ｑ２がオフとなりスイッチング素子Ｑ１がオフのときにスイッチング素子Ｑ２がオンとなるように、スイッチング素子Ｑ１とＱ２とを互い違いにオン・オフしてもよい。この場合でも、降圧動作時においては、下アームのスイッチング素子Ｑ２および上アームのダイオードＤ１には電流は流れない。
上述のとおり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０において、力行動作時（昇圧時）には、下アームのスイッチング素子Ｑ２と上アームのダイオードＤ１とが用いられ、回生動作時（降圧時）には、上アームのスイッチング素子Ｑ１と下アームのダイオードＤ２とが用いられる。すなわち、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ１は、それぞれ昇圧用スイッチング素子および昇圧用ダイオードであり、スイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ２は、それぞれ降圧用スイッチング素子および降圧用ダイオードである。
一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０には、力行時の方が回生時よりも大きな電流が流れる。したがって、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の方が降圧用スイッチング素子Ｑ１よりも、また昇圧用ダイオードＤ１の方が降圧用ダイオードＤ２よりも、大きな電流が通電し、熱負荷が大きい。そこで、本実施の形態では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の電流許容量を降圧用スイッチング素子Ｑ１の電流許容量よりも大きくする。また、昇圧用ダイオードＤ１の電流許容量を降圧用ダイオードＤ２の電流許容量よりも大きくする。
以下、昇圧用素子の電流許容量が降圧用素子の電流許容量よりも大きい構成の例として、第１〜第４の構成例を示す。なお、下記第１〜第４の構成例に係る構成は適宜組み合わされてもよい。
（第１の構成例）
本構成例では、力行時と回生時の電気仕様の違いに応じて、素子１個当たりの発熱量（通電電流値）を抑える観点より、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびダイオードＤ１，Ｄ２は次のように構成される。
すなわち、本構成例では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２は、図２に示されるように、複数の（単位）スイッチング素子が互いに並列接続されてなり、並列接続される（単位）スイッチング素子の素子数は、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の方が降圧用スイッチング素子Ｑ１よりも多い。ここで、降圧用スイッチング素子Ｑ１は、１個の素子であってもよいし、複数の（単位）スイッチング素子が互いに並列接続されて構成されてもよい。別の言い方をすれば、本構成例では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２はＭ個の単位素子（チップ）に分割されて構成され、降圧用スイッチング素子Ｑ１はＮ個の単位素子（チップ）に分割されて構成され、Ｍは２以上の整数であり、Ｎは１以上の整数であり、Ｍ＞Ｎである。さらに、本構成例では、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２を構成する複数（Ｍ＋Ｎ個）のスイッチング素子は、互いに略同一である。
具体的には、図２に示される例では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２は４個のＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４が並列接続されてなり、降圧用スイッチング素子Ｑ１は３個のＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１３が並列接続されてなる。ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１３，Ｑ２１〜Ｑ２４は、互いに同一仕様である。
また、本構成例では、昇圧用ダイオードＤ１は、図２に示されるように、複数の（単位）ダイオードが互いに並列接続されてなり、並列接続される（単位）ダイオードの素子数は、昇圧用ダイオードＤ１の方が降圧用ダイオードＤ２よりも多い。ここで、降圧用ダイオードＤ２は、１個の素子であってもよいし、複数の（単位）ダイオードが互いに並列接続されて構成されてもよい。別の言い方をすれば、本構成例では、昇圧用ダイオードＤ１はＪ個の単位素子（チップ）に分割されて構成され、降圧用ダイオードＤ２はＫ個の単位素子（チップ）に分割されて構成され、Ｊは２以上の整数であり、Ｋは１以上の整数であり、Ｊ＞Ｋである。さらに、本構成例では、ダイオードＤ１およびＤ２を構成する複数のダイオードは、互いに略同一である。
具体的には、図２に示される例では、昇圧用ダイオードＤ１は４個のダイオードＤ１１〜Ｄ１４が並列接続されてなり、降圧用ダイオードＤ２は３個のダイオードＤ２１〜Ｄ２３が並列接続されてなる。ダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２３は、互いに同一仕様である。
（第２の構成例）
本構成例では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の放熱効率が、降圧用スイッチング素子Ｑ１の放熱効率よりも高い。
一つの態様では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２そのものの放熱性能が、降圧用スイッチング素子Ｑ１そのものの放熱性能より高い。例えば、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の素子面積が、降圧用スイッチング素子Ｑ１の素子面積よりも大きい。
別の一つの態様では、スイッチング素子を冷却する冷却手段が設けられており、昇圧用スイッチング素子Ｑ２を冷却する冷却性能が、降圧用スイッチング素子Ｑ１を冷却する冷却性能よりも高い。例えば、スイッチング素子を冷却するための冷媒が流される構成において、昇圧用スイッチング素子Ｑ２は冷媒の流通経路の上流側に配置され、降圧用スイッチング素子Ｑ１は下流側に配置される。
また、本構成例では、昇圧用ダイオードＤ１の放熱効率が、降圧用ダイオードＤ２の放熱効率よりも高い。
一つの態様では、昇圧用ダイオードＤ１そのものの放熱性能が、降圧用ダイオードＤ２そのものの放熱性能より高い。例えば、昇圧用ダイオードＤ１の素子面積が、降圧用ダイオードＤ２の素子面積よりも大きい。
別の一つの態様では、ダイオードを冷却する冷却手段が設けられており、昇圧用ダイオードＤ１を冷却する冷却性能が、降圧用ダイオードＤ２を冷却する冷却性能よりも高い。例えば、ダイオードを冷却するための冷媒が流される構成において、昇圧用ダイオードＤ１は冷媒の流通経路の上流側に配置され、降圧用ダイオードＤ２は下流側に配置される。
（第３の構成例）
本構成例では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の素子耐熱性が、降圧用スイッチング素子Ｑ１の素子耐熱性よりも高い。具体的には、昇圧用スイッチング素子Ｑ２は、降圧用スイッチング素子Ｑ１に比較して高耐熱材で形成される。例えば、昇圧用スイッチング素子Ｑ２はＳｉＣ半導体素子であり、降圧用スイッチング素子Ｑ１はＳｉ半導体素子である。
また、本構成例では、昇圧用ダイオードＤ１の素子耐熱性が、降圧用ダイオードＤ２の素子耐熱性よりも高い。具体的には、昇圧用ダイオードＤ１は、降圧用ダイオードＤ２に比較して高耐熱材で形成される。例えば、昇圧用ダイオードＤ１は炭化珪素（ＳｉＣ）半導体素子であり、降圧用ダイオードＤ２は珪素（Ｓｉ）半導体素子である。
（第４の構成例）
本構成例では、制御装置５０は、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の検出温度が所定の昇圧側上限温度に達すると昇圧用スイッチング素子Ｑ２への通電を実質的に禁止し、降圧用スイッチング素子Ｑ１の検出温度が所定の降圧側上限温度に達すると降圧用スイッチング素子Ｑ１への通電を実質的に禁止する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、上記昇圧側上限温度が上記降圧側上限温度よりも高くなるように構成される。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、降圧用スイッチング素子Ｑ１に比較して、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の温度が正確に検出されるように構成される。
ここで、スイッチング素子の検出温度は、温度センサにより検出されるスイッチング素子の温度である。
また、スイッチング素子への通電を実質的に禁止するとは、スイッチング素子の通電量を、素子の破損を防止する程度に小さい量に制限することを意味し、一つの態様では通電を完全に禁止する。
なお、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の検出温度が所定の昇圧側上限温度に達した場合に、スイッチング素子Ｑ２のみならず、スイッチング素子Ｑ１への通電を実質的に禁止してもよい。また、降圧用スイッチング素子Ｑ１の検出温度が所定の降圧側上限温度に達した場合に、スイッチング素子Ｑ１のみならず、スイッチング素子Ｑ２への通電を実質的に禁止してもよい。
具体的には、本構成例では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２および降圧用スイッチング素子Ｑ１は、互いに略同一であり、例えば互いに同一仕様の素子である。制御装置５０は、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の検出温度ＴＬが昇圧側上限温度ＴＬ１（＝Ｔ１−ΔＴＬ）に達すると、昇圧用スイッチング素子Ｑ２への通電を実質的に禁止する。また、制御装置５０は、降圧用スイッチング素子Ｑ１の検出温度ＴＵが降圧側上限温度ＴＵ１（＝Ｔ１−ΔＴＵ）に達すると、降圧用スイッチング素子Ｑ１への通電を実質的に禁止する。ここで、Ｔ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の素子耐熱温度である。ΔＴＬは、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の温度の検出誤差を考慮したマージン（余裕量）である。ΔＴＵは、降圧用スイッチング素子Ｑ１の温度の検出誤差を考慮したマージンである。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、ΔＴＬ＜ΔＴＵとなるように、すなわちＴＬ１＞ＴＵ１となるように構成される。このような構成としては、例えば下記（ａ）〜（ｃ）の構成がある。なお、下記（ａ）〜（ｃ）の構成は、適宜組み合わされてもよい。
（ａ）昇圧用スイッチング素子Ｑ２の温度の検出精度が降圧用スイッチング素子Ｑ１の温度の検出精度よりも高くなるように、温度センサが構成される。
（ｂ）ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、図３に示される構成を有する。すなわち、昇圧用スイッチング素子Ｑ２は２個のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２が並列接続されてなり、降圧用スイッチング素子Ｑ１は２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が並列接続されてなる。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ１１，Ｑ１２は、互いに略同一であり、例えば互いに同一仕様である。また、昇圧用ダイオードＤ１は２個のダイオードＤ１１，Ｄ１２が並列接続されてなり、降圧用ダイオードＤ２は２個のダイオードＤ２１，Ｄ２２が並列接続されてなる。ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２は、互いに略同一であり、例えば互いに同一仕様である。また、スイッチング素子Ｑ１１の温度を検出する温度センサＳ１と、スイッチング素子Ｑ２１の温度を検出する温度センサＳ２とが設けられている。ここでは、温度センサＳ１およびＳ２の検出精度は、互いに同一である。
制御装置５０は、温度センサＳ２による検出温度（すなわちスイッチング素子Ｑ２１の検出温度）ＴＬが昇圧側上限温度ＴＬ１（＝Ｔ１−ΔＴＬ）に達すると、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２への通電を実質的に禁止する。また、制御装置５０は、温度センサＳ１による検出温度（すなわちスイッチング素子Ｑ１１の検出温度）ＴＵが降圧側上限温度ＴＵ１（＝Ｔ１−ΔＴＵ）に達すると、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２への通電を実質的に禁止する。
ここでは、ΔＴＬは、温度センサＳ２の検出公差ΔＴＳと、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２間の温度差ΔＴ２とを考慮したマージンであり、例えばΔＴＬ＝ΔＴＳ＋ΔＴ２である。また、ΔＴＵは、温度センサＳ１の検出公差ΔＴＳと、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２間の温度差ΔＴ１とを考慮したマージンであり、例えばΔＴＵ＝ΔＴＳ＋ΔＴ１である。
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、ΔＴ２＜ΔＴ１となるように構成される。例えば、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２間の温度差ΔＴ２が小さくなるように、素子の選別により、素子特性が揃った２つのスイッチング素子がスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２として用いられる。
（ｃ）昇圧用スイッチング素子Ｑ２は、複数のスイッチング素子が互いに並列接続されてなり、制御装置５０は、上記複数のスイッチング素子の複数の検出温度のうち最も高い検出温度が昇圧側上限温度に達すると通電を実質的に禁止する。
より具体的には、昇圧用スイッチング素子Ｑ２および降圧用スイッチング素子Ｑ１は、それぞれ複数のスイッチング素子が互いに並列接続されてなり、昇圧用スイッチング素子Ｑ２および降圧用スイッチング素子Ｑ１を構成する複数のスイッチング素子は、互いに略同一（例えば同一仕様）である。そして、制御装置５０は、昇圧用スイッチング素子Ｑ２を構成する複数のスイッチング素子の複数の検出温度のうち最も高い検出温度が昇圧側上限温度に達すると通電を実質的に禁止する。降圧側については、例えば、降圧用スイッチング素子Ｑ１を構成する複数のスイッチング素子のうち１つのスイッチング素子の温度が検出され、制御装置５０は、当該１つのスイッチング素子の検出温度が降圧側上限温度に達すると通電を実質的に禁止する。
一例を挙げると、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、図４に示される構成を有する。すなわち、昇圧用スイッチング素子Ｑ２は２個のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２が並列接続されてなり、降圧用スイッチング素子Ｑ１は２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が並列接続されてなる。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ１１，Ｑ１２は、互いに略同一であり、例えば互いに同一仕様である。また、昇圧用ダイオードＤ１は２個のダイオードＤ１１，Ｄ１２が並列接続されてなり、降圧用ダイオードＤ２は２個のダイオードＤ２１，Ｄ２２が並列接続されてなる。ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２は、互いに略同一であり、例えば互いに同一仕様である。また、スイッチング素子Ｑ１１の温度を検出する温度センサＳ１１と、スイッチング素子Ｑ２１の温度を検出する温度センサＳ２１と、スイッチング素子Ｑ２２の温度を検出する温度センサＳ２２とが設けられている。ここでは、温度センサＳ１１，Ｓ２１，Ｓ２２の検出精度は、互いに同一である。
制御装置５０は、温度センサＳ２１，Ｓ２２による検出温度のうち高い方の検出温度ＴＬが昇圧側上限温度ＴＬ１（＝Ｔ１−ΔＴＬ）に達すると、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２への通電を実質的に禁止する。また、制御装置５０は、温度センサＳ１１による検出温度ＴＵが降圧側上限温度ＴＵ１（＝Ｔ１−ΔＴＵ）に達すると、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２への通電を実質的に禁止する。
ここで、ΔＴＬは、温度センサの検出公差ΔＴＳを考慮したマージンであり、例えばΔＴＬ＝ΔＴＳである。また、ΔＴＵは、温度センサの検出公差ΔＴＳと、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２間の温度差ΔＴ１とを考慮したマージンであり、例えばΔＴＵ＝ΔＴＳ＋ΔＴ１である。よって、ΔＴＬ＜ΔＴＵであり、ＴＬ１＞ＴＵ１である。
ところで、第４の構成例の一態様として、制御装置５０は、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の検出温度ＴＬおよび降圧用スイッチング素子Ｑ１の検出温度ＴＵに応じて負荷率を制限する負荷率制限制御を行ってもよい。以下、この負荷率制限制御について具体的に説明する。
制御装置５０は、図５に示される昇圧側負荷率制限マップに基づいて負荷率ＬＦＬを求め、図６に示される降圧側負荷率制限マップに基づいて負荷率ＬＦＵを求め、負荷率ＬＦＬ，ＬＦＵのうち低い方の値に負荷率を制限する。
図５の昇圧側負荷率制限マップについて説明すると、横軸は昇圧側スイッチング素子Ｑ２の検出温度ＴＬであり、縦軸は負荷率である。ここで、負荷率１００％は、蓄電装置１０の最大放電電力または最大充電電力である。検出温度ＴＬが負荷率制限制御開始温度ＴＬ０未満の範囲では、負荷率ＬＦＬ＝１００％であり、負荷率制限されない。検出温度ＴＬが昇圧側上限温度ＴＬ１以上の範囲では、負荷率ＬＦＬ＝０％である。検出温度ＴＬが負荷率制限制御開始温度ＴＬ０以上かつ昇圧側上限温度ＴＬ１以下の範囲では、負荷率ＬＦＬは、検出温度ＴＬの増加に応じて１００％から０％に徐々に下げられる。なお、負荷率制限制御開始温度ＴＬ０は、例えば、ＴＬ１−１０℃である。
図６の降圧側負荷率制限マップについて説明すると、横軸は降圧側スイッチング素子Ｑ１の検出温度ＴＵであり、縦軸は負荷率である。ここで、負荷率１００％は、蓄電装置１０の最大放電電力または最大充電電力である。検出温度ＴＵが負荷率制限制御開始温度ＴＵ０未満の範囲では、負荷率ＬＦＵ＝１００％であり、負荷率制限されない。検出温度ＴＵが降圧側上限温度ＴＵ１以上の範囲では、負荷率ＬＦＵ＝０％である。検出温度ＴＵが負荷率制限制御開始温度ＴＵ０以上かつ降圧側上限温度ＴＵ１以下の範囲では、負荷率ＬＦＵは、検出温度ＴＵの増加に応じて１００％から０％に徐々に下げられる。なお、負荷率制限制御開始温度ＴＵ０は、例えば、ＴＵ１−１０℃である。
図５，６を見れば分かるように、負荷率制限制御開始温度ＴＬ０は、負荷率制限制御開始温度ＴＵ０よりも高い。また、昇圧側の方が降圧側よりも、負荷率制限されない領域（図５，６において斜線で示される領域）が広い。
以上説明した本実施の形態によれば、下記（１）〜（１５）の効果が得られ得る。
（１）本実施の形態では、電気自動車の蓄電装置と走行用モータとの間に介挿され、走行用モータの力行動作時には、リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを用いて蓄電装置の電力を昇圧し、走行用モータの回生動作時には、リアクトルと降圧用スイッチング素子と降圧用ダイオードとを用いて回生電力を降圧する電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、昇圧用スイッチング素子の電流許容量が降圧用スイッチング素子の電流許容量よりも大きい。このため、本実施の形態によれば、電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータでは昇圧用スイッチング素子の方が降圧用スイッチング素子よりも通電量が大きいという事情に応じた適切な構成が実現される。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成（特に昇圧用スイッチング素子および降圧用スイッチング素子）の最適化を図ることができ、コストダウンや小型化を図ることができる。
（２）上記第１の構成例では、昇圧用スイッチング素子は、複数のスイッチング素子が互いに並列接続されてなり、並列接続されるスイッチング素子の素子数は、昇圧用スイッチング素子の方が降圧用スイッチング素子よりも多い。このため、昇圧用スイッチング素子および降圧用スイッチング素子を、力行時と回生時の電気仕様に応じた適切な素子数で構成することができ、コストダウンを図ることができる。具体的には、図８に示される従来の構成に対して、降圧用スイッチング素子の素子数を削減することができ、コストダウンを図ることができる。
（３）また、上記第１の構成例によれば、昇圧用スイッチング素子および降圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子は互いに略同一であるので、複数種類のスイッチング素子を用意する必要がなく、コストダウンを図ることができる。
（４）上記第２の構成例では、昇圧用スイッチング素子の放熱効率を、降圧用スイッチング素子の放熱効率よりも高くするので、降圧用スイッチング素子に比較して、昇圧用スイッチング素子の昇温の程度を下げ、昇圧用スイッチング素子の電流許容量を高くすることが可能となる。
（５）上記第２の構成例の一態様では、昇圧用スイッチング素子の素子面積を降圧用スイッチング素子の素子面積よりも大きくする。この構成によれば、降圧用スイッチング素子に比較して、昇圧用スイッチング素子の放熱面積を広く確保することができ、昇圧用スイッチング素子の放熱効率を高くすることが可能となる。また、降圧用スイッチング素子に比較して、昇圧用スイッチング素子の損失を小さくすることができ、昇圧用スイッチング素子の発熱量を小さくすることが可能となる。
（６）上記第３の構成例では、昇圧用スイッチング素子の耐熱性を降圧用スイッチング素子の耐熱性よりも高くするので、降圧用スイッチング素子に比較して、昇圧用スイッチング素子を高い温度で使用することができ、昇圧用スイッチング素子の電流許容量を高くすることが可能となる。
（７）上記第４の構成例では、昇圧用スイッチング素子の検出温度が所定の昇圧側上限温度に達すると前記昇圧用スイッチング素子への通電を実質的に禁止し、前記降圧用スイッチング素子の検出温度が所定の降圧側上限温度に達すると前記降圧用スイッチング素子への通電を実質的に禁止する制御手段を有する構成において、昇圧側上限温度が降圧側上限温度よりも高くなるように構成する。本構成によれば、降圧用スイッチング素子と比較して、昇圧用スイッチング素子をより高い温度で使用することができ、昇圧用スイッチング素子の電流許容量を高くすることが可能となる。
（８）上記第４の構成例の一態様では、昇圧用スイッチング素子および降圧用スイッチング素子は、それぞれ複数のスイッチング素子が互いに並列接続されてなり、制御手段は、昇圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子の複数の検出温度のうち最も高い検出温度が前記昇圧側上限温度に達すると通電を実質的に禁止する。この態様によれば、昇圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子のうち最も温度が高いものの温度を正確に検出することができ、昇圧側上限温度を降圧側上限温度よりも高く設定することが可能となる。
（９）また、上記第４の構成例によれば、昇圧用スイッチング素子および降圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子は互いに略同一であるので、複数種類のスイッチング素子を用意する必要がなく、コストダウンを図ることができる。
（１０）本実施の形態では、昇圧用ダイオードの電流許容量が降圧用ダイオードの電流許容量よりも大きい。このため、本実施の形態によれば、電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータでは昇圧用ダイオードの方が降圧用ダイオードよりも通電量が大きいという事情に応じた適切な構成が実現される。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成（特に昇圧用ダイオードおよび降圧用ダイオード）の最適化を図ることができ、コストダウンや小型化を図ることができる。
（１１）上記第１の構成例では、昇圧用ダイオードは、複数のダイオードが互いに並列接続されてなり、並列接続されるダイオードの素子数は、昇圧用ダイオードの方が降圧用ダイオードよりも多い。このため、本実施の形態によれば、昇圧用ダイオードおよび降圧用ダイオードを、力行時と回生時の電気仕様に応じた適切な素子数で構成することができ、コストダウンを図ることができる。具体的には、図８に示される従来の構成に対して、降圧用ダイオードの素子数を削減することができ、コストダウンを図ることができる。
（１２）また、上記第１の構成例によれば、昇圧用ダイオードおよび降圧用ダイオードを構成する複数のダイオードは互いに略同一であるので、複数種類のダイオードを用意する必要がなく、コストダウンを図ることができる。
（１３）上記第２の構成例では、昇圧用ダイオードの放熱効率を、降圧用ダイオードの放熱効率よりも高くするので、降圧用ダイオードに比較して、昇圧用ダイオードの昇温の程度を下げ、昇圧用ダイオードの電流許容量を高くすることが可能となる。
（１４）上記第２の構成例の一態様では、昇圧用ダイオードの素子面積を降圧用ダイオードの素子面積よりも大きくする。この構成によれば、降圧用ダイオードに比較して、昇圧用ダイオードの放熱面積を広く確保することができ、昇圧用ダイオードの放熱効率を高くすることが可能となる。また、降圧用ダイオードに比較して、昇圧用ダイオードの損失を小さくすることができ、昇圧用ダイオードの発熱量を小さくすることが可能となる。
（１５）上記第３の構成例では、昇圧用ダイオードの耐熱性を降圧用ダイオードの耐熱性よりも高くするので、降圧用ダイオードに比較して、昇圧用ダイオードを高い温度で使用することができ、昇圧用ダイオードの電流許容量を高くすることが可能となる。
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々変更することができる。
例えば、上記実施の形態では、昇圧用スイッチング素子の電流許容量が降圧用スイッチング素子の電流許容量より大きいこと、および昇圧用ダイオードの電流許容量が降圧用ダイオードの電流許容量より大きいことの両方が成立する場合を示したが、いずれか一方が成立するように構成することもできる。例えば、上記第１の構成例では、昇圧用スイッチング素子の方が降圧用スイッチング素子よりも素子数が多いこと、および昇圧用ダイオードの方が降圧用ダイオードの素子数よりも多いことの両方が成立する場合を示したが、いずれか一方が成立するように構成することもできる。
また、昇圧用スイッチング素子の電流許容量が降圧用スイッチング素子の電流許容量より大きくなるように構成されていれば、降圧用ダイオードの電流許容量が昇圧用ダイオードの電流許容量より大きくてもよい。
また、上記実施の形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴを例示したが、スイッチング素子は、バイポーラトランジスタやＭＯＳトランジスタ等であってもよい。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０には、図１の例では１系統のインバータ３０および走行用モータ４０が接続されているが、複数系統のインバータおよび走行用モータが接続されてもよい。例えば、本実施の形態に係る電気自動車１は、図７に示されるような、いわゆるシリーズ・パラレル方式のハイブリッド自動車であってもよい。図７では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０には、２つのインバータ３１，３２が並列に接続されており、インバータ３１，３２には、それぞれ走行用モータ４１，４２が接続されている。さらに、一方の走行用モータ４１は内燃機関６０に接続されている。走行用モータ４１は、内燃機関６０を始動させるスタータ機能と、内燃機関６０の駆動力により発電する発電機能とを果たす。一方、走行用モータ４２は、蓄電装置１０および走行用モータ４１の電力により駆動輪を駆動する機能と、制動時や減速時に回生電力を発生させる発電機能とを果たす。図７の構成では、負荷率は、例えば、２つの走行用モータ４１，４２の電力収支（発電電力と消費電力との差）を制御することによって制御される。
図１は、本実施の形態に係る電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ２０を含む電気自動車１の概略構成を示す図である。電気自動車１は、蓄電装置の電力を用いて走行用モータを駆動することにより車両を駆動する自動車である。電気自動車１は、例えば、ハイブリッド自動車（ＨＶ：Ｈｙｂｒｉｄ Ｖｅｈｉｃｌｅ）、いわゆる電気自動車（ＥＶ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）、燃料電池車（ＦＣＥＶ：Ｆｕｅｌ ｃｅｌｌ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）などであり、そのタイプは特に限定されない。
図１において、電気自動車１は、蓄電装置１０、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０、インバータ３０、走行用モータ４０、および制御装置５０を含んで構成されている。
蓄電装置１０は、電力を蓄積して直流電圧を出力するものであり、ここではニッケル水素やリチウムイオン等のバッテリである。ただし、蓄電装置１０は、大容量コンデンサ等であってもよい。
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、スイッチング素子（ここではＩＧＢＴ）Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１，Ｄ２、リアクトルＬ１を含むチョッパ回路で構成される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、インバータ３０の電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。上アームのスイッチング素子Ｑ１のコレクタは電源ラインに接続され、下アームのスイッチング素子Ｑ２のエミッタはアースラインに接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点にはリアクトルＬ１の一方端が接続されている。このリアクトルＬ１の他方端は、蓄電装置１０の正極に接続される。また、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは、蓄電装置１０の負極に接続される。また、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクターエミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにダイオードＤ１，Ｄ２が配置される。上記リアクトルＬ１の他方端とアースラインとの間には平滑用コンデンサＣ１が接続され、スイッチング素子Ｑ１のコレクタとアースラインとの間には平滑用コンデンサＣ２が接続される。
インバータ３０は、電源ラインとアースラインとの間に互いに並列に配置されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームから構成される。Ｕ相アームはスイッチング素子（ここではＩＧＢＴ）Ｑ３，Ｑ４の直列接続からなり、Ｖ相アームはスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の直列接続からなり、Ｗ相アームはスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の直列接続からなる。また、各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクターエミッタ間には、それぞれ、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８が配置されている。
走行用モータ４０は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点で共通接続されて構成されており、Ｕ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の中間点、Ｖ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の中間点、Ｗ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の中間点に接続されている。
制御装置５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０およびインバータ３０を制御するものである。制御装置５０は、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、メインメモリなどを含み、制御装置５０の各種機能は、ＲＯＭ等の記録媒体に記録された制御プログラムがメインメモリに読み出されてＣＰＵにより実行されることによって実現される。ただし、制御装置５０の機能の一部または全部は、ハードウェアのみにより実現されてもよい。また、制御装置５０は、物理的に複数の装置により構成されてもよい。
次に、上記構成を有する電気自動車１の動作について、力行動作時と回生動作時とに分けて説明する。
（力行動作時）
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、制御装置５０により制御されて、蓄電装置１０の電力を昇圧してインバータ３０に供給する。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、上アームのスイッチング素子Ｑ１をオフ状態として、下アームのスイッチング素子Ｑ２をオン・オフすることにより、蓄電装置１０の出力電圧を昇圧してインバータ３０に供給する。より具体的に説明すると、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ２を介してリアクトルＬ１に電流が流れ、蓄電装置１０からの直流電力がリアクトルＬ１に蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、リアクトルＬ１に蓄積された直流電力がダイオードＤ１を介してインバータ３０側に出力される。
インバータ３０は、制御装置５０により制御されて、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８をオン・オフすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０から供給される直流電力を交流電力に変換し、得られた交流電力を走行用モータ４０に供給する。これにより、走行用モータ４０が回転駆動される。
ちなみに、走行用モータ４０は高回転となるほど逆起電力が大きくなり、最大トルクが低下する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、これに対処するためのものであり、インバータ３０から走行用モータ４０への印加電圧を高くすることで、高回転領域での最大トルクを高めることができる。
なお、上記説明では、上アームのスイッチング素子Ｑ１をオフ状態としているが、スイッチング素子Ｑ２がオンのときにスインチング素子Ｑ１がオフとなりスイッチング素子Ｑ２がオフのときにスイッチング素子Ｑ１がオンとなるように、スイッチング素子Ｑ１とＱ２とを互い違いにオン・オフしてもよい。この場合でも、昇圧動作時においては、上アームのスイッチング素子Ｑ１および下アームのダイオードＤ２には電流は流れない。
（回生動作時）
電気自動車１の制動時や減速時において、走行用モータ４０は、発電機として動作し、交流電力を発生してインバータ３０に出力する。
インバータ３０は、制御装置５０に制御されて、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８をオン・オフすることにより、走行用モータ４０で発電された交流電力を直流電力に変換し、得られた直流電力をＤＣ−ＤＣコンバータ２０に供給する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、制御装置５０に制御されて、インバータ３０からの直流電力を降圧して蓄電装置１０を充電する。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、下アームのスイッチング素子Ｑ２をオフ状態として、上アームのスイッチング素子Ｑ１をオン・オフすることにより、インバータ３０の出力電圧を降圧して蓄電装置１０に供給する。より具体的に説明すると、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、スイッチング素子Ｑ１を介してリアクトルＬ１に電流が流れ、インバータ３０からの直流電力がリアクトルＬ１に蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、リアクトルＬ１の起電力によりダイオードＤ２を介して電流が還流し、これによりリアクトルＬ１に蓄積された直流電力が蓄電装置１０に供給される。これにより、蓄電装置１０が充電される。
なお、上記説明では、下アームのスイッチング素子Ｑ２をオフ状態としているが、スイッチング素子Ｑ１がオンのときにスイッチング素子Ｑ２がオフとなりスイッチング素子Ｑ１がオフのときにスイッチング素子Ｑ２がオンとなるように、スイッチング素子Ｑ１とＱ２とを互い違いにオン・オフしてもよい。この場合でも、降圧動作時においては、下アームのスイッチング素子Ｑ２および上アームのダイオードＤ１には電流は流れない。
上述のとおり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０において、力行動作時（昇圧時）には、下アームのスイッチング素子Ｑ２と上アームのダイオードＤ１とが用いられ、回生動作時（降圧時）には、上アームのスイッチング素子Ｑ１と下アームのダイオードＤ２とが用いられる。すなわち、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ１は、それぞれ昇圧用スイッチング素子および昇圧用ダイオードであり、スイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ２は、それぞれ降圧用スイッチング素子および降圧用ダイオードである。
一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０には、力行時の方が回生時よりも大きな電流が流れる。したがって、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の方が降圧用スイッチング素子Ｑ１よりも、また昇圧用ダイオードＤ１の方が降圧用ダイオードＤ２よりも、大きな電流が通電し、熱負荷が大きい。そこで、本実施の形態では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の電流許容量を降圧用スイッチング素子Ｑ１の電流許容量よりも大きくする。また、昇圧用ダイオードＤ１の電流許容量を降圧用ダイオードＤ２の電流許容量よりも大きくする。
以下、昇圧用素子の電流許容量が降圧用素子の電流許容量よりも大きい構成の例として、第１〜第４の構成例を示す。なお、下記第１〜第４の構成例に係る構成は適宜組み合わされてもよい。
（第１の構成例）
本構成例では、力行時と回生時の電気仕様の違いに応じて、素子１個当たりの発熱量（通電電流値）を抑える観点より、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびダイオードＤ１，Ｄ２は次のように構成される。
すなわち、本構成例では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２は、図２に示されるように、複数の（単位）スイッチング素子が互いに並列接続されてなり、並列接続される（単位）スイッチング素子の素子数は、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の方が降圧用スイッチング素子Ｑ１よりも多い。ここで、降圧用スイッチング素子Ｑ１は、１個の素子であってもよいし、複数の（単位）スイッチング素子が互いに並列接続されて構成されてもよい。別の言い方をすれば、本構成例では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２はＭ個の単位素子（チップ）に分割されて構成され、降圧用スイッチング素子Ｑ１はＮ個の単位素子（チップ）に分割されて構成され、Ｍは２以上の整数であり、Ｎは１以上の整数であり、Ｍ＞Ｎである。さらに、本構成例では、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２を構成する複数（Ｍ＋Ｎ個）のスイッチング素子は、互いに略同一である。
具体的には、図２に示される例では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２は４個のＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４が並列接続されてなり、降圧用スイッチング素子Ｑ１は３個のＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１３が並列接続されてなる。ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１３，Ｑ２１〜Ｑ２４は、互いに同一仕様である。
また、本構成例では、昇圧用ダイオードＤ１は、図２に示されるように、複数の（単位）ダイオードが互いに並列接続されてなり、並列接続される（単位）ダイオードの素子数は、昇圧用ダイオードＤ１の方が降圧用ダイオードＤ２よりも多い。ここで、降圧用ダイオードＤ２は、１個の素子であってもよいし、複数の（単位）ダイオードが互いに並列接続されて構成されてもよい。別の言い方をすれば、本構成例では、昇圧用ダイオードＤ１はＪ個の単位素子（チップ）に分割されて構成され、降圧用ダイオードＤ２はＫ個の単位素子（チップ）に分割されて構成され、Ｊは２以上の整数であり、Ｋは１以上の整数であり、Ｊ＞Ｋである。さらに、本構成例では、ダイオードＤ１およびＤ２を構成する複数のダイオードは、互いに略同一である。
具体的には、図２に示される例では、昇圧用ダイオードＤ１は４個のダイオードＤ１１〜Ｄ１４が並列接続されてなり、降圧用ダイオードＤ２は３個のダイオードＤ２１〜Ｄ２３が並列接続されてなる。ダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２３は、互いに同一仕様である。
（第２の構成例）
本構成例では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の放熱効率が、降圧用スイッチング素子Ｑ１の放熱効率よりも高い。
一つの態様では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２そのものの放熱性能が、降圧用スイッチング素子Ｑ１そのものの放熱性能より高い。例えば、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の素子面積が、降圧用スイッチング素子Ｑ１の素子面積よりも大きい。
別の一つの態様では、スイッチング素子を冷却する冷却手段が設けられており、昇圧用スイッチング素子Ｑ２を冷却する冷却性能が、降圧用スイッチング素子Ｑ１を冷却する冷却性能よりも高い。例えば、スイッチング素子を冷却するための冷媒が流される構成において、昇圧用スイッチング素子Ｑ２は冷媒の流通経路の上流側に配置され、降圧用スイッチング素子Ｑ１は下流側に配置される。
また、本構成例では、昇圧用ダイオードＤ１の放熱効率が、降圧用ダイオードＤ２の放熱効率よりも高い。
一つの態様では、昇圧用ダイオードＤ１そのものの放熱性能が、降圧用ダイオードＤ２そのものの放熱性能より高い。例えば、昇圧用ダイオードＤ１の素子面積が、降圧用ダイオードＤ２の素子面積よりも大きい。
別の一つの態様では、ダイオードを冷却する冷却手段が設けられており、昇圧用ダイオードＤ１を冷却する冷却性能が、降圧用ダイオードＤ２を冷却する冷却性能よりも高い。例えば、ダイオードを冷却するための冷媒が流される構成において、昇圧用ダイオードＤ１は冷媒の流通経路の上流側に配置され、降圧用ダイオードＤ２は下流側に配置される。
（第３の構成例）
本構成例では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の素子耐熱性が、降圧用スイッチング素子Ｑ１の素子耐熱性よりも高い。具体的には、昇圧用スイッチング素子Ｑ２は、降圧用スイッチング素子Ｑ１に比較して高耐熱材で形成される。例えば、昇圧用スイッチング素子Ｑ２はＳｉＣ半導体素子であり、降圧用スイッチング素子Ｑ１はＳｉ半導体素子である。
また、本構成例では、昇圧用ダイオードＤ１の素子耐熱性が、降圧用ダイオードＤ２の素子耐熱性よりも高い。具体的には、昇圧用ダイオードＤ１は、降圧用ダイオードＤ２に比較して高耐熱材で形成される。例えば、昇圧用ダイオードＤ１は炭化珪素（ＳｉＣ）半導体素子であり、降圧用ダイオードＤ２は珪素（Ｓｉ）半導体素子である。
（第４の構成例）
本構成例では、制御装置５０は、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の検出温度が所定の昇圧側上限温度に達すると昇圧用スイッチング素子Ｑ２への通電を実質的に禁止し、降圧用スイッチング素子Ｑ１の検出温度が所定の降圧側上限温度に達すると降圧用スイッチング素子Ｑ１への通電を実質的に禁止する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、上記昇圧側上限温度が上記降圧側上限温度よりも高くなるように構成される。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、降圧用スイッチング素子Ｑ１に比較して、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の温度が正確に検出されるように構成される。
ここで、スイッチング素子の検出温度は、温度センサにより検出されるスイッチング素子の温度である。
また、スイッチング素子への通電を実質的に禁止するとは、スイッチング素子の通電量を、素子の破損を防止する程度に小さい量に制限することを意味し、一つの態様では通電を完全に禁止する。
なお、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の検出温度が所定の昇圧側上限温度に達した場合に、スイッチング素子Ｑ２のみならず、スイッチング素子Ｑ１への通電を実質的に禁止してもよい。また、降圧用スイッチング素子Ｑ１の検出温度が所定の降圧側上限温度に達した場合に、スイッチング素子Ｑ１のみならず、スイッチング素子Ｑ２への通電を実質的に禁止してもよい。
具体的には、本構成例では、昇圧用スイッチング素子Ｑ２および降圧用スイッチング素子Ｑ１は、互いに略同一であり、例えば互いに同一仕様の素子である。制御装置５０は、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の検出温度ＴＬが昇圧側上限温度ＴＬ１（＝Ｔ１−ΔＴＬ）に達すると、昇圧用スイッチング素子Ｑ２への通電を実質的に禁止する。また、制御装置５０は、降圧用スイッチング素子Ｑ１の検出温度ＴＵが降圧側上限温度ＴＵ１（＝Ｔ１−ΔＴＵ）に達すると、降圧用スイッチング素子Ｑ１への通電を実質的に禁止する。ここで、Ｔ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の素子耐熱温度である。ΔＴＬは、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の温度の検出誤差を考慮したマージン（余裕量）である。ΔＴＵは、降圧用スイッチング素子Ｑ１の温度の検出誤差を考慮したマージンである。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、ΔＴＬ＜ΔＴＵとなるように、すなわちＴＬ１＞ＴＵ１となるように構成される。このような構成としては、例えば下記（ａ）〜（ｃ）の構成がある。なお、下記（ａ）〜（ｃ）の構成は、適宜組み合わされてもよい。
（ａ）昇圧用スイッチング素子Ｑ２の温度の検出精度が降圧用スイッチング素子Ｑ１の温度の検出精度よりも高くなるように、温度センサが構成される。
（ｂ）ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、図３に示される構成を有する。すなわち、昇圧用スイッチング素子Ｑ２は２個のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２が並列接続されてなり、降圧用スイッチング素子Ｑ１は２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が並列接続されてなる。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ１１，Ｑ１２は、互いに略同一であり、例えば互いに同一仕様である。また、昇圧用ダイオードＤ１は２個のダイオードＤ１１，Ｄ１２が並列接続されてなり、降圧用ダイオードＤ２は２個のダイオードＤ２１，Ｄ２２が並列接続されてなる。ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２は、互いに略同一であり、例えば互いに同一仕様である。また、スイッチング素子Ｑ１１の温度を検出する温度センサＳ１と、スイッチング素子Ｑ２１の温度を検出する温度センサＳ２とが設けられている。ここでは、温度センサＳ１およびＳ２の検出精度は、互いに同一である。
制御装置５０は、温度センサＳ２による検出温度（すなわちスイッチング素子Ｑ２１の検出温度）ＴＬが昇圧側上限温度ＴＬ１（＝Ｔ１−ΔＴＬ）に達すると、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２への通電を実質的に禁止する。また、制御装置５０は、温度センサＳ１による検出温度（すなわちスイッチング素子Ｑ１１の検出温度）ＴＵが降圧側上限温度ＴＵ１（＝Ｔ１−ΔＴＵ）に達すると、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２への通電を実質的に禁止する。
ここでは、ΔＴＬは、温度センサＳ２の検出公差ΔＴＳと、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２間の温度差ΔＴ２とを考慮したマージンであり、例えばΔＴＬ＝ΔＴＳ＋ΔＴ２である。また、ΔＴＵは、温度センサＳ１の検出公差ΔＴＳと、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２間の温度差ΔＴ１とを考慮したマージンであり、例えばΔＴＵ＝ΔＴＳ＋ΔＴ１である。
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、ΔＴ２＜ΔＴ１となるように構成される。例えば、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２間の温度差ΔＴ２が小さくなるように、素子の選別により、素子特性が揃った２つのスイッチング素子がスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２として用いられる。
（ｃ）昇圧用スイッチング素子Ｑ２は、複数のスイッチング素子が互いに並列接続されてなり、制御装置５０は、上記複数のスイッチング素子の複数の検出温度のうち最も高い検出温度が昇圧側上限温度に達すると通電を実質的に禁止する。
より具体的には、昇圧用スイッチング素子Ｑ２および降圧用スイッチング素子Ｑ１は、それぞれ複数のスイッチング素子が互いに並列接続されてなり、昇圧用スイッチング素子Ｑ２および降圧用スイッチング素子Ｑ１を構成する複数のスイッチング素子は、互いに略同一（例えば同一仕様）である。そして、制御装置５０は、昇圧用スイッチング素子Ｑ２を構成する複数のスイッチング素子の複数の検出温度のうち最も高い検出温度が昇圧側上限温度に達すると通電を実質的に禁止する。降圧側については、例えば、降圧用スイッチング素子Ｑ１を構成する複数のスイッチング素子のうち１つのスイッチング素子の温度が検出され、制御装置５０は、当該１つのスイッチング素子の検出温度が降圧側上限温度に達すると通電を実質的に禁止する。
一例を挙げると、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、図４に示される構成を有する。すなわち、昇圧用スイッチング素子Ｑ２は２個のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２が並列接続されてなり、降圧用スイッチング素子Ｑ１は２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が並列接続されてなる。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ１１，Ｑ１２は、互いに略同一であり、例えば互いに同一仕様である。また、昇圧用ダイオードＤ１は２個のダイオードＤ１１，Ｄ１２が並列接続されてなり、降圧用ダイオードＤ２は２個のダイオードＤ２１，Ｄ２２が並列接続されてなる。ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２は、互いに略同一であり、例えば互いに同一仕様である。また、スイッチング素子Ｑ１１の温度を検出する温度センサＳ１１と、スイッチング素子Ｑ２１の温度を検出する温度センサＳ２１と、スイッチング素子Ｑ２２の温度を検出する温度センサＳ２２とが設けられている。ここでは、温度センサＳ１１，Ｓ２１，Ｓ２２の検出精度は、互いに同一である。
制御装置５０は、温度センサＳ２１，Ｓ２２による検出温度のうち高い方の検出温度ＴＬが昇圧側上限温度ＴＬ１（＝Ｔ１−ΔＴＬ）に達すると、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２への通電を実質的に禁止する。また、制御装置５０は、温度センサＳ１１による検出温度ＴＵが降圧側上限温度ＴＵ１（＝Ｔ１−ΔＴＵ）に達すると、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２への通電を実質的に禁止する。
ここで、ΔＴＬは、温度センサの検出公差ΔＴＳを考慮したマージンであり、例えばΔＴＬ＝ΔＴＳである。また、ΔＴＵは、温度センサの検出公差ΔＴＳと、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２間の温度差ΔＴ１とを考慮したマージンであり、例えばΔＴＵ＝ΔＴＳ＋ΔＴ１である。よって、ΔＴＬ＜ΔＴＵであり、ＴＬ１＞ＴＵ１である。
ところで、第４の構成例の一態様として、制御装置５０は、昇圧用スイッチング素子Ｑ２の検出温度ＴＬおよび降圧用スイッチング素子Ｑ１の検出温度ＴＵに応じて負荷率を制限する負荷率制限制御を行ってもよい。以下、この負荷率制限制御について具体的に説明する。
制御装置５０は、図５に示される昇圧側負荷率制限マップに基づいて負荷率ＬＦＬを求め、図６に示される降圧側負荷率制限マップに基づいて負荷率ＬＦＵを求め、負荷率ＬＦＬ，ＬＦＵのうち低い方の値に負荷率を制限する。
図５の昇圧側負荷率制限マップについて説明すると、横軸は昇圧側スイッチング素子Ｑ２の検出温度ＴＬであり、縦軸は負荷率である。ここで、負荷率１００％は、蓄電装置１０の最大放電電力または最大充電電力である。検出温度ＴＬが負荷率制限制御開始温度ＴＬ０未満の範囲では、負荷率ＬＦＬ＝１００％であり、負荷率制限されない。検出温度ＴＬが昇圧側上限温度ＴＬ１以上の範囲では、負荷率ＬＦＬ＝０％である。検出温度ＴＬが負荷率制限制御開始温度ＴＬ０以上かつ昇圧側上限温度ＴＬ１以下の範囲では、負荷率ＬＦＬは、検出温度ＴＬの増加に応じて１００％から０％に徐々に下げられる。なお、負荷率制限制御開始温度ＴＬ０は、例えば、ＴＬ１−１０℃である。
図６の降圧側負荷率制限マップについて説明すると、横軸は降圧側スイッチング素子Ｑ１の検出温度ＴＵであり、縦軸は負荷率である。ここで、負荷率１００％は、蓄電装置１０の最大放電電力または最大充電電力である。検出温度ＴＵが負荷率制限制御開始温度ＴＵ０未満の範囲では、負荷率ＬＦＵ＝１００％であり、負荷率制限されない。検出温度ＴＵが降圧側上限温度ＴＵ１以上の範囲では、負荷率ＬＦＵ＝０％である。検出温度ＴＵが負荷率制限制御開始温度ＴＵ０以上かつ降圧側上限温度ＴＵ１以下の範囲では、負荷率ＬＦＵは、検出温度ＴＵの増加に応じて１００％から０％に徐々に下げられる。なお、負荷率制限制御開始温度ＴＵ０は、例えば、ＴＵ１−１０℃である。
図５，６を見れば分かるように、負荷率制限制御開始温度ＴＬ０は、負荷率制限制御開始温度ＴＵ０よりも高い。また、昇圧側の方が降圧側よりも、負荷率制限されない領域（図５，６において斜線で示される領域）が広い。
以上説明した本実施の形態によれば、下記（１）〜（１５）の効果が得られ得る。
（１）本実施の形態では、電気自動車の蓄電装置と走行用モータとの間に介挿され、走行用モータの力行動作時には、リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを用いて蓄電装置の電力を昇圧し、走行用モータの回生動作時には、リアクトルと降圧用スイッチング素子と降圧用ダイオードとを用いて回生電力を降圧する電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、昇圧用スイッチング素子の電流許容量が降圧用スイッチング素子の電流許容量よりも大きい。このため、本実施の形態によれば、電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータでは昇圧用スイッチング素子の方が降圧用スイッチング素子よりも通電量が大きいという事情に応じた適切な構成が実現される。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成（特に昇圧用スイッチング素子および降圧用スイッチング素子）の最適化を図ることができ、コストダウンや小型化を図ることができる。
（２）上記第１の構成例では、昇圧用スイッチング素子は、複数のスイッチング素子が互いに並列接続されてなり、並列接続されるスイッチング素子の素子数は、昇圧用スイッチング素子の方が降圧用スイッチング素子よりも多い。このため、昇圧用スイッチング素子および降圧用スイッチング素子を、力行時と回生時の電気仕様に応じた適切な素子数で構成することができ、コストダウンを図ることができる。具体的には、図８に示される従来の構成に対して、降圧用スイッチング素子の素子数を削減することができ、コストダウンを図ることができる。
（３）また、上記第１の構成例によれば、昇圧用スイッチング素子および降圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子は互いに略同一であるので、複数種類のスイッチング素子を用意する必要がなく、コストダウンを図ることができる。
（４）上記第２の構成例では、昇圧用スイッチング素子の放熱効率を、降圧用スイッチング素子の放熱効率よりも高くするので、降圧用スイッチング素子に比較して、昇圧用スイッチング素子の昇温の程度を下げ、昇圧用スイッチング素子の電流許容量を高くすることが可能となる。
（５）上記第２の構成例の一態様では、昇圧用スイッチング素子の素子面積を降圧用スイッチング素子の素子面積よりも大きくする。この構成によれば、降圧用スイッチング素子に比較して、昇圧用スイッチング素子の放熱面積を広く確保することができ、昇圧用スイッチング素子の放熱効率を高くすることが可能となる。また、降圧用スイッチング素子に比較して、昇圧用スイッチング素子の損失を小さくすることができ、昇圧用スイッチング素子の発熱量を小さくすることが可能となる。
（６）上記第３の構成例では、昇圧用スイッチング素子の耐熱性を降圧用スイッチング素子の耐熱性よりも高くするので、降圧用スイッチング素子に比較して、昇圧用スイッチング素子を高い温度で使用することができ、昇圧用スイッチング素子の電流許容量を高くすることが可能となる。
（７）上記第４の構成例では、昇圧用スイッチング素子の検出温度が所定の昇圧側上限温度に達すると前記昇圧用スイッチング素子への通電を実質的に禁止し、前記降圧用スイッチング素子の検出温度が所定の降圧側上限温度に達すると前記降圧用スイッチング素子への通電を実質的に禁止する制御手段を有する構成において、昇圧側上限温度が降圧側上限温度よりも高くなるように構成する。本構成によれば、降圧用スイッチング素子と比較して、昇圧用スイッチング素子をより高い温度で使用することができ、昇圧用スイッチング素子の電流許容量を高くすることが可能となる。
（８）上記第４の構成例の一態様では、昇圧用スイッチング素子および降圧用スイッチング素子は、それぞれ複数のスイッチング素子が互いに並列接続されてなり、制御手段は、昇圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子の複数の検出温度のうち最も高い検出温度が前記昇圧側上限温度に達すると通電を実質的に禁止する。この態様によれば、昇圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子のうち最も温度が高いものの温度を正確に検出することができ、昇圧側上限温度を降圧側上限温度よりも高く設定することが可能となる。
（９）また、上記第４の構成例によれば、昇圧用スイッチング素子および降圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子は互いに略同一であるので、複数種類のスイッチング素子を用意する必要がなく、コストダウンを図ることができる。
（１０）本実施の形態では、昇圧用ダイオードの電流許容量が降圧用ダイオードの電流許容量よりも大きい。このため、本実施の形態によれば、電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータでは昇圧用ダイオードの方が降圧用ダイオードよりも通電量が大きいという事情に応じた適切な構成が実現される。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成（特に昇圧用ダイオードおよび降圧用ダイオード）の最適化を図ることができ、コストダウンや小型化を図ることができる。
（１１）上記第１の構成例では、昇圧用ダイオードは、複数のダイオードが互いに並列接続されてなり、並列接続されるダイオードの素子数は、昇圧用ダイオードの方が降圧用ダイオードよりも多い。このため、本実施の形態によれば、昇圧用ダイオードおよび降圧用ダイオードを、力行時と回生時の電気仕様に応じた適切な素子数で構成することができ、コストダウンを図ることができる。具体的には、図８に示される従来の構成に対して、降圧用ダイオードの素子数を削減することができ、コストダウンを図ることができる。
（１２）また、上記第１の構成例によれば、昇圧用ダイオードおよび降圧用ダイオードを構成する複数のダイオードは互いに略同一であるので、複数種類のダイオードを用意する必要がなく、コストダウンを図ることができる。
（１３）上記第２の構成例では、昇圧用ダイオードの放熱効率を、降圧用ダイオードの放熱効率よりも高くするので、降圧用ダイオードに比較して、昇圧用ダイオードの昇温の程度を下げ、昇圧用ダイオードの電流許容量を高くすることが可能となる。
（１４）上記第２の構成例の一態様では、昇圧用ダイオードの素子面積を降圧用ダイオードの素子面積よりも大きくする。この構成によれば、降圧用ダイオードに比較して、昇圧用ダイオードの放熱面積を広く確保することができ、昇圧用ダイオードの放熱効率を高くすることが可能となる。また、降圧用ダイオードに比較して、昇圧用ダイオードの損失を小さくすることができ、昇圧用ダイオードの発熱量を小さくすることが可能となる。
（１５）上記第３の構成例では、昇圧用ダイオードの耐熱性を降圧用ダイオードの耐熱性よりも高くするので、降圧用ダイオードに比較して、昇圧用ダイオードを高い温度で使用することができ、昇圧用ダイオードの電流許容量を高くすることが可能となる。
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々変更することができる。
例えば、上記実施の形態では、昇圧用スイッチング素子の電流許容量が降圧用スイッチング素子の電流許容量より大きいこと、および昇圧用ダイオードの電流許容量が降圧用ダイオードの電流許容量より大きいことの両方が成立する場合を示したが、いずれか一方が成立するように構成することもできる。例えば、上記第１の構成例では、昇圧用スイッチング素子の方が降圧用スイッチング素子よりも素子数が多いこと、および昇圧用ダイオードの方が降圧用ダイオードの素子数よりも多いことの両方が成立する場合を示したが、いずれか一方が成立するように構成することもできる。
また、昇圧用スイッチング素子の電流許容量が降圧用スイッチング素子の電流許容量より大きくなるように構成されていれば、降圧用ダイオードの電流許容量が昇圧用ダイオードの電流許容量より大きくてもよい。
また、上記実施の形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴを例示したが、スイッチング素子は、バイポーラトランジスタやＭＯＳトランジスタ等であってもよい。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０には、図１の例では１系統のインバータ３０および走行用モータ４０が接続されているが、複数系統のインバータおよび走行用モータが接続されてもよい。例えば、本実施の形態に係る電気自動車１は、図７に示されるような、いわゆるシリーズ・パラレル方式のハイブリッド自動車であってもよい。図７では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０には、２つのインバータ３１，３２が並列に接続されており、インバータ３１，３２には、それぞれ走行用モータ４１，４２が接続されている。さらに、一方の走行用モータ４１は内燃機関６０に接続されている。走行用モータ４１は、内燃機関６０を始動させるスタータ機能と、内燃機関６０の駆動力により発電する発電機能とを果たす。一方、走行用モータ４２は、蓄電装置１０および走行用モータ４１の電力により駆動輪を駆動する機能と、制動時や減速時に回生電力を発生させる発電機能とを果たす。図７の構成では、負荷率は、例えば、２つの走行用モータ４１，４２の電力収支（発電電力と消費電力との差）を制御することによって制御される。
Claims (17)
- 電気自動車の蓄電装置と走行用モータとの間に介挿され、前記走行用モータの力行動作時には、リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを用いて前記蓄電装置の電力を昇圧し、前記走行用モータの回生動作時には、リアクトルと降圧用スイッチング素子と降圧用ダイオードとを用いて回生電力を降圧する電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用スイッチング素子の電流許容量が、前記降圧用スイッチング素子の電流許容量よりも大きいことを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第１項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用スイッチング素子は、複数のスイッチング素子が互いに並列接続されてなり、並列接続されるスイッチング素子の素子数は、前記昇圧用スイッチング素子の方が前記降圧用スイッチング素子よりも多いことを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第２項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用スイッチング素子および前記降圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子は、互いに略同一であることを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第１項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用スイッチング素子の放熱効率が、前記降圧用スイッチング素子の放熱効率よりも高いことを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第４項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用スイッチング素子の素子面積が、前記降圧用スイッチング素子の素子面積よりも大きいことを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第１項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用スイッチング素子の耐熱性が、前記降圧用スイッチング素子の耐熱性よりも高いことを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第１項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用スイッチング素子の検出温度が所定の昇圧側上限温度に達すると前記昇圧用スイッチング素子への通電を実質的に禁止し、前記降圧用スイッチング素子の検出温度が所定の降圧側上限温度に達すると前記降圧用スイッチング素子への通電を実質的に禁止する制御手段を有し、
前記昇圧側上限温度が前記降圧側上限温度よりも高くなるように構成されていることを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第７項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用スイッチング素子および前記降圧用スイッチング素子は、それぞれ複数のスイッチング素子が互いに並列接続されてなり、前記制御手段は、前記昇圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子の複数の検出温度のうち最も高い検出温度が前記昇圧側上限温度に達すると、通電を実質的に禁止することを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第７項または第８項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用スイッチング素子および前記降圧用スイッチング素子を構成する複数のスイッチング素子は、互いに略同一であることを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第１項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
さらに、前記昇圧用ダイオードの電流許容量が、前記降圧用ダイオードの電流許容量よりも大きいことを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 電気自動車の蓄電装置と走行用モータとの間に介挿され、前記走行用モータの力行動作時には、リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを用いて前記蓄電装置の電力を昇圧し、前記走行用モータの回生動作時には、リアクトルと降圧用スイッチング素子と降圧用ダイオードとを用いて回生電力を降圧する電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用ダイオードの電流許容量が、前記降圧用ダイオードの電流許容量よりも大きいことを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第１０項または第１１項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用ダイオードは、複数のダイオードが互いに並列接続されてなり、並列接続されるダイオードの素子数は、前記昇圧用ダイオードの方が前記降圧用ダイオードよりも多いことを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第１２項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用ダイオードおよび前記降圧用ダイオードを構成する複数のダイオードは、互いに略同一であることを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第１０項または第１１項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用ダイオードの放熱効率が、前記降圧用ダイオードの放熱効率よりも高いことを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第１４項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用ダイオードの素子面積が、前記降圧用ダイオードの素子面積よりも大きいことを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第１０項または第１１項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記昇圧用ダイオードの耐熱性が、前記降圧用ダイオードの耐熱性よりも高いことを特徴とする電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求の範囲第１項から第１６項のいずれか１項に記載の電気自動車用ＤＣ−ＤＣコンバータを備えることを特徴とする電気自動車用モータ駆動装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2005343426 | 2005-11-29 | ||
| JP2005343426 | 2005-11-29 | ||
| PCT/JP2006/324314 WO2007064020A1 (ja) | 2005-11-29 | 2006-11-29 | 電気自動車用ｄｃ－ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2007064020A1 true JPWO2007064020A1 (ja) | 2009-05-07 |
Family
ID=38092350
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2007548035A Withdrawn JPWO2007064020A1 (ja) | 2005-11-29 | 2006-11-29 | 電気自動車用ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20090167079A1 (ja) |
| EP (1) | EP1956700A1 (ja) |
| JP (1) | JPWO2007064020A1 (ja) |
| CN (1) | CN101317321A (ja) |
| WO (1) | WO2007064020A1 (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4819071B2 (ja) * | 2008-02-06 | 2011-11-16 | 本田技研工業株式会社 | 電気車両及び車両用ｄｃ／ｄｃコンバータの冷却方法 |
| US8203294B2 (en) * | 2008-11-25 | 2012-06-19 | GE Aviations Systems LLC | Electric energy storage integrated within or proximate to electrically driven flight control actuators |
| JP5343741B2 (ja) * | 2009-07-08 | 2013-11-13 | 株式会社明電舎 | モータ駆動装置の消費電力演算方法および消費電力演算方法を用いたモータ駆動装置の制御方法 |
| JP5234050B2 (ja) * | 2010-04-27 | 2013-07-10 | 株式会社デンソー | 車両用電源装置 |
| JP5633631B2 (ja) * | 2011-03-16 | 2014-12-03 | トヨタ自動車株式会社 | インバータの過熱保護制御装置およびインバータの過熱保護制御方法 |
| KR101283892B1 (ko) | 2011-12-07 | 2013-07-08 | 기아자동차주식회사 | 친환경 차량에서 ｄｃ-ｄｃ컨버터 제어장치 및 방법 |
| JP5591354B2 (ja) | 2012-05-23 | 2014-09-17 | 株式会社小松製作所 | ハイブリッド作業機械及びハイブリッド作業機械の制御方法 |
| JP6160080B2 (ja) * | 2012-12-28 | 2017-07-12 | ダイキン工業株式会社 | モータ駆動装置 |
| JP2014135825A (ja) * | 2013-01-09 | 2014-07-24 | Toyota Motor Corp | 蓄電システム |
| CN103414336A (zh) * | 2013-08-15 | 2013-11-27 | 中山市利富科电子有限公司 | Dc-dc电源模块 |
| JP5880519B2 (ja) * | 2013-10-21 | 2016-03-09 | トヨタ自動車株式会社 | 車載電子装置 |
| JP2015177708A (ja) * | 2014-03-18 | 2015-10-05 | 株式会社日立製作所 | 電源装置 |
| JP2015186362A (ja) * | 2014-03-25 | 2015-10-22 | 株式会社日立製作所 | 電源装置 |
| JP6575815B2 (ja) * | 2015-12-01 | 2019-09-18 | 株式会社デンソー | 電源システム |
| WO2017141560A1 (ja) * | 2016-02-18 | 2017-08-24 | 富士電機株式会社 | 絶縁ゲート半導体装置 |
| JP6680134B2 (ja) * | 2016-08-05 | 2020-04-15 | トヨタ自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| US11251161B2 (en) * | 2017-09-28 | 2022-02-15 | Mitsubishi Electric Corporation | 2-in-1 type chopper module |
| JP6557928B2 (ja) | 2017-10-19 | 2019-08-14 | 本田技研工業株式会社 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3262015A (en) * | 1962-06-11 | 1966-07-19 | Dressen Barnes Electronics Cor | Overload protection circuit |
| US4236171A (en) * | 1978-07-17 | 1980-11-25 | International Rectifier Corporation | High power transistor having emitter pattern with symmetric lead connection pads |
| US4323960A (en) * | 1980-07-31 | 1982-04-06 | Ten-Tec, Inc. | Dual mode direct current power supply |
| US4388534A (en) * | 1981-08-11 | 1983-06-14 | Computer Power, Inc. | Uninterruptible power supply |
| JPS6385570A (ja) * | 1986-09-29 | 1988-04-16 | Ricoh Co Ltd | 静電複写機における補充用液体現像剤、補充用担体液などの現像用補給材料 |
| US5455491A (en) * | 1987-10-14 | 1995-10-03 | Patricia Bailey | Power saving circuitry |
| US5373195A (en) * | 1992-12-23 | 1994-12-13 | General Electric Company | Technique for decoupling the energy storage system voltage from the DC link voltage in AC electric drive systems |
| US5528073A (en) * | 1994-07-05 | 1996-06-18 | Allen-Bradley Company, Inc. | Bus bar having reduced parasitic inductances and equal current path lengths |
| US5610790A (en) * | 1995-01-20 | 1997-03-11 | Xilinx, Inc. | Method and structure for providing ESD protection for silicon on insulator integrated circuits |
| US5710699A (en) * | 1996-05-28 | 1998-01-20 | General Electric Company | Power electronic interface circuits for batteries and ultracapacitors in electric vehicles and battery storage systems |
| DE19823917A1 (de) * | 1997-06-03 | 1998-12-10 | Fuji Electric Co Ltd | Stromrichtervorrichtung |
| JP3496532B2 (ja) * | 1998-08-18 | 2004-02-16 | 日立工機株式会社 | 遠心機用モータの制御装置 |
| JP2000299922A (ja) * | 1999-02-12 | 2000-10-24 | Yazaki Corp | 電源供給制御装置および電源供給制御方法 |
| US6373732B1 (en) * | 2000-02-01 | 2002-04-16 | Compaq Information Technologies Group, L.P. | Apparatus and method for parallel synchronous power converters |
| JP2001224164A (ja) * | 2000-02-08 | 2001-08-17 | Yuasa Corp | 双方向チョッパ回路 |
| US6476649B1 (en) * | 2000-11-17 | 2002-11-05 | International Business Machines Corporation | Driver output swing control using a mirror driver |
| JP2002281740A (ja) * | 2001-03-19 | 2002-09-27 | Mitsubishi Electric Corp | 電子デバイス保護装置 |
| KR100739391B1 (ko) * | 2001-08-02 | 2007-07-13 | 도요다 지도샤 가부시끼가이샤 | 모터 구동 제어 장치 |
| JP3692993B2 (ja) * | 2001-10-04 | 2005-09-07 | トヨタ自動車株式会社 | 駆動装置および動力出力装置 |
| US6788033B2 (en) * | 2002-08-08 | 2004-09-07 | Vlt, Inc. | Buck-boost DC-DC switching power conversion |
| JP3755507B2 (ja) * | 2002-10-01 | 2006-03-15 | 株式会社日立製作所 | 電源装置 |
| JP4314896B2 (ja) * | 2003-06-16 | 2009-08-19 | トヨタ自動車株式会社 | 負荷駆動装置、それを搭載した自動車および負荷駆動装置における漏電発生時の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体 |
| US7138773B2 (en) * | 2003-06-24 | 2006-11-21 | General Electric Company | Multiple inverters for motors |
| DE112005000294B4 (de) * | 2004-02-06 | 2023-02-09 | Mitsubishi Denki K.K. | Motorantriebsvorrichtung |
| JP2006101675A (ja) * | 2004-09-30 | 2006-04-13 | Mitsubishi Electric Corp | モータ駆動装置 |
| US20080126061A1 (en) * | 2006-08-11 | 2008-05-29 | Hayes Jerry D | Analysis techniques to reduce simulations to characterize the effect of variations in transistor circuits |
-
2006
- 2006-11-29 WO PCT/JP2006/324314 patent/WO2007064020A1/ja active Application Filing
- 2006-11-29 CN CNA2006800445278A patent/CN101317321A/zh active Pending
- 2006-11-29 US US12/085,391 patent/US20090167079A1/en not_active Abandoned
- 2006-11-29 JP JP2007548035A patent/JPWO2007064020A1/ja not_active Withdrawn
- 2006-11-29 EP EP06834069A patent/EP1956700A1/en not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1956700A1 (en) | 2008-08-13 |
| WO2007064020A1 (ja) | 2007-06-07 |
| US20090167079A1 (en) | 2009-07-02 |
| CN101317321A (zh) | 2008-12-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPWO2007064020A1 (ja) | 電気自動車用ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP5660025B2 (ja) | 電圧変換回路およびその電圧変換回路を備える電圧変換システム | |
| JP3797361B2 (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| KR101283892B1 (ko) | 친환경 차량에서 ｄｃ-ｄｃ컨버터 제어장치 및 방법 | |
| JP5029793B2 (ja) | 車両 | |
| JP6026952B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP6056960B2 (ja) | 回転電機駆動装置 | |
| JP2016131486A (ja) | 車両システム用双方向ｄｃ／ｄｃ電力コンバータ | |
| JP2006264473A (ja) | 冷却システムおよびハイブリッド自動車 | |
| JP6165216B2 (ja) | モータ駆動装置の製造方法 | |
| WO2014157373A1 (ja) | 回転電機駆動装置 | |
| JP2009038958A (ja) | 車両の制御装置および制御方法 | |
| JP5131556B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2010098851A (ja) | 電動車両 | |
| JP2006149064A (ja) | 車両駆動システムおよびそれを備える車両 | |
| JP2012070502A (ja) | 車両搭載用電力制御装置 | |
| CN110182150B (zh) | 车辆用电源装置 | |
| JP2011160556A (ja) | 冷媒用電動ポンプの駆動システム | |
| JP5400835B2 (ja) | 車両用回転電機制御装置 | |
| JP7028843B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP6786463B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP7087869B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP5971183B2 (ja) | 昇圧装置の制御装置 | |
| JP2020114048A (ja) | 電力変換ユニット | |
| JP7232788B2 (ja) | 半導体装置、パワーモジュール、インバータ装置、および電動車両 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20110526 |