JP5343741B2

JP5343741B2 - モータ駆動装置の消費電力演算方法および消費電力演算方法を用いたモータ駆動装置の制御方法

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Publication number: JP5343741B2
Application number: JP2009162021A
Authority: JP
Inventors: 崇山口; 徹掛林
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 2009-07-08
Filing date: 2009-07-08
Publication date: 2013-11-13
Anticipated expiration: 2029-07-08
Also published as: WO2011004871A1; US20120112671A1; US8786229B2; CN102474209B; CN102474209A; JP2011019333A; DE112010002339T5

Description

本発明は、チョッパ回路と、１２０°通電形インバータ回路と、を搭載したモータ駆動装置（以下、擬似電流形インバータと称する）の駆動時における消費電力演算方法および消費電力演算方法を用いた制御方法に関する。

図１は、一般的な擬似電流形インバータの一例を示す回路構成図である。図１に示すように、擬似電流形インバータは、チョッパ回路ｃｈと、そのチョッパ回路ｃｈに入力される入力電圧Ｖｄｃと、そのチョッパ回路部ｃｈから出力をされた直流電力を入力し１２０°通電を行う６ステップのインバータＩＮＶと、チョッパ回路部ｃｈに対して逆並列に接続されたダイオードD１と、を備える。

まず、チョッパ回路ｃｈのスイッチング素子Ｓｗ１，Ｓｗ２をスイッチングすることにより直流電流Ｉｄｃの制御が行われ、入力電圧Ｖｄｃとチョッパ回路ｃｈとを制御電流源として機能させる。そして、インバータＩＮＶの半導体スイッチ素子をスイッチング動作させることにより負荷としてのモータＭに電力が供給される。

擬似電流形インバータは、上記のように制御電流源とインバータＩＮＶとを切り分け、この制御電流源のチョッパ回路ｃｈにおいて電流制御が行われる。

このように、入力電圧Ｖｄｃとチョッパ回路ｃｈとを制御電流源とし、インバータＩＮＶを１２０°通流方式で駆動した擬似電流形インバータが特許文献１に開示されている。

また、ターボチャージャにＰＭモータを組み込んだハイブリットシステムにおいて、ＰＭモータ駆動用のインバータに擬似電流形インバータを採用したものが知られている（非特許文献１）。

特開２００８−２９５２８０号公報（段落［００２７］〜［００３５］，第１図）

高田陽介、他４名、平成１６年電気学会応用部門大会１−９「ターボチャージャ用２２００００ｒ／ｍｉｎ−２ｋＷＰＭモータ駆動システム」

上記のような擬似電流形インバータにおいては、モータＭの駆動時における消費電力を把握することが要求される。これは、現在の消費電力を上位コントローラや認識装置にフィードバックする際や、モータＭを電力指令により駆動させる場合等に、現在の消費電力の値が必要となるためである。

そのため、入力電圧Ｖｄｃ部に電流検出器を設け、その入力電圧Ｖｄｃ部の電流値から消費電力を算出する手段が従来から知られている。しかしながら、電流検出器は高価であるためコストアップに繋がるとともに、設置面積を必要とするため装置が大型化してしまう問題があった。また、同様に、インバータ入力部に電流検出器および電圧検出器を設け、インバータ入力電流Ｉｏｕｔおよびインバータ入力電圧Ｖｏｕｔを測定してモータＭの駆動時における消費電力を算出する方法が従来から知られている。しかしながら、この方法は新たに検出装置を２つ（電流検出値と電圧検出値）設置しなければならないため、コストアップに繋がるとともに、設置スペースが必要となり装置が大型化してしまう問題があった。

さらに、モータＭの駆動時における消費電力を算出する方法として、概知である場合が多いリアクトル電流Ｉｄｃと、電圧検出器で測定されたインバータ入力電圧Ｖｏｕｔと、からモータＭの駆動時における消費電力を算出する方法が挙げられる。しかしながら、前記リアクトル電流Ｉｄｃには、インバータＩＮＶの半導体スイッチ素子をスイッチングした時に発生する転流サージによりダイオードＤ１に流れる還流電流Ｉｄが含まれる。この還流電流ＩｄはモータＭには流れない無効電力分と言えるため、リアクトル電流Ｉｄｃを用いてモータMの消費電力を正確に算出するには、還流電流Ｉｄを考慮する必要がある。さらに、インバータ入力電圧Ｖｏｕｔはチョッパ回路ｃｈのスイッチング素子Ｓｗ１，Ｓｗ２によるスイッチングのため、矩形の電圧波形となり電圧値の検出が難しい。

従って、電流検出器および電圧検出器を設置した場合であっても、正確な電流値や電圧値を求められないという問題があった。

以上示したようなことから、コストアップや装置を大型化させることなく、正確な消費電力を算出することが課題となる。

本発明は前記の課題を解決すべく創作された技術的思想であって、モータ駆動時の消費電力を、概知である場合が多い、入力電圧，スイッチング素子のスイッチングデューティ，リアクトル電流を用いて算出することにより課題を解決している。

具体的に、本発明の一態様は、スイッチング素子とリアクトルとを備えたチョッパ回路によってそのチョッパ回路に入力される入力電圧を降圧し、インバータを１２０°通流で駆動させることにより前記チョッパ回路から出力された直流電力を交流電力に変換してモータに出力し、インバータが転流する際に発生するサージ電圧を前記チョッパ回路に逆並列に接続されたダイオードによって入力電圧にクランプするモータ駆動装置において、入力電圧と、チョッパ回路のスイッチング素子のスイッチングデューティと、リアクトル電流と、モータ巻線リアクタンスと、モータ回転数と、から、モータ駆動時における消費電力を下記（イ）式により算出することを特徴とする。

また、本発明の別の態様は、前記（イ）式で算出された消費電力に対してインバータ効率を乗算し、インバータ損失を考慮した消費電力を算出することを特徴とする。

また、本発明の別の態様は、前記消費電力演算方法を用いたモータ制御装置の制御方法であって、前記消費電力を自動制御器にフィードバックし、電力制御を行うことを特徴とする。

また、本発明の別の態様は、スイッチング素子とリアクトルとを備えたチョッパ回路によってそのチョッパ回路に入力される入力電圧を降圧し、インバータを１２０°通流で駆動させることにより前記チョッパ回路から出力された直流電力を交流電力に変換してモータに出力し、インバータが転流する際に発生するサージ電圧を前記チョッパ回路に逆並列に接続されたダイオードによって入力電圧にクランプするモータ駆動装置において、入力電圧と、チョッパ回路のスイッチング素子のスイッチングデューティと、リアクトル電流と、モータの巻線リアクトルと、モータ回転数と、消費電力指令値と、インバータ効率と、から下記（ロ）式または（ハ）式により電流指令値を算出し、この電流指令値を用いて電力制御することを特徴とする。

以上の説明で明らかなように、本発明によれば、入力電圧を検出する電圧検出器とリアクトル電流を検出する電流検出器の他に、電流検出器および電圧検出器を設けることなく、消費電力を算出することができる。前記入力電圧を検出する電圧検出器はバッテリ電圧の監視等のために既に設けられている場合が多く、前記リアクトル電流を検出する電流検出器はチョッパ回路のスイッチング素子の制御等のために既に設けられていることが多い。このような場合、消費電力を算出するために、新たに電流検出器および電圧検出器を増設する必要がなく、コストアップとなることを抑制するとともに、検出器の設置スペースにより装置が大型化することを抑制することが可能となる。

一般的な擬似電流形インバータの一例を示す回路図。ダイオードＤ１に流れる還流電流Ｉｄの電流波形の一例を示すタイムチャート。

［実施例形態１］
図１において、符号ｃｈは半導体スイッチ素子Ｓｗ１，Ｓｗ２とリアクトルＬｄｃで構成されたチョッパ回路、符号Ｖｄｃはチョッパ回路ｃｈに入力される入力電圧、符号Ｄ１はダイオード、符号ＩＮＶはインバータ、符号Ｍはモータを示す。

擬似電流形インバータは、モータＭの駆動時において、チョッパ回路ｃｈのスイッチング素子Ｓｗ１をオンすることにより、入力電圧ＶｄｃからリアクトルＬｄｃに電流を流し、リアクトルＬｄｃにエネルギーを蓄積する。スイッチング素子Ｓｗ１をオフすると、スイッチング素子Ｓｗ２に備えられたダイオードを通じてリアクトルＬｄｃに蓄積されたエネルギーがインバータＩＮＶに出力される。インバータＩＮＶはリアクトルＬｄｃからの直流電力が入力され、これを三相交流電力に変換し、モータＭに対して出力する。この時、インバータＩＮＶを構成する半導体スイッチ素子はモータＭの磁極位置に従ってオンオフ駆動し、１２０°通流形のインバータとして動作する。

また、インバータＩＮＶが１２０°毎に転流する際、サージ電圧が発生するが、これはダイオードＤ１とインバータＩＮＶを構成する半導体スイッチ素子の還流ダイオードを通じて入力電圧Ｖｄｃにクランプされる。

一方、回生時において、モータＭは回転数に比例した誘起電圧を発生する。この時、チョッパ回路ｃｈのスイッチング素子Ｓｗ２をオンすると、インバータＩＮＶの半導体スイッチ素子に備えられた還流ダイオードの何れかを通ってリアクトルＬｄｃに電流が流れ、リアクトルＬｄｃにエネルギーが蓄積される。ここでスイッチング素子Ｓｗ２をオフするとリアクトルＬｄｃに蓄えられたエネルギーは昇圧されてスイッチング素子Ｓｗ１に備えられた還流ダイオードを介して入力電圧Ｖｄｃに充電される。この時、１２０°通電を行うインバータＩＮＶは同期整流器として動作し、回生エネルギーは入力電圧Ｖｄｃに充電される。

なお、インバータＩＮＶの半導体スイッチ素子にゲート信号を出力する制御部は、モータＭの磁極位置をセンサにより測定して制御するセンサ制御、モータＭの磁極位置をセンサにより測定せずに制御するセンサレス制御、のどちらでも適用可能である。また、入力電圧Ｖｄｃは、電源または昇圧チョッパなど直流電圧源であればよい。

ここで、モータＭの駆動時における消費電力Ｐの算出方法について説明する。本実施形態１では、概知である場合が多い入力電圧Ｖｄｃ，リアクトル電流Ｉｄｃ，スイッチング素子Ｓｗ１のスイッチングデューティＢＤｕｔｙを用いて消費電力Ｐを算出する。

まず、図１の回路図内の変数を以下のように定義すると、モータＭの駆動時における消費電力Ｐは下記（１）式によって表すことができる。ただし、インバータＩＮＶにおける損失については本実施形態１では無視する。

上記（１）式に示すとおり、モータＭの消費電力Ｐは、インバータ入力電圧Ｖｏｕｔにインバータ入力電流Ｉｏｕｔを乗算することにより算出できる。インバータ入力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｄｃをチョッパ回路ｃｈにより降圧した電圧であるため、入力電圧Ｖｄｃに対してスイッチング素子Ｓｗ１のスイッチングデューティＢＤｕｔｙを乗算することにより求められる。インバータ入力電流Ｉｏｕｔはリアクトル電流ＩｄｃからダイオードＤ１に流れる還流電流Ｉｄを差し引いた値となる。

前記還流電流Ｉｄは、インバータＩＮＶの半導体スイッチ素子がスイッチングした時（転流サージが発生した時）に流れる。この還流電流Ｉｄの電流波形を示すタイムチャートは、実測値から図２に示すようなサージ電圧をピーク電流Ｉｐｋとするのこぎり波となることがわかった。

ここで、還流電流Ｉｄの実効値Ｉ〔ｒｍｓ〕を算出する。実効値は一周期分の瞬時値の二乗平均の平方根で算出できる。ここで、還流電流Ｉｄの瞬時値をＩ，通電時間をＡ，一周期をＢとすると、還流電流Ｉｄの実効値Ｉ〔ｒｍｓ〕は下記（２）式で求めることができる。

そして、下記（３）式に示すように還流電流Ｉｄのピーク値Ｉｐｋを通電時間Ａで除算した値をｋとした場合、通電時間中における還流電流Ｉｄの瞬時値Ｉは下記（４）式となる。

上記（４）式のｋ（Ａ−ｔ）を前記（２）式の瞬時値Ｉに代入すると下記（５）式となる。この下記（５）式のｋに上記（３）式のＩｐｋ／Ａを代入すると下記（６）式となる。この（６）式中のＡ／Ｂは還流電流Ｉｄのｄｕｔｙ（インバータＩＮＶの半導体スイッチ素子のスイッチングデューティ）に相当する。また、本実施形態１のインバータＩＮＶの場合、還流電流Ｉｄのピーク値Ｉｐｋとリアクトル電流Ｉｄｃとは等しい。そのため、下記（６）式は下記（７）式に変形することができる。

次に、還流電流Ｉｄのｄｕｔｙ（インバータＩＮＶの半導体スイッチ素子のスイッチングデューティ）を算出する。還流電流Ｉｄのｄｕｔｙは、前述したとおり、通電時間をＡ，一周期をＢとするとｄｕｔｙ＝Ａ／Ｂとなる。この通電時間Ａはインバータ各相の転流時間ｔｃ（秒）に相当する。一周期Ｂは、６０秒間をモータＭの回転数Ｎ（ｒｐｍ）で除算してモータＭが１回転するのに要する時間を算出し、その値をモータＭの１回転中における転流回数（インバータＩＮＶのスイッチ回数；本実施形態１の場合６回）で除算した値となるため、還流電流Ｉｄのｄｕｔｙは下記（８）式で表すことができる。

ここで、上記（８）式中の転流時間ｔｃを算出する。一般的に、モータＭの巻線リアクタンスをＬｍ，電流の時間変化量をｄｉとした場合、モータの端子電圧の時間変化量ｖは、下記（９）式で表すことができ、この（９）式は下記（１０）式のように変形することができる。

上記（１０）式のｄｔを、本実施形態１におけるインバータＩＮＶのスイッチング時の転流時間ｔｃとすると、電流の時間変化量ｄｉはリアクトル電流Ｉｄｃ，モータＭの端子電圧の時間変化量ｖは入力電圧Ｖｄｃ，リアクタンスＬｍは巻線リアクタンスＬｍの二相分に相当するため、下記（１１）式が成立する。

上記（１１）式を、前記（８）式中の転流時間ｔｃに代入すると、還流電流Ｉｄ（インバータＩＮＶの半導体スイッチ素子）のｄｕｔｙは下記（１２）式となる。そして、下記（１２）式で算出された還流電流Ｉｄ（インバータＩＮＶの半導体スイッチ素子）のｄｕｔｙを前記（７）式に代入すると、還流電流Ｉｄの実効値Ｉ〔ｒｍｓ〕は下記（１３）式で表すことができる。

上記（１３）式の還流電流Ｉｄの実効値Ｉ〔ｒｍｓ〕を、前記（１）式中の還流電流Ｉｄに代入することにより、下記（１４）式が成立する。この下記（１４）式を演算することにより、モータＭの駆動時における消費電力Ｐを算出することができる。

上記（１４）式を用いることにより、入力電圧Ｖｄｃを検出する電圧検出器とリアクトル電流Ｉｄｃを検出する電流検出器の他に、電流検出器および電圧検出器を設けることなく、消費電力Ｐを算出することが可能となる。前記入力電圧Ｖｄｃを検出する電圧検出器はバッテリ電圧の監視等のために既に設けられている場合が多く、前記リアクトル電流Ｉｄｃを検出する電流検出器はチョッパ回路ｃｈのスイッチング素子の制御等のために既に設けられている場合が多い。このような場合、消費電力Ｐを算出するために、新たに電流検出器および電圧検出器を増設する必要がないため、コストアップに繋がることを抑制するとともに、検出器の設置スペースにより装置が大型化することを抑制することが可能となる。

また、本実施形態１においては、消費電力Ｐを算出する際に必要となるインバータ入力電流Ｉｏｕｔは、リアクトル電流Ｉｄｃから還流電流Ｉｄの実効値を差し引いた値を用いている。そのため、インバータ入力電圧Ｉｏｕｔにリアクトル電流Ｉｄｃを用いた場合と比較して、正確な消費電力Ｐを算出することが可能となる。さらに、消費電力Ｐを算出する際に必要となるインバータ入力電圧Ｖｏｕｔは、チョッパ回路ｃｈによるスイッチングのため矩形の電圧波形となり正確な電圧値の検出が難しいが、本実施形態１では、入力電圧Ｖｄｃにスイッチング素子Ｓｗ１のスイッチングデューティＢＤｕｔｙを乗算した値をインバータ入力電圧Ｖｏｕｔとしているため、正確な消費電力Ｐを算出することが可能となる。

さらに、消費電力Ｐを算出することにより、上位コントローラや認識装置等に現在の電力消費Ｐをフィードバックすることや、モータＭを電力指令により駆動させることができる。

例えば、本実施形態１で算出された消費電力Ｐを自動制御器（例えば、ＡＰＲやＡＣＲのカスケード接続で構成された自動制御器）にフィードバックし、電力制御を行うことが可能となる。また、上記（１４）式を逆算した下記（１５）式を用いて、簡易的な電力制御を行うことも可能である。この場合、上位電力指令Ｐ^refを設定することにより、上位電力指令Ｐ^refで消費電力を制限した電流指令値Ｉｄｃ^refを得ることができる。この電流指令値Ｉｄｃ^refを用いて電流制御を行うことにより、簡易的な電力制御を達成することができる。

［実施形態２］
次に、本発明の擬似電流形インバータの消費電力算出方法の他例を説明する。本実施形態２における擬似電流形インバータの回路構成は、実施形態１と同様に構成される。

前述した実施形態１で算出した消費電力Ｐは、チョッパ回路ｃｈの前後のパラメータ（入力電圧Ｖｄｃ，降圧リアクトル電流Ｉｄｃ，スイッチング素子Ｓｗ１のスイッチングデューティＢｄｕｔｙ）を用いて算出された値であり、インバータＩＮＶにおける損失については考慮されていない値である。そのため、実施形態１で算出された消費電力Ｐは、擬似電流形インバータ全体からみると、チョッパ回路ｃｈ前後の平均的な電力である。

そこで、本実施形態２では、インバータ効率ηを予め算出し、そのインバータ効率ηと、実施形態１と同様の方法で算出された消費電力Ｐと、を下記（１６）式に示すように乗算し、インバータ損失を考慮した消費電力Ｐ´を算出する。

上記（１６）式中のインバータ効率ηを算出する方法としては、インバータＩＮＶの内部損失を演算等により求める方法や、実測により誤差程度を予め算出する方法等が挙げられる。

本実施形態２で算出される消費電力Ｐ´はインバータ損失が考慮された消費電力であるため、実施形態１で算出される消費電力Ｐと比べて、より正確な消費電力となる。また、本実施形態２のようにモータＭの駆動時における消費電力Ｐ´を算出することにより、実施形態１と同様の作用効果を奏する。

さらに、消費電力Ｐ´を算出することにより、実施形態１と同様に、上位コントローラや認識装置等に現在の電力消費Ｐをフィードバックすることや、モータＭを電力指令により駆動させることができる。なお、本実施形態２では、電流指令値Ｉｄｃ^refを算出して電流制御を行い簡易的な電力制御を実行する場合は、下記（１７）式により電流指令値Ｉｄｃ^refが算出される。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

Ｓｗ１，Ｓｗ２…スイッチング素子
Ｌｄｃ…リアクトル
ｃｈ…チョッパ回路
Ｖｄｃ…入力電圧
ＩＮＶ…インバータ
Ｍ…モータ
Ｄ１…ダイオード

Claims

スイッチング素子とリアクトルとを備えたチョッパ回路によってそのチョッパ回路に入力される入力電圧を降圧し、インバータを１２０°通流で駆動させることにより前記チョッパ回路から出力された直流電力を交流電力に変換してモータに出力し、インバータが転流する際に発生するサージ電圧を前記チョッパ回路に逆並列に接続されたダイオードによって入力電圧にクランプするモータ駆動装置において、
入力電圧と、チョッパ回路のスイッチング素子のスイッチングデューティと、リアクトル電流と、モータ巻線リアクタンスと、モータ回転数と、から、モータ駆動時における消費電力を下記（イ）式により算出することを特徴とするモータ駆動装置の消費電力演算方法。
前記（イ）式で算出された消費電力に対してインバータ効率を乗算し、インバータ損失を考慮した消費電力を算出することを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置の消費電力演算方法。
請求項１または２記載の消費電力演算方法を用いたモータ駆動装置の制御方法であって、前記消費電力を自動制御器にフィードバックし、電力制御を行うことを特徴とするモータ駆動装置の制御方法。
スイッチング素子とリアクトルとを備えたチョッパ回路によってそのチョッパ回路に入力される入力電圧を降圧し、インバータを１２０°通流で駆動させることにより前記チョッパ回路から出力された直流電力を交流電力に変換してモータに出力し、インバータが転流する際に発生するサージ電圧を前記チョッパ回路に逆並列に接続されたダイオードによって入力電圧にクランプするモータ駆動装置において、
入力電圧と、チョッパ回路のスイッチング素子のスイッチングデューティと、リアクトル電流と、モータの巻線リアクトルと、モータ回転数と、消費電力指令値と、インバータ効率と、から下記（ロ）式または（ハ）式により電流指令値を算出し、この電流指令値を用いて電力制御することを特徴とするモータ駆動装置の制御方法。