CN102474209A - 电动机驱动装置的功率消耗计算方法和利用功率消耗计算方法的电动机驱动装置的控制方法 - Google Patents

Abstract

在不提高成本或不使装置更大的情况下计算精确的功率消耗。在电动机驱动装置中，从输入电压(Vdc)、设有开关装置(Sw1)和电抗器(Ldc)的斩波电路(ch)的开关装置(Sw1)的开关占空系数、电抗器电流(Idc)、电动机绕组电抗(Lm)和电动机转速(N)来计算在驱动电动机时的功率消耗(P)，其中，通过斩波电路(ch)降低输入到斩波电路(ch)的输入电压(Vdc)，通过以120度导通来驱动逆变器(INV)把斩波电路(ch)输出的直流功率转换为交流功率并将其输出到电动机(M)；和通过与斩波电路(ch)反向并联连接的二极管(D1)把在逆变器(INV)经历换向时将产生的浪涌电压箝位为输入电压(Vdc)。

Description

电动机驱动装置的功率消耗计算方法和利用功率消耗计算方法的电动机驱动装置的控制方法

技术领域

本发明涉及一种在电动机驱动装置(下文称为伪电流源逆变器)的驱动时的功率消耗计算方法，该电动机驱动装置装有斩波电路和120度导通型逆变器，以及涉及一种利用功率消耗计算方法的控制方法。

背景技术

图1为示出普通的伪电流源逆变器的一个实例的电路配置图。如图1中所示，伪电流源逆变器包括斩波电路ch、输入到斩波电路ch中的输入电压Vdc、六阶逆变器INV以及与斩波电路部分ch反向并联连接的二极管D1，该六阶逆变器INV被配置为接收从斩波电路ch输出的直流功率并执行120度导通。

首先，通过切换斩波电路ch的开关元件Sw1和Sw2来控制直流Idc，以使输入电压Vdc和斩波电路ch用作控制电流源。通过切换逆变器INV的半导体开关元件的操作来把功率供应给作为负载的电动机M。

在伪电流源逆变器中，控制电流源和逆变器INV如上所述被分开。在该控制电流源的斩波电路ch中执行电流控制。

专利文献1公开了一种伪电流源逆变器，它使用输入电压Vdc和斩波电路ch作为控制电流源并且通过120度导通方法驱动逆变器INV。

此外，已知一种在混合系统中采用伪电流源逆变器作为用于驱动PM电动机的逆变器的设备，在该混合系统中，PM电动机被嵌入在涡轮增压器中(非专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利申请公开第2008-295280号(第[0027]-[0035]段，图1)

非专利文献

非专利文献1：日本电气工程师学会应用协会的技术委员会1-9，平成16年(2004)，Yosuke Takata和其他四人的“220000r/min，2kWPM Motor Drive for Turbocharger”(“用于涡轮增压器的220000r/min，2kW PM电动机驱动”)。

发明内容

本发明要解决的问题

在上述的伪电流源逆变器中，需要知道电动机M驱动时的功率消耗。这是因为在向主机控制器或识别装置反馈目前的功率消耗时、当电动机M由功率指令驱动时等，需要当前的功率消耗。

通常已知一种这样的方法，其中在输入电压Vdc部分中设置电流检测器并且从输入电压Vdc部分的电流值计算功率消耗。但是，电流检测器是昂贵的，并因此这引起成本增加。而且，这需要安装面积，并因此增大设备的尺寸。类似地，通常已知一种这样的方法，其中在逆变器输入部分中设置电流检测器和电压检测器并且通过测量逆变器输入电流Iout和逆变器输入电压Vout来计算驱动电动机M时的功率消耗。然而，在这种方法中，需要设置两种新的检测器(电流检测器和电压检测器)。从而成本增加，并且需要安装空间，使得设备的尺寸增大。

此外，作为计算在驱动电动机M时的功率消耗的方法，有这样的一种方法，其中，从通常先前已知的电抗器电流Idc和在电压检测器中测得的逆变器输入电压Vout计算在驱动电动机M时的功率消耗。然而，电抗器电流Idc包括由于在逆变器INV的半导体开关元件切换时产生换向浪涌(commutation surge)而流入二极管D1的返回(回流)电流Id。该返回电流Id是未流入电动机M的无功功率。从而，为了通过利用电抗器电流Idc精确地计算电动机M的功率消耗，需要考虑返回电流Id。而且，逆变器输入电压Vout由于通过斩波电路ch的开关元件Sw1和Sw2的切换而变为矩形的电压波形。从而，难以检测电压值。

因此，存在的问题是，即使有电流检测器和电压检测器也不能确定精确的电流值和精确的电压值。

如上所述，目的是在没有成本增加和尺寸增大的情况下计算精确的功率消耗。

问题的解决方案

本发明是一种为解决上述问题所创作的技术思想，并通过利用通常先前已知的输入电压、开关元件的开关占空系数和电抗器电流来计算驱动电动机时的功率消耗而解决这些问题。

具体地，根据本发明的一个方面，一种用于电动机驱动装置的功率消耗计算方法，该电动机驱动装置被配置为通过斩波电路降低输入到斩波电路的输入电压，该斩波电路包括第一开关元件和电抗器的串联电路以及第二开关元件，该第一开关元件的一端连接于输入的直流电压的正电压侧，该电抗器的一端连接于第一开关元件的另一端，该第二开关元件被布置在第一开关元件的另一端和电抗器的一端之间的连接点与输入电压的负电压侧之间；配置为通过以120度导通来驱动逆变器而把从斩波电路输出的直流功率转换为交流功率以输出到电动机；和配置为通过与串联电路反向并联连接的二极管把在逆变器换向时产生的浪涌电压箝位为输入电压，该功率消耗计算方法包括：通过以下的公式(a)从斩波电路的输入电压、开关占空系数、流入电抗器的电抗器电流、电动机的绕组电抗和电动机的转速来计算电动机驱动装置在驱动电动机时的功率消耗，其中，该开关占空系数表示第一开关元件的ON(通)状态与第一开关元件的ON/OFF(通/断)周期的比率。

[公式1]

$P=\mathrm{Vdc}\×\mathrm{BDuty}\·(\mathrm{Idc}-\sqrt{\frac{L_m\·\mathrm{Idc}\·N}{5\·\mathrm{Vdc}}}\·\frac{\mathrm{Idc}}{\sqrt{3}})...\left(a\right)$

P：功率消耗

Vdc：输入电压

BDuty：开关元件的开关占空系数

Idc：电抗器电流

L_m：电动机绕组电抗器

N：电动机转速。

此外，本发明的另一个方面，通过把在公式(a)中计算出的电动机驱动装置的功率消耗乘以逆变器的效率来计算功率消耗。

此外，本发明的另一个方面，通过执行电动机驱动装置的功率消耗至自动控制器的反馈来执行功率控制。

此外，本发明的另一个方面，一种用于电动机驱动装置的控制方法，该电动机驱动装置被配置为通过斩波电路降低输入到斩波电路的输入电压，该斩波电路包括第一开关元件和电抗器的串联电路以及第二开关元件，该第一开关元件的一端连接于输入的直流电压的正电压侧，该电抗器的一端连接于第一开关元件的另一端，该第二开关元件被布置在第一开关元件的另一端和电抗器的一端之间的连接点与输入电压的负电压侧之间；配置为通过以120度导通来驱动逆变器而把从斩波电路输出的直流功率转换为交流功率以输出到电动机；和配置为通过与串联电路反向并联连接的二极管把在逆变器换向时产生的浪涌电压箝位为输入电压，该控制方法包括：通过以下的公式(b)或(c)从斩波电路的输入电压、开关占空系数、流入电抗器的电抗器电流、电动机的绕组电抗、电动机的转速、电动机驱动装置的功率消耗指令值和逆变器效率来计算电流指令值，其中，该开关占空系数表示第一开关元件的ON状态与第一开关元件的ON/OFF周期的比率，以及通过使用该电流指令值执行功率控制。

[公式2]

${\mathrm{Idc}}^{\mathrm{ref}}=\frac{P^{\mathrm{ref}}}{\mathrm{Vdc}\·\mathrm{BDuty}}+\sqrt{\frac{L_m\·\mathrm{Idc}\·N}{5\·\mathrm{Vdc}}}\·\frac{\mathrm{Idc}}{\sqrt{3}}...\left(b\right)$

${\mathrm{Idc}}^{\mathrm{ref}}=\frac{P^{\mathrm{ref}}}{\mathrm{\η}\·\mathrm{Vdc}\·\mathrm{BDuty}}+\sqrt{\frac{L_m\·\mathrm{Idc}\·N}{5\·\mathrm{Vdc}}}\·\frac{\mathrm{Idc}}{\sqrt{3}}...\left(c\right)$

Vdc：输入电压

BDuty：开关元件的开关占空系数

Idc：电抗器电流

L_m：电动机绕组电抗器

N：电动机转速

Idc^ref：电流指令值

p^ref：功率消耗指令值

η：逆变器效率。

本发明的效果

如以上的描述所证实的那样，通过本发明能够在除设置为检测输入电压的电压检测器和设置为检测电抗器电流的电流检测器之外、无须提供电流检测器和电压检测器的情况下计算功率消耗。通常预先设置被设置为检测输入电压的电压检测器，用以监测电池的电压，等等。通常预先设置被设置为检测电抗器电流的电流检测器，用以控制斩波电路的开关元件，等等。在这种情况下，为了计算功率消耗，不需要增加新的电流检测器和新的电压检测器。从而，能够抑制成本的增加和抑制由于检测器安装空间导致的设备尺寸增大。

附图说明

图1为示出普通的伪电流源逆变器的一个实例的电路图。

图2为示出流入二极管D1的返回电流Id的电流波形的一个实例的时间图。

具体实施方式

[第一实施例]

在图1中，标号ch代表斩波电路，该斩波电路由开关元件Sw1和Sw2以及电抗器Ldc构成。标号Vdc代表输入到斩波电路ch的输入电压。标号D1代表二极管。标号INV代表逆变器。标号M代表电动机。

例如，斩波电路ch包括：串联电路，该串联电路包括第一开关元件和电抗器，该第一开关元件与输入电压的正端子侧连接；和第二开关元件，该第二开关元件被布置在第一开关元件和电抗器之间的连接点与输入电压的负端子之间。

在驱动电动机M时，伪电流源逆变器通过切换斩波电路ch的开关元件Sw1为ON状态来使电流从输入电压Vdc流至电抗器Ldc，以便将能量存储在电抗器Ldc中。当开关元件Sw1被切换为OFF状态时，存储在电抗器Ldc中的能量通过设置在开关元件Sw2中的二极管被输出到逆变器INV。逆变器INV接收来自电抗器Ldc的直流功率，将它转换为三相交流功率，并且输出到电动机M。在这种情况下，构成逆变器INV的半导体开关元件根据电动机M的磁极位置被切换为ON状态或OFF状态，并且作为120度导通型逆变器被操作。

此外，当逆变器INV在每120度执行换向时，产生浪涌电压。它通过二极管D1和构成逆变器INV的半导体开关元件的续流二极管被箝位为输入电压Vdc。

另一方面，在再生状态中，电动机M产生与转速成比例的感应电压。在这种情况下，当斩波电路ch的开关元件Sw2被切换为ON状态时，电流通过设置在逆变器INV的半导体开关元件中的续流二极管之一流至电抗器Ldc，以便把能量存储在电抗器Ldc中。在这种情况下，当开关元件Sw2被切换为OFF状态时，存储在电抗器Ldc中的能量增加(升高)，并且通过设置在开关元件Sw1中的续流二极管被充电到输入电压Vdc。在这种情况下，逆变器INV作为同步整流器被操作，并且再生的能量被充电到输入电压Vdc。

另外，配置为输出门信号到逆变器INV的半导体开关元件的控制部分能够：或者采用检测器控制来通过该检测器测量电动机M的磁极位置来进行控制；或者采用无检测器控制来进行控制，这样无须通过检测器测量电动机M的磁极位置。输入电压Vdc是直流电压源，诸如电源或增压斩波器。

下文中，阐述驱动电动机M时的功率消耗P的计算方法。在第一实施例中，通过利用输入电压Vdc、电抗器电流Idc和开关元件Sw1的开关占空系数BDuty来计算功率消耗P。

首先，在图1的电路图中的变量被限定如下。驱动电动机M时的功率消耗P用以下的公式(1)表示。但是，在第一实施例中忽略了逆变器INV的损耗。

[公式3]

P＝V_OUT×I_OUT

 ＝Vdc×BDuty·(Idc-Id)…(1)

P：功率消耗

Vout：逆变器输入电压

Iout：逆变器输入电流

Vdc：输入电压

BDuty：开关元件Sw1的开关占空系数

Idc：电抗器电流

Id：返回电流。

如上述公式(1)中所示，通过把逆变器输入电压Vout乘以逆变器输入电流Iout来计算电动机M的功率消耗P。逆变器输入电压Vout是通过借助斩波电路ch降低输入电压Vdc得到的电压。从而，通过把输入电压Vdc乘以开关元件Sw1的开关占空系数BDuty来确定逆变器输入电压Vout。逆变器输入电流Iout是通过从电抗器电流Idc中减去流入二极管D1的返回电流Id得到的值。

当逆变器INV的半导体开关元件被切换时(当换向浪涌被产生时)返回电流Id流动。从实际测得的值能够知晓，表示该返回电流Id的电流波形的时间图变成锯齿波，它在浪涌电压时变为峰值电流Ipk，如图2中所示。

接着，计算返回电流Id的均方根值(有效值)I[rms]。可以通过一个周期中的瞬时值的均方根来计算均方根值。在这种情况下，返回电流Id的瞬时值用I表示。导通时间段用A表示。一个周期用B表示。返回电流Id的均方根值I[rms]可以通过以下的公式(2)确定：

[公式4]

$I\left[\mathrm{rms}\right]=\sqrt{\frac{1}{B}{\∫}_0^A{I}^2\mathrm{dt}}...\left(2\right).$

如以下的公式(3)中所示，通过把返回电流Id的峰值Ipk除以导通时间段A得到的值用k表示。在导通时间期间中的返回电流Id的瞬时值I通过以下的公式(4)确定：

[公式5]

k＝IPk/A…(3)

I＝k(A-t)…(4)。

通过用上述公式(4)中的k(A-t)替换公式(2)的瞬时值I，公式(2)被简化为以下的公式(5)。通过用上述公式(3)中的Ipk/A替换以下公式(5)中的k，公式(5)被简化为以下的公式(6)。公式(6)中的A/B对应于返回电流Id的占空系数(逆变器INV的半导体开关元件的开关占空系数)。此外，在第一实施例中的逆变器INV的情况下，返回电流Id的峰值Ipk等于电抗器电流Idc。因此，以下的公式(6)能够被简化为以下的公式(7)。

[公式6]

$I\left[\mathrm{rms}\right]=\sqrt{\frac{1}{B}{\∫}_0^A{\left(k(A-t)\right)}^2\mathrm{dt}}$

$=\sqrt{\frac{1}{B}{[k^2{A}^{2}t-k^2{\mathrm{At}}^2+\frac{k^2{t}^3}{3}]}_0^A}$

$=\sqrt{\frac{1}{B}\frac{k^2{A}^3}{3}}...\left(5\right)$

$I\left[\mathrm{rms}\right]=\sqrt{\frac{1}{B}\frac{{\mathrm{Ipk}}^{2}A}{3}}$

$=\sqrt{\frac{A}{B}}\frac{\mathrm{Ipk}}{\sqrt{3}}...\left(6\right)$

$I\left[\mathrm{rms}\right]=\sqrt{\mathrm{duty}}\frac{\mathrm{Idc}}{\sqrt{3}}...\left(7\right).$

接着，计算返回电流Id的占空系数(逆变器INV的半导体开关元件的开关占空系数)。返回电流Id的占空系数用duty＝A/B表示，其中，导通时间段用A表示，并且一个周期用B表示。该导通时间段A对应于逆变器各个相的换向时间tc(秒)。一个周期B为通过以下方式得到的值，即，通过把六十秒除以电动机M的转速N(rpm)来计算电动机M转动一圈所需要的时间段，并然后把该值除以电动机M转动一圈中的换向频率(逆变器INV的开关频率，在第一实施例中为6)。从而，返回电流Id的占空系数能够用以下的公式(8)表示。

[公式7]

$\mathrm{duty}=\frac{\mathrm{tc}}{60/N/6}...\left(8\right).$

接着，计算上述公式(8)中的换向时间tc。电动机M的绕组电抗用Lm表示。电流相对于时间的变化率用di表示。一般而言，电动机的端子电压相对于时间的变化率v能够用以下的公式(9)表示。该公式(9)能够被简化为以下的公式(10)：

[公式8]

$v=L_m\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}...\left(9\right)$

$\mathrm{dt}=L_m\frac{\mathrm{di}}{v}...\left(10\right).$

当在第一实施例中上述的公式(10)中的dt被考虑为逆变器INV切换时的换向时间tc时，电流相对于时间的变化率di对应于电抗器电流Idc，电动机M的端子电压相对于时间的变化率v对应于输入电压Vdc，并且电抗Lm对应于绕组电抗Lm的两相量。从而，建立以下的公式(11)。

[公式9]

$\mathrm{tc}=\frac{2\·L_m\·\mathrm{Idc}}{\mathrm{Vdc}}...\left(11\right).$

通过用上述公式(11)替换上述公式(8)中的换向时间tc，返回电流Id(逆变器INV的半导体开关元件)的占空系数变为以下的公式(12)。然后，通过用由以下公式(12)计算得到的返回电流Id(逆变器INV的半导体开关元件)的占空系数替换上述公式(7)，返回电流Id的均方根值I[rms]能够用以下的公式(13)表示。

[公式10]

$\mathrm{duty}=\frac{\frac{2\·L_m\·\mathrm{Idc}}{\mathrm{Vdc}}}{60/N/6}=\frac{L_m\·\mathrm{Idc}\·N}{5\·\mathrm{Vdc}}...\left(12\right)$

$I\left[\mathrm{rms}\right]=\sqrt{\frac{L_m\·\mathrm{Idc}\·N}{5\·\mathrm{Vdc}}}\·\frac{\mathrm{Idc}}{\sqrt{3}}...\left(13\right).$

通过用上述公式(13)中的返回电流Id的均方根值I[rms]替换上述公式(1)中的返回电流Id，得到以下的公式(14)。通过计算以下的公式(14)，能够计算出驱动电动机M时的功率消耗P。

[公式11]

$P=\mathrm{Vdc}\×\mathrm{BDuty}\·(\mathrm{Idc}-\sqrt{\frac{L_m\·\mathrm{Idc}\·N}{5\·\mathrm{Vdc}}}\·\frac{\mathrm{Idc}}{\sqrt{3}})...\left(14\right).$

通过利用上述的公式(14)，在除用来检测输入电压Vdc的电压检测器和用来检测电抗器电流Idc的电流检测器以外不设置其它的电流检测器和其它的电压检测器的情况下计算功率消耗P成为可能。通常预先设置用来检测输入电压Vdc的电压检测器，用以监测电池的电压等等。通常预先设置用来检测电抗器电流Idc的电流检测器，用以控制斩波电路ch的开关元件等等。在这些情况下，为了计算功率消耗P，不需要增加新的电流检测器和新的电压检测器。从而，能够抑制成本的增加、和抑制由于检测器安装空间导致的尺寸增大。

此外，在第一实施例中，通过从电抗器电流Idc中减去返回电流Id的均方根值得到的值被用作计算功率消耗P时所需要的逆变器电流Iout。从而，与电抗器电流Idc被用作逆变器输入电压Iout的情况相比较，能够计算精确的功率消耗P。此外，计算功率消耗P时所需要的逆变器输入电压Vout由于斩波电路ch的切换而变为矩形的电压波形，因此难以检测精确的电压值。然而，在第一实施例中，通过把输入电压Vdc乘以开关元件Sw1的开关占空系数BDuty得到的值被设置为逆变器输入电压Vout。从而，能够计算精确的功率消耗P。

此外，通过计算功率消耗P，能够执行目前的功率消耗P至主机控制器、识别装置等等的反馈，并且能够用功率指令驱动电动机M。

例如，能够执行在第一实施例中计算出的功率消耗P至自动控制器(例如，由级联连接构成的APR或ACR的自动控制器)的反馈，和能够执行功率控制。此外，通过利用由上述公式(14)的逆运算得到的以下公式(15)，能够执行简化的功率控制。在这种情况下，通过设置上级(superior)的功率指令p^ref，能够得到电流指令值Idc^ref，其中，功率消耗由上级的功率指令p^ref限制。通过利用该电流指令值Idc^ref执行电流控制，能够达到简化的功率控制。

[公式12]

${\mathrm{Idc}}^{\mathrm{ref}}=\frac{P^{\mathrm{ref}}}{\mathrm{Vdc}\·\mathrm{BDuty}}+\sqrt{\frac{L_m\·\mathrm{Idc}\·N}{5\·\mathrm{Vdc}}}\·\frac{\mathrm{Idc}}{\sqrt{3}}...\left(15\right).$

[第二实施例]

接着，阐述根据本发明的伪电流源逆变器的功率消耗计算方法的另一个实施例。在第二实施例中的伪电流源逆变器的电路配置与第一实施例的电路配置相同。

在上述第一实施例中计算出的功率消耗P是通过利用在斩波电路ch之前和之后的参数(输入电压Vdc、降压(降低)电抗器电流Idc和开关元件Sw1的开关占空系数Bduty)计算出的值。这个值是在没有考虑逆变器INV中损耗的情况下计算出的值。因此，在第一实施例中计算出的功率消耗P是在伪电流源逆变器全部被考虑的情况下斩波电路ch之前和之后的平均功率。

因此，在第二实施例中，预先计算逆变器效率η。通过把该逆变器效率η与按与第一实施例相同的方法计算出的功率消耗P相乘，如以下公式(16)中所示，计算出考虑了逆变器损耗的功率消耗P′：

[公式13]

P′＝ηP…(16)。

作为计算上述公式(16)中的逆变器效率η的方法，有通过计算等等确定逆变器INV的内部损耗的方法，通过实际测量计算误差量的方法等等。

在第二实施例中计算出的功率消耗P′是考虑了逆变器损耗确定的功率消耗。与在第一实施例中计算出的功率消耗P相比较，这相对于在第一实施例中计算出的功率消耗P是更加精确的功率消耗。此外，通过如第二实施例中那样计算驱动电动机M时的功率消耗P’，也能够达到与第一实施例相同的效果。

此外，通过计算功率消耗P′，像第一实施例那样能够执行目前的功率消耗P至主机控制器、识别装置等等的反馈，并能够用功率指令驱动电动机M。另外，当在第二实施例中通过计算电流指令值Idc^ref而执行电流控制来执行简化的功率控制时，通过以下的公式(17)计算电流指令值Idc^ref：

[公式14]

${\mathrm{Idc}}^{\mathrm{ref}}=\frac{P^{\mathrm{ref}}}{\mathrm{\η}\·\mathrm{Vdc}\·\mathrm{BDuty}}+\sqrt{\frac{L_m\·\mathrm{Idc}\·N}{5\·\mathrm{Vdc}}}\·\frac{\mathrm{Idc}}{\sqrt{3}}...\left(c\right).$

尽管以上只参考所述的实施例已经详细描述了本发明，但本领域的技术人员将会在本发明的技术构思内想到这些实施例的不同的修改和变型。当然，这样的修改和变型属于权利要求的范围。

标号说明

Sw1、Sw2-开关元件

Ldc-电抗器

ch-斩波电路

Vdc-输入电压

INV-逆变器

M-电动机

D1-二极管

Claims (4)

1.一种用于电动机驱动装置的功率消耗计算方法，所述电动机驱动装置被配置为通过斩波电路降低输入到斩波电路的输入电压，所述斩波电路包括第一开关元件和电抗器的串联电路以及第二开关元件，所述第一开关元件的一端连接于输入的直流电压的正电压侧，所述电抗器的一端连接于第一开关元件的另一端，所述第二开关元件被布置在第一开关元件的所述另一端和电抗器的所述一端之间的连接点与输入电压的负电压侧之间；配置为通过以120度导通来驱动逆变器把从斩波电路输出的直流功率转换为交流功率以输出到电动机；和配置为通过与串联电路反向并联连接的二极管把在逆变器换向时产生的浪涌电压箝位为输入电压，所述功率消耗计算方法包括：

通过以下的公式(a)从斩波电路的输入电压、开关占空系数、流入电抗器的电抗器电流、电动机的绕组电抗和电动机的转速来计算电动机驱动装置在驱动电动机时的功率消耗，其中，所述开关占空系数表示第一开关元件的通状态与第一开关元件的通/断周期的比率：

[公式1]

$P=\mathrm{Vdc}\×\mathrm{BDuty}\·(\mathrm{Idc}-\sqrt{\frac{L_m\·\mathrm{Idc}\·N}{5\·\mathrm{Vdc}}}\·\frac{\mathrm{Idc}}{\sqrt{3}})...\left(a\right)$

P：功率消耗

Vdc：输入电压

BDuty：开关元件的开关占空系数

Idc：电抗器电流

L_m：电动机绕组电抗器

N：电动机转速。

2.如权利要求1所述的用于电动机驱动装置的功率消耗计算方法，其特征在于，通过把在公式(a)中计算出的电动机驱动装置的功率消耗乘以逆变器效率来计算功率消耗。

3.一种通过利用如权利要求1或2所述的功率消耗计算方法的用于电动机驱动装置的控制方法，其特征在于，通过执行电动机驱动装置的功率消耗至自动控制器的反馈来执行功率控制。

4.一种用于电动机驱动装置的控制方法，所述电动机驱动装置被配置为通过斩波电路降低输入到斩波电路的输入电压，所述斩波电路包括第一开关元件和电抗器的串联电路以及第二开关元件，所述第一开关元件的一端连接于输入的直流电压的正电压侧，所述电抗器的一端连接于第一开关元件的另一端，所述第二开关元件被布置在第一开关元件的所述另一端和电抗器的所述一端之间的连接点与输入电压的负电压侧之间；配置为通过以120度导通来驱动逆变器把从斩波电路输出的直流功率转换为交流功率以输出到电动机；和配置为通过与串联电路反向并联连接的二极管把在逆变器换向时产生的浪涌电压箝位为输入电压，所述控制方法包括：

通过以下的公式(b)或(c)从斩波电路的输入电压、开关占空系数、流入电抗器的电抗器电流、电动机的绕组电抗、电动机的转速、电动机驱动装置的功率消耗指令值和逆变器效率来计算电流指令值，其中，开关占空系数表示第一开关元件的通状态与第一开关元件的通/断周期的比率；以及

通过使用该电流指令值执行功率控制，

[公式2]

${\mathrm{Idc}}^{\mathrm{ref}}=\frac{P^{\mathrm{ref}}}{\mathrm{Vdc}\·\mathrm{BDuty}}+\sqrt{\frac{L_m\·\mathrm{Idc}\·N}{5\·\mathrm{Vdc}}}\·\frac{\mathrm{Idc}}{\sqrt{3}}...\left(b\right)$

${\mathrm{Idc}}^{\mathrm{ref}}=\frac{P^{\mathrm{ref}}}{\mathrm{\η}\·\mathrm{Vdc}\·\mathrm{BDuty}}+\sqrt{\frac{L_m\·\mathrm{Idc}\·N}{5\·\mathrm{Vdc}}}\·\frac{\mathrm{Idc}}{\sqrt{3}}...\left(c\right)$

Vdc：输入电压

BDuty：开关元件的开关占空系数

Idc：电抗器电流

L_m：电动机绕组电抗器

N：电动机转速

Idc^ref：电流指令值

P^ref：功率消耗指令值

η：逆变器效率。

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