JP2001224164A - 双方向チョッパ回路 - Google Patents
双方向チョッパ回路Info
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
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- Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 昇圧率または降圧率が大きい場合でもスイッ
チング用トランジスタの電圧および電流を極力小さくし
た双方向チョッパ回路を提供する。 【解決手段】 従来の双方向チョッパ回路において、直
流リアクトル９を既存の直流リアクトル１と直列に接続
しかつ磁気的に結合し、この直流リアクトル９を昇圧用
のトランジスタ２と降圧用のトランジスタ６との間に接
続する。これにより、直流リアクトル１の起電力だけで
なく直流リアクトル９の起電力も昇圧または降圧に寄与
することになる。
チング用トランジスタの電圧および電流を極力小さくし
た双方向チョッパ回路を提供する。 【解決手段】 従来の双方向チョッパ回路において、直
流リアクトル９を既存の直流リアクトル１と直列に接続
しかつ磁気的に結合し、この直流リアクトル９を昇圧用
のトランジスタ２と降圧用のトランジスタ６との間に接
続する。これにより、直流リアクトル１の起電力だけで
なく直流リアクトル９の起電力も昇圧または降圧に寄与
することになる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は双方向チョッパ回
路に関し、さらに詳しくは、蓄電池の放電時に昇圧チョ
ッパ回路として機能しかつ蓄電池の充電時に降圧チョッ
パ回路として機能する双方向チョッパ回路に関する。
路に関し、さらに詳しくは、蓄電池の放電時に昇圧チョ
ッパ回路として機能しかつ蓄電池の充電時に降圧チョッ
パ回路として機能する双方向チョッパ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５に示すように、従来の昇圧チョッパ
回路は、直流リアクトル１と、ＮＰＮトランジスタ２
と、フリーホイーリングダイオード３と、平滑コンデン
サ４とを備える。この昇圧チョッパ回路によれば、トラ
ンジスタ２を高速にオン・オフすることにより、蓄電池
５から供給される低電圧ＶＬを高電圧ＶＨに昇圧するこ
とができる。すなわち、トランジスタ２がオンになる
と、トランジスタ２を介してリアクトル１に放電電流が
流れ、蓄電池５からの直流電力がリアクトル１に蓄積さ
れる。この蓄積された直流電力はトランジスタ２がオフ
になるとダイオード３を介して出力される。このとき、
トランジスタ２がオンになっている時間が長いほどリア
クトル１に蓄積される直流電力が大きくなり、その結
果、出力電圧ＶＨも大きくなる。出力電圧ＶＨは次の式
（１）で表わされる。
回路は、直流リアクトル１と、ＮＰＮトランジスタ２
と、フリーホイーリングダイオード３と、平滑コンデン
サ４とを備える。この昇圧チョッパ回路によれば、トラ
ンジスタ２を高速にオン・オフすることにより、蓄電池
５から供給される低電圧ＶＬを高電圧ＶＨに昇圧するこ
とができる。すなわち、トランジスタ２がオンになる
と、トランジスタ２を介してリアクトル１に放電電流が
流れ、蓄電池５からの直流電力がリアクトル１に蓄積さ
れる。この蓄積された直流電力はトランジスタ２がオフ
になるとダイオード３を介して出力される。このとき、
トランジスタ２がオンになっている時間が長いほどリア
クトル１に蓄積される直流電力が大きくなり、その結
果、出力電圧ＶＨも大きくなる。出力電圧ＶＨは次の式
（１）で表わされる。
【０００３】ＶＨ＝ＶＬ／（１−Ｄ）…（１） 式（１）中、Ｄはデューティ比であり、トランジスタ２
のオン期間をＴｏｎ、トランジスタ２のオン・オフ周期
をＴとすると、次の式（２）で表わされる。
のオン期間をＴｏｎ、トランジスタ２のオン・オフ周期
をＴとすると、次の式（２）で表わされる。
【０００４】Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ…（２） また、図６に示すように、従来の降圧チョッパ回路は、
直流リアクトル１と、ＮＰＮトランジスタ６と、フリー
ホイーリングダイオード７と、平滑コンデンサ４とを備
える。この降圧チョッパ回路によれば、トランジスタ６
を高速でオン・オフすることにより、外部から供給され
る高電圧ＶＨを低電圧ＶＬに降圧することができる。す
なわち、トランジスタ６がオンになると、トランジスタ
６を介してリアクトル１に充電電流が流れ、外部からの
直流電力がリアクトル１に蓄積される。トランジスタ６
がオフになると、リアクトル１の起電力によりダイオー
ド７を介して電流が還流し、これによりリアクトル１に
蓄積された直流電力が蓄電池５に供給される。この降圧
チョッパ回路による出力電圧ＶＬは次の式（３）で表わ
される。
直流リアクトル１と、ＮＰＮトランジスタ６と、フリー
ホイーリングダイオード７と、平滑コンデンサ４とを備
える。この降圧チョッパ回路によれば、トランジスタ６
を高速でオン・オフすることにより、外部から供給され
る高電圧ＶＨを低電圧ＶＬに降圧することができる。す
なわち、トランジスタ６がオンになると、トランジスタ
６を介してリアクトル１に充電電流が流れ、外部からの
直流電力がリアクトル１に蓄積される。トランジスタ６
がオフになると、リアクトル１の起電力によりダイオー
ド７を介して電流が還流し、これによりリアクトル１に
蓄積された直流電力が蓄電池５に供給される。この降圧
チョッパ回路による出力電圧ＶＬは次の式（３）で表わ
される。
【０００５】ＶＬ＝ＶＨ×Ｄ…（３） 上述した昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路を合体さ
せた従来の双方向チョッパ回路を図７に示す。この従来
の双方向チョッパ回路は、直流リアクトル１と、ＮＰＮ
トランジスタ２および６と、フリーホイーリングダイオ
ード３および７と、平滑コンデンサ４および８とを備え
る。特開平９−２３３７１０号公報および特開平１１−
１３６８７９号公報には、このような双方向チョッパ回
路を用いて太陽電池または蓄電池からの直流電力を交流
電力に変換して交流電源または負荷に供給するととも
に、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して蓄電
池に供給する太陽光発電装置が開示されている。
せた従来の双方向チョッパ回路を図７に示す。この従来
の双方向チョッパ回路は、直流リアクトル１と、ＮＰＮ
トランジスタ２および６と、フリーホイーリングダイオ
ード３および７と、平滑コンデンサ４および８とを備え
る。特開平９−２３３７１０号公報および特開平１１−
１３６８７９号公報には、このような双方向チョッパ回
路を用いて太陽電池または蓄電池からの直流電力を交流
電力に変換して交流電源または負荷に供給するととも
に、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して蓄電
池に供給する太陽光発電装置が開示されている。
【０００６】昇圧時には図８に示すように、トランジス
タ６を常にオフにし、トランジスタ２を高周波でオン・
オフする。したがって、この双方向チョッパ回路は図５
に示した昇圧チョッパ回路として機能し、蓄電池５を放
電する。
タ６を常にオフにし、トランジスタ２を高周波でオン・
オフする。したがって、この双方向チョッパ回路は図５
に示した昇圧チョッパ回路として機能し、蓄電池５を放
電する。
【０００７】一方、降圧時には図９に示すように、トラ
ンジスタ２を常にオフにし、トランジスタ６を高周波で
オン・オフさせる。したがって、この双方向チョッパ回
路は図６に示した降圧チョッパ回路として機能し、蓄電
池５を充電する。
ンジスタ２を常にオフにし、トランジスタ６を高周波で
オン・オフさせる。したがって、この双方向チョッパ回
路は図６に示した降圧チョッパ回路として機能し、蓄電
池５を充電する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
双方向チョッパ回路は、昇圧率または降圧率（電圧比＝
ＶＨ／ＶＬ）が大きいときに次のような問題がある。
双方向チョッパ回路は、昇圧率または降圧率（電圧比＝
ＶＨ／ＶＬ）が大きいときに次のような問題がある。
【０００９】昇圧時にトランジスタ２のコレクタ・エミ
ッタ間にかかる最大電圧Ｖ２および降圧時にトランジス
タ６のコレクタ・エミッタ間にかかる最大電圧Ｖ６はと
もに高電圧ＶＨに等しくなる。たとえばＶＬ＝３０Ｖ、
ＶＨ＝３００Ｖのとき、Ｖ２＝Ｖ６＝３００Ｖとなるの
で、トランジスタ２および６には高耐圧トランジスタを
用いる必要がある。高耐圧トランジスタは価格が高く、
また、オン抵抗が高く損失が大きくなるので効率の低下
を招くという問題がある。
ッタ間にかかる最大電圧Ｖ２および降圧時にトランジス
タ６のコレクタ・エミッタ間にかかる最大電圧Ｖ６はと
もに高電圧ＶＨに等しくなる。たとえばＶＬ＝３０Ｖ、
ＶＨ＝３００Ｖのとき、Ｖ２＝Ｖ６＝３００Ｖとなるの
で、トランジスタ２および６には高耐圧トランジスタを
用いる必要がある。高耐圧トランジスタは価格が高く、
また、オン抵抗が高く損失が大きくなるので効率の低下
を招くという問題がある。
【００１０】また、昇圧時にトランジスタ２に流れる最
大電流Ｉ２および降圧時にトランジスタ６に流れる最大
電流Ｉ６はとともにかなり大きくなる。たとえば昇圧時
における蓄電池５の放電電流ＩＬが１００Ａのとき出力
電流ＩＨは１０Ａ（＝１００Ａ×３０Ｖ／３００Ｖ）と
なるが、Ｉ２＝１００Ａとなる。一方、降圧時における
蓄電池５の充電電流ＩＬが１００Ａのとき入力電流ＩＨ
は１０Ａとなるが、Ｉ６＝１００Ａとなる。
大電流Ｉ２および降圧時にトランジスタ６に流れる最大
電流Ｉ６はとともにかなり大きくなる。たとえば昇圧時
における蓄電池５の放電電流ＩＬが１００Ａのとき出力
電流ＩＨは１０Ａ（＝１００Ａ×３０Ｖ／３００Ｖ）と
なるが、Ｉ２＝１００Ａとなる。一方、降圧時における
蓄電池５の充電電流ＩＬが１００Ａのとき入力電流ＩＨ
は１０Ａとなるが、Ｉ６＝１００Ａとなる。
【００１１】以上のように、電圧比ＶＨ／ＶＬが大きい
ときトランジスタ２，６にかかる最大電圧Ｖ２，Ｖ６お
よびトランジスタ２，６に流れる最大電流Ｉ２，Ｉ６と
もに大きくなるので、定格電圧および定格電流ともに大
きなトランジスタを使用する必要があり、経済性の低下
を招き、また、損失が大きくなるので効率の低下を招く
という問題があった。
ときトランジスタ２，６にかかる最大電圧Ｖ２，Ｖ６お
よびトランジスタ２，６に流れる最大電流Ｉ２，Ｉ６と
もに大きくなるので、定格電圧および定格電流ともに大
きなトランジスタを使用する必要があり、経済性の低下
を招き、また、損失が大きくなるので効率の低下を招く
という問題があった。
【００１２】この発明は上記のような問題を解決するた
めになされたもので、電圧比が大きい場合でもトランジ
スタのようなスイッチング素子の電圧および電流を極力
小さくした双方向チョッパ回路を提供することを目的と
する。
めになされたもので、電圧比が大きい場合でもトランジ
スタのようなスイッチング素子の電圧および電流を極力
小さくした双方向チョッパ回路を提供することを目的と
する。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明による双方向チ
ョッパ回路は、リアクトルにより電圧を上昇させる昇圧
チョッパ回路と、リアクトルにより電圧を下降させる降
圧チョッパ回路とからなる双方向チョッパ回路におい
て、リアクトルと直列に接続されかつ磁気的に結合され
たリアクトルを追加したことを特徴とする。
ョッパ回路は、リアクトルにより電圧を上昇させる昇圧
チョッパ回路と、リアクトルにより電圧を下降させる降
圧チョッパ回路とからなる双方向チョッパ回路におい
て、リアクトルと直列に接続されかつ磁気的に結合され
たリアクトルを追加したことを特徴とする。
【００１４】この双方向チョッパ回路では、既存のリア
クトルの起電力だけでなく追加のリアクトルの起電力も
昇圧または降圧に寄与し、これにより昇圧率または降圧
率が大きい場合でも昇圧または降圧チョッパ回路に含ま
れるスイッチング素子にかかる電圧やそのスイッチング
素子に流れる電流が小さくなる。その結果、廉価なスイ
ッチング素子を用いた低損失の双方向チョッパ回路が得
られる。
クトルの起電力だけでなく追加のリアクトルの起電力も
昇圧または降圧に寄与し、これにより昇圧率または降圧
率が大きい場合でも昇圧または降圧チョッパ回路に含ま
れるスイッチング素子にかかる電圧やそのスイッチング
素子に流れる電流が小さくなる。その結果、廉価なスイ
ッチング素子を用いた低損失の双方向チョッパ回路が得
られる。
【００１５】この発明のもう１つの局面に従うと、第１
の入出力端子の電圧を上昇させて第２の入出力端子に供
給しかつ第２の入出力端子の電圧を下降させて第１の入
出力端子に供給する双方向チョッパ回路は、第１のリア
クトルと、第１のスイッチング素子と、第１のダイオー
ドと、第２のリアクトルと、第２のスイッチング素子
と、第２のダイオードとを備える。第１のリアクトル
は、第1の入出力端子に接続される一方端子を有する。
第１のスイッチング素子は、第１のリアクトルの当該他
方端子と接地端子との間に接続される。第１のダイオー
ドは、ダイオードのリアクトルの当該他方端子に接続さ
れるカソード端子と、接地端子に接続されるアノード端
子とを有する。第２のリアクトルは、第1のリアクトル
の当該他方端子に接続される一方端子を有し、第１のリ
アクトルと磁気的に結合される。第２のスイッチング素
子は、第２の入出力端子と第２のリアクトルの当該他方
端子との間に接続される。第２のダイオードは、第２の
入出力端子に接続されるカソード端子と第２のリアクト
ルの当該他方端子に接続されるアノード端子とを有す
る。
の入出力端子の電圧を上昇させて第２の入出力端子に供
給しかつ第２の入出力端子の電圧を下降させて第１の入
出力端子に供給する双方向チョッパ回路は、第１のリア
クトルと、第１のスイッチング素子と、第１のダイオー
ドと、第２のリアクトルと、第２のスイッチング素子
と、第２のダイオードとを備える。第１のリアクトル
は、第1の入出力端子に接続される一方端子を有する。
第１のスイッチング素子は、第１のリアクトルの当該他
方端子と接地端子との間に接続される。第１のダイオー
ドは、ダイオードのリアクトルの当該他方端子に接続さ
れるカソード端子と、接地端子に接続されるアノード端
子とを有する。第２のリアクトルは、第1のリアクトル
の当該他方端子に接続される一方端子を有し、第１のリ
アクトルと磁気的に結合される。第２のスイッチング素
子は、第２の入出力端子と第２のリアクトルの当該他方
端子との間に接続される。第２のダイオードは、第２の
入出力端子に接続されるカソード端子と第２のリアクト
ルの当該他方端子に接続されるアノード端子とを有す
る。
【００１６】好ましくは、昇圧時に第１のスイッチング
素子はオンおよびオフを繰返しかつ第２のスイッチング
素子は常にオフし、降圧時に第２のスイッチング素子は
オンおよびオフを繰返しかつ第１のスイッチング素子は
常にオフする。
素子はオンおよびオフを繰返しかつ第２のスイッチング
素子は常にオフし、降圧時に第２のスイッチング素子は
オンおよびオフを繰返しかつ第１のスイッチング素子は
常にオフする。
【００１７】この双方向チョッパ回路では、昇圧時に第
１のリアクトルの起電力だけでなく第２のリアクトルの
起電力も昇圧に寄与し、これにより昇圧率が大きい場合
でも第１のスイッチング素子にかかる電圧や第１のスイ
ッチング素子に流れる電流は小さくなる。一方、降圧時
に第１のリアクトルの起電力だけでなく第２のリアクト
ルの起電力も降圧に寄与し、これにより第２のスイッチ
ング素子にかかる電圧や第２のスイッチング素子に流れ
る電流は小さくなる。その結果、廉価なスイッチング素
子を用いた低損失の双方向チョッパ回路が得られる。
１のリアクトルの起電力だけでなく第２のリアクトルの
起電力も昇圧に寄与し、これにより昇圧率が大きい場合
でも第１のスイッチング素子にかかる電圧や第１のスイ
ッチング素子に流れる電流は小さくなる。一方、降圧時
に第１のリアクトルの起電力だけでなく第２のリアクト
ルの起電力も降圧に寄与し、これにより第２のスイッチ
ング素子にかかる電圧や第２のスイッチング素子に流れ
る電流は小さくなる。その結果、廉価なスイッチング素
子を用いた低損失の双方向チョッパ回路が得られる。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を図
面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相
当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相
当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００１９】この発明の実施の形態による双方向チョッ
パ回路は、図１に示すように、図７に示した従来の双方
向チョッパ回路において、トランジスタ２および６の間
に接続されかつ直流リアクトル１と磁気的に結合された
もう１つの直流リアクトル９を追加したことを特徴とす
る。より具体的には、この双方向チョッパ回路は、直流
リアクトル１および９と、ＮＰＮトランジスタ２および
６と、フリーホイーリングダイオード３および７と、平
滑コンデンサ４および８とを備える。この双方向チョッ
パ回路は、入出力端子１０の電圧ＶＬを上昇させて入出
力端子１１に供給し、かつ入出力端子１１の電圧ＶＨを
下降させて入出力端子１０に供給する。直流リアクトル
１と直流リアクトル９とは直列に接続され、入出力端子
１０とＮＰＮトランジスタ６のエミッタ端子との間に接
続される。直流リアクトル１と直流リアクトル９とは共
通のコア周りに同一方向に巻回される。ＮＰＮトランジ
スタ２のコレクタ端子は直流リアクトル１および９のセ
ンタータップに接続され、エミッタ端子は接地端子１２
に接続される。ＮＰＮトランジスタ６のコレクタ端子は
入出力端子１１に接続され、エミッタ端子は直流リアク
トル９に接続される。フリーホイーリングダイオード３
のアノード端子はトランジスタ６のエミッタ端子に接続
され、カーソド端子はトランジスタ６のコレクタ端子に
接続される。フリーホイーリングダイオード７のアノー
ド端子はトランジスタ２のエミッタ端子に接続され、カ
ソード端子はトランジスタ２のコレクタ端子に接続され
る。平滑コンデンサ４は、入出力端子１１と接地端子１
２との間に接続される。平滑コンデンサ８は、入出力端
子１０と接地端子１２との間に接続される。
パ回路は、図１に示すように、図７に示した従来の双方
向チョッパ回路において、トランジスタ２および６の間
に接続されかつ直流リアクトル１と磁気的に結合された
もう１つの直流リアクトル９を追加したことを特徴とす
る。より具体的には、この双方向チョッパ回路は、直流
リアクトル１および９と、ＮＰＮトランジスタ２および
６と、フリーホイーリングダイオード３および７と、平
滑コンデンサ４および８とを備える。この双方向チョッ
パ回路は、入出力端子１０の電圧ＶＬを上昇させて入出
力端子１１に供給し、かつ入出力端子１１の電圧ＶＨを
下降させて入出力端子１０に供給する。直流リアクトル
１と直流リアクトル９とは直列に接続され、入出力端子
１０とＮＰＮトランジスタ６のエミッタ端子との間に接
続される。直流リアクトル１と直流リアクトル９とは共
通のコア周りに同一方向に巻回される。ＮＰＮトランジ
スタ２のコレクタ端子は直流リアクトル１および９のセ
ンタータップに接続され、エミッタ端子は接地端子１２
に接続される。ＮＰＮトランジスタ６のコレクタ端子は
入出力端子１１に接続され、エミッタ端子は直流リアク
トル９に接続される。フリーホイーリングダイオード３
のアノード端子はトランジスタ６のエミッタ端子に接続
され、カーソド端子はトランジスタ６のコレクタ端子に
接続される。フリーホイーリングダイオード７のアノー
ド端子はトランジスタ２のエミッタ端子に接続され、カ
ソード端子はトランジスタ２のコレクタ端子に接続され
る。平滑コンデンサ４は、入出力端子１１と接地端子１
２との間に接続される。平滑コンデンサ８は、入出力端
子１０と接地端子１２との間に接続される。
【００２０】トランジスタ２および６のベース端子に
は、制御回路１３で発生した制御電圧Ｂ１およびＢ２が
それぞれ与えられる。図２に示すように、制御電圧Ｂ１
は、昇圧時に高い周波数（１／Ｔ）で０Ｖおよび所定電
圧に変化し、降圧時に常に０Ｖとなる。一方、制御電圧
Ｂ２は、昇圧時に常に０Ｖとなり、降圧時に高い周波数
（１／Ｔ）に０Ｖおよび所定電圧に変化する。
は、制御回路１３で発生した制御電圧Ｂ１およびＢ２が
それぞれ与えられる。図２に示すように、制御電圧Ｂ１
は、昇圧時に高い周波数（１／Ｔ）で０Ｖおよび所定電
圧に変化し、降圧時に常に０Ｖとなる。一方、制御電圧
Ｂ２は、昇圧時に常に０Ｖとなり、降圧時に高い周波数
（１／Ｔ）に０Ｖおよび所定電圧に変化する。
【００２１】入出力端子１０側には蓄電池５が接続さ
れ、入出力端子１１側にはブリッジ整流回路（図示せ
ず）を介して交流電源（図示せず）が接続される。
れ、入出力端子１１側にはブリッジ整流回路（図示せ
ず）を介して交流電源（図示せず）が接続される。
【００２２】次に、この双方向チョッパ回路の動作を説
明する。蓄電池５を充電する場合、この双方向チョッパ
回路は交流電源からブリッジ整流回路を介して供給され
た直流電力を蓄電池５に供給する。この場合、双方向チ
ョッパ回路は直流リアクトル１および９により直流電圧
ＶＨをそれよりも低い直流電圧ＶＬに降圧する降圧チョ
ッパ回路として機能する。一方、蓄電池５を放電する場
合、この双方向チョッパ回路は蓄電池５から放電された
直流電力をブリッジ整流回路を介して交流電源に回生す
る。この場合、双方向チョッパ回路は、直流電圧ＶＬを
それよりも高い直流電圧ＶＨに昇圧する昇圧チョッパ回
路として機能する。
明する。蓄電池５を充電する場合、この双方向チョッパ
回路は交流電源からブリッジ整流回路を介して供給され
た直流電力を蓄電池５に供給する。この場合、双方向チ
ョッパ回路は直流リアクトル１および９により直流電圧
ＶＨをそれよりも低い直流電圧ＶＬに降圧する降圧チョ
ッパ回路として機能する。一方、蓄電池５を放電する場
合、この双方向チョッパ回路は蓄電池５から放電された
直流電力をブリッジ整流回路を介して交流電源に回生す
る。この場合、双方向チョッパ回路は、直流電圧ＶＬを
それよりも高い直流電圧ＶＨに昇圧する昇圧チョッパ回
路として機能する。
【００２３】（１） 昇圧動作 蓄電池５を放電する場合、つまり双方向チョッパ回路が
昇圧動作を行なう場合、制御電圧Ｂ１は図２に示すよう
に高速で変化し、制御電圧Ｂ２は常に０Ｖとなる。した
がって、トランジスタ２は高速でオン・オフし、トラン
ジスタ６は常にオフになる。そのため、図３に示すよう
に、トランジスタ６およびダイオード７は機能しない。
トランジスタ２がオンのとき、トランジスタ２を介して
リアクトル１に放電電流ＩＬが流れ、これにより蓄電池
５から放電された直流電力がリアクトル１に蓄積され
る。トランジスタ２のオン期間Ｔｏｎが長いほどリアク
トル１の蓄積電力は大きくなり、その起電力も大きくな
る。このとき、リアクトル９はリアクトル１と磁気的に
結合しているのでリアクトル９にも起電力が発生する。
リアクトル９の起電力による電圧Ｖ９はリアクトル１の
起電力による電圧をＶ１とすると次の式（４）で表わさ
れる。
昇圧動作を行なう場合、制御電圧Ｂ１は図２に示すよう
に高速で変化し、制御電圧Ｂ２は常に０Ｖとなる。した
がって、トランジスタ２は高速でオン・オフし、トラン
ジスタ６は常にオフになる。そのため、図３に示すよう
に、トランジスタ６およびダイオード７は機能しない。
トランジスタ２がオンのとき、トランジスタ２を介して
リアクトル１に放電電流ＩＬが流れ、これにより蓄電池
５から放電された直流電力がリアクトル１に蓄積され
る。トランジスタ２のオン期間Ｔｏｎが長いほどリアク
トル１の蓄積電力は大きくなり、その起電力も大きくな
る。このとき、リアクトル９はリアクトル１と磁気的に
結合しているのでリアクトル９にも起電力が発生する。
リアクトル９の起電力による電圧Ｖ９はリアクトル１の
起電力による電圧をＶ１とすると次の式（４）で表わさ
れる。
【００２４】Ｖ９＝Ｖ１×Ｎ…（４） 式（４）中、Ｎは巻数比であり、次の式（５）で表わさ
れる。
れる。
【００２５】Ｎ＝ｎ２／ｎ１…（５） 式（５）中、ｎ１は直流リアクトル１の巻数であり、ｎ
２は直流リアクトル９の巻数である。
２は直流リアクトル９の巻数である。
【００２６】続いて、トランジスタ２がオフになると、
放電電流ＩＬはリアクトル１、リアクトル９およびダイ
オード３を介して流れ、これによりリアクトル１に蓄積
されていた直流電力が入出力端子１１側から出力され、
ブリッジ整流回路を介して交流電源に回生される。この
とき、蓄電池５からの入力電圧ＶＬはリアクトル１の起
電力だけでなくリアクトル９の起電力により昇圧され、
これにより出力電圧ＶＨが得られる。この場合の出力電
圧ＶＨは次の式（６）で表わされる。
放電電流ＩＬはリアクトル１、リアクトル９およびダイ
オード３を介して流れ、これによりリアクトル１に蓄積
されていた直流電力が入出力端子１１側から出力され、
ブリッジ整流回路を介して交流電源に回生される。この
とき、蓄電池５からの入力電圧ＶＬはリアクトル１の起
電力だけでなくリアクトル９の起電力により昇圧され、
これにより出力電圧ＶＨが得られる。この場合の出力電
圧ＶＨは次の式（６）で表わされる。
【００２７】 ＶＨ＝ＶＬ×（１＋ＤＮ）／（１−Ｄ）…（６） 式（６）中、Ｄは前述した式（２）で表わされるデュー
ティ比であり、Ｎは式（５）で表わされる巻数比であ
る。
ティ比であり、Ｎは式（５）で表わされる巻数比であ
る。
【００２８】また、この場合にトランジスタ２のコレク
タ・エミッタ間にかかる電圧Ｖ２は次の式（７）で表わ
される。
タ・エミッタ間にかかる電圧Ｖ２は次の式（７）で表わ
される。
【００２９】 Ｖ２＝（Ｎ×ＶＬ＋ＶＨ）／（１＋Ｎ）…（７） また、この場合にトランジスタ２に流れる最大電流Ｉ２
は次の式（８）で表わされる。
は次の式（８）で表わされる。
【００３０】 Ｉ２＝ＩＨ×（ＶＨ／ＶＬ＋Ｎ）…（８） したがって、前述した従来と同じ条件、つまりＶＬ＝３
０Ｖ、ＶＨ＝３００Ｖ、ＩＬ＝１００Ａ、ＩＨ＝１０Ａ
とし、さらにＮ＝１とすると、Ｖ２＝１６５Ｖ、Ｉ２＝
１１０Ａとなる。
０Ｖ、ＶＨ＝３００Ｖ、ＩＬ＝１００Ａ、ＩＨ＝１０Ａ
とし、さらにＮ＝１とすると、Ｖ２＝１６５Ｖ、Ｉ２＝
１１０Ａとなる。
【００３１】（２） 降圧動作 畜電池５を充電する場合、つまり双方向チョッパ回路が
降圧動作を行なう場合、制御電圧Ｂ１は図２に示すよう
に常に０Ｖになり、制御電圧Ｖ２は高速で変化する。し
たがって、トランジスタ２は常にオフになり、トランジ
スタ６は高速でオン・オフする。そのため、図４に示す
ようにトランジスタ２およびダイオード３は機能しな
い。
降圧動作を行なう場合、制御電圧Ｂ１は図２に示すよう
に常に０Ｖになり、制御電圧Ｖ２は高速で変化する。し
たがって、トランジスタ２は常にオフになり、トランジ
スタ６は高速でオン・オフする。そのため、図４に示す
ようにトランジスタ２およびダイオード３は機能しな
い。
【００３２】トランジスタ６がオンになると、トランジ
スタ６、リアクトル９およびリアクトル１を介して蓄電
池５に充電電流ＩＬが流れ、これにより交流電源からブ
リッジ整流回路を介して供給された直流電力がリアクト
ル９および１に蓄積される。
スタ６、リアクトル９およびリアクトル１を介して蓄電
池５に充電電流ＩＬが流れ、これにより交流電源からブ
リッジ整流回路を介して供給された直流電力がリアクト
ル９および１に蓄積される。
【００３３】続いて、トランジスタ６がオフになると、
充電電流ＩＬはダイオード７およびリアクトル１を介し
て還流する。このとき、リアクトル１に蓄積されている
直流電力が蓄電池５に充電される。
充電電流ＩＬはダイオード７およびリアクトル１を介し
て還流する。このとき、リアクトル１に蓄積されている
直流電力が蓄電池５に充電される。
【００３４】この場合、入力電圧ＶＨはリアクトル９お
よび１の起電力により降圧され、入力電圧ＶＨよりも低
い出力電圧ＶＬが得られる。この場合における出力電圧
ＶＬは次の式（９）で表わされる。
よび１の起電力により降圧され、入力電圧ＶＨよりも低
い出力電圧ＶＬが得られる。この場合における出力電圧
ＶＬは次の式（９）で表わされる。
【００３５】 ＶＬ＝ＶＨ×Ｄ／（１＋Ｎ−Ｄ×Ｎ）…（９） また、この場合、トランジスタ６にかかる最大電圧Ｖ６
は次の式（１０）で表わされる。
は次の式（１０）で表わされる。
【００３６】Ｖ６＝ＶＨ＋ＶＬ×Ｎ…（１０） また、この場合、トランジスタ６に流れる最大電流Ｉ６
は次の式（１１）で表わされる。
は次の式（１１）で表わされる。
【００３７】 Ｉ６＝ＩＨ×（ＶＨ／ＶＬ＋Ｎ）／（１＋Ｎ）…（１１） したがって、上記と同様にＶＬ＝３０Ｖ、ＶＨ＝３００
Ｖ、ＩＬ＝１００Ａ、ＩＨ＝１０Ａとし、さらにＮ＝１
とすると、Ｖ６＝３３０Ｖとなり、Ｉ６＝５５Ａとな
る。
Ｖ、ＩＬ＝１００Ａ、ＩＨ＝１０Ａとし、さらにＮ＝１
とすると、Ｖ６＝３３０Ｖとなり、Ｉ６＝５５Ａとな
る。
【００３８】この発明の実施の形態による双方向チョッ
パ回路によるＶ２，Ｖ６，Ｉ２，Ｉ６を前述した従来の
双方向チョッパ回路によるそれらと比較すると、次の表
１のようになる。
パ回路によるＶ２，Ｖ６，Ｉ２，Ｉ６を前述した従来の
双方向チョッパ回路によるそれらと比較すると、次の表
１のようになる。
【００３９】
【表１】
【００４０】この表から明らかなように、トランジスタ
６にかかる最大電圧Ｖ６は若干大きくなるが、トランジ
スタ２にかかる最大電圧Ｖ２は大幅に小さくなる。その
ため、トランジスタ２に廉価な低耐圧トランジスタを用
いることができ、しかもトランジスタ２よる損失を小さ
くすることができる。
６にかかる最大電圧Ｖ６は若干大きくなるが、トランジ
スタ２にかかる最大電圧Ｖ２は大幅に小さくなる。その
ため、トランジスタ２に廉価な低耐圧トランジスタを用
いることができ、しかもトランジスタ２よる損失を小さ
くすることができる。
【００４１】また、トランジスタ２に流れる最大電流Ｉ
２は若干増加するが、トランジスタ６に流れる最大電流
Ｉ６は大幅に減少する。その結果、トランジスタ６に定
格電流の小さい廉価なトランジスタを用いることがで
き、しかもトランジスタ６による損失を小さくすること
ができる。
２は若干増加するが、トランジスタ６に流れる最大電流
Ｉ６は大幅に減少する。その結果、トランジスタ６に定
格電流の小さい廉価なトランジスタを用いることがで
き、しかもトランジスタ６による損失を小さくすること
ができる。
【００４２】上述した実施の形態ではスイッチング素子
としてバイポーラトランジスタを用いているが、これに
代えてユニポーラトランジスタやサイリスタなどを用い
ることもできる。
としてバイポーラトランジスタを用いているが、これに
代えてユニポーラトランジスタやサイリスタなどを用い
ることもできる。
【００４３】上述した実施の形態はすべて例示であって
制限的なものではない。本発明の範囲は上述した実施の
形態ではなく特許請求の範囲により示され、特許請求の
範囲と均等の範囲内でのすべての変更が含まれる。
制限的なものではない。本発明の範囲は上述した実施の
形態ではなく特許請求の範囲により示され、特許請求の
範囲と均等の範囲内でのすべての変更が含まれる。
【００４４】
【発明の効果】この発明によれば、既存のリアクトルと
直列に接続されかつ磁気的に結合されたリアクトルを追
加しているため、トランジスタのようなスイッチング素
子の電圧および電流を小さくすることができ、その結
果、廉価でかつ低損失の双方向チョッパ回路を得ること
ができる。
直列に接続されかつ磁気的に結合されたリアクトルを追
加しているため、トランジスタのようなスイッチング素
子の電圧および電流を小さくすることができ、その結
果、廉価でかつ低損失の双方向チョッパ回路を得ること
ができる。
【図１】 この発明の実施の形態による双方向チョッパ
回路の構成を示す回路図である。
回路の構成を示す回路図である。
【図２】 図１において制御回路からトランジスタのベ
ースに印加される制御電圧を示す波形図である。
ースに印加される制御電圧を示す波形図である。
【図３】 図１に示した双方向チョッパ回路による昇圧
動作を説明するための回路図である。
動作を説明するための回路図である。
【図４】 図１に示した双方向チョッパ回路による降圧
動作を説明するための回路図である。
動作を説明するための回路図である。
【図５】 従来の昇圧チョッパ回路の構成を示す回路図
である。
である。
【図６】 従来の降圧チョッパ回路の構成を示す回路図
である。
である。
【図７】 従来の双方向チョッパ回路の構成を示す回路
図である。
図である。
【図８】 図７に示した双方向チョッパ回路による昇圧
動作を説明するための回路図である。
動作を説明するための回路図である。
【図９】 図７に示した双方向チョッパ回路による降圧
動作を説明するための回路図である。
動作を説明するための回路図である。
１，９ 直流リアクトル、２，６ ＮＰＮトランジス
タ、３，７ フリーホイーリングダイオード、４，８
平滑コンデンサ、５ 蓄電池。
タ、３，７ フリーホイーリングダイオード、４，８
平滑コンデンサ、５ 蓄電池。
フロントページの続き (72)発明者 高木 恒雄 広島県広島市中区小町４番33号 中国電力 株式会社内 (72)発明者 磯兼 誠司 広島県広島市中区小町４番33号 中国電力 株式会社内 (72)発明者 梶山 勝哉 広島県広島市中区小町４番33号 中国電力 株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 リアクトルにより電圧を上昇させる昇圧
チョッパ回路と、前記リアクトルにより電圧を下降させ
る降圧チョッパ回路とからなる双方向チョッパ回路にお
いて、 前記リアクトルと直列に接続されかつ磁気的に結合され
たリアクトルを追加したことを特徴とする双方向チョッ
パ回路。 - 【請求項２】 第１の入出力端子の電圧を上昇させて第
２の入出力端子に供給しかつ前記第２の入出力端子の電
圧を下降させて前記第１の入出力端子に供給する双方向
チョッパ回路であって、 前記第1の入出力端子に接続される一方端子を有する第
１のリアクトルと、 前記第１のリアクトルの当該他方端子と接地端子との間
に接続される第1のスイッチング素子と、 前記第１のリアクトルの当該他方端子に接続されるカソ
ード端子と前記接地端子に接続されるアノード端子とを
有する第１のダイオードと、 前記第1のリアクトルの当該他方端子に接続される一方
端子を有し、前記第１のリアクトルと磁気的に結合され
る第２のリアクトルと、 前記第２の入出力端子と前記第２のリアクトルの当該他
方端子との間に接続される第２のスイッチング素子と、 前記第２の入出力端子に接続されるカソード端子と前記
第２のリアクトルの当該他方端子に接続されるアノード
端子とを有する第２のダイオードとを備える、双方向チ
ョッパ回路。 - 【請求項３】 昇圧時に前記第１のスイッチング素子は
オンおよびオフを繰返しかつ前記第２のスイッチング素
子は常にオフし、降圧時に前記第２のスイッチング素子
はオンおよびオフを繰返しかつ前記第１のスイッチング
素子は常にオフする、請求項２に記載の双方向チョッパ
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000030282A JP2001224164A (ja) | 2000-02-08 | 2000-02-08 | 双方向チョッパ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000030282A JP2001224164A (ja) | 2000-02-08 | 2000-02-08 | 双方向チョッパ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001224164A true JP2001224164A (ja) | 2001-08-17 |
Family
ID=18555319
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000030282A Pending JP2001224164A (ja) | 2000-02-08 | 2000-02-08 | 双方向チョッパ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001224164A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005287291A (ja) * | 2004-03-26 | 2005-10-13 | Marvell World Trade Ltd | 電圧調整器 |
| JP2006223025A (ja) * | 2005-02-08 | 2006-08-24 | Honda Motor Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| WO2007064020A1 (ja) * | 2005-11-29 | 2007-06-07 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | 電気自動車用ｄｃ－ｄｃコンバータ |
| CN100433522C (zh) * | 2006-10-23 | 2008-11-12 | 南京航空航天大学 | 双buck/boost双向交流斩波器 |
| CN100459393C (zh) * | 2006-10-23 | 2009-02-04 | 南京航空航天大学 | 双向交流斩波器 |
| JP2012161189A (ja) * | 2011-02-01 | 2012-08-23 | Tabuchi Electric Co Ltd | 蓄電池への太陽電池電力の充放電制御方法 |
| CN109586387A (zh) * | 2017-09-28 | 2019-04-05 | 株洲中车时代电气股份有限公司 | 一种斩波电路及供电系统 |
-
2000
- 2000-02-08 JP JP2000030282A patent/JP2001224164A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP4555109B2 (ja) * | 2005-02-08 | 2010-09-29 | 本田技研工業株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| WO2007064020A1 (ja) * | 2005-11-29 | 2007-06-07 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | 電気自動車用ｄｃ－ｄｃコンバータ |
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| CN109586387A (zh) * | 2017-09-28 | 2019-04-05 | 株洲中车时代电气股份有限公司 | 一种斩波电路及供电系统 |
| CN109586387B (zh) * | 2017-09-28 | 2022-08-19 | 株洲中车时代电气股份有限公司 | 一种斩波电路及供电系统 |
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