CN109995291A - 一种抑制电机电流谐波的补偿方法 - Google Patents

一种抑制电机电流谐波的补偿方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种抑制电机电流谐波的补偿方法，所述补偿方法包括以下步骤：采样逆变器输出的三相电流值；对所述逆变器输出的三相电流值进行坐标变换得到滤波后励磁分量和滤波后转矩分量分别对应的幅值和相角；根据励磁分量和转矩分量分别对应的幅值和相角以及预设的电流空间矢量角与电流极性的映射表，得到所述三相电流的极性；根据所述三相电流的不同极性，通过死区时间对三相触发信号导通时刻进行补偿以使补偿后触发导通时刻与理想触发导通时刻相同。

Description

一种抑制电机电流谐波的补偿方法
技术领域
本发明涉及电机控制领域，尤其涉及一种LED灯具在温度加速老化中的寿命误差试验方法。
背景技术
随着工业技术水平的发展，电力电子器件技术和微型计算机技术不断提高，直流调速系统的使用逐渐降低，而交流伺服系统的使用越来越广泛。交流伺服系统在数控装备中有着举足轻重作用，性能好坏直接影响其加工精度高低。PMSM的高性能使其在伺服驱动中广泛使用，可实现精密控制驱动，低速大转矩运行，在负载转矩下直接起动。伺服系统的低速性能好是实现高精度加工的前提条件。
电磁振动噪声、机械振动噪声和空气动力噪声是电机运行过程中产生振动及噪声的主要原因，其中电磁振动噪声所占比例最大。电磁噪声由电磁振动而产生，切向电磁力产生电磁转矩外，径向电磁力还会引起定子转子变形和振动。机械振动和噪声可以通过设备维护降低，与电磁振动基本无关。而空气动力噪声是不通过定子和转子间的振动传播而产生的，不能在电机外部用振动测试仪测量。
由于电机本体结构的设计以及变频调速时采用变频供电方式，使得逆变后输出的三相交流电中会含有大量的谐波成分，将以一种非正弦波的形式供电，导致电机定子相电流和相电压中含有高次谐波。谐波作用在电机定子和转子的气隙间，增加了电磁力波频率和次数可能与电机固有频率重合，即使很小的电磁力也可能产生较大的振动。而电机在低速运行情况下，谐波分量对电机振动的影响很大，而且还会引起较大的转速误差。过大的振动将导致电机在不稳定的状态下运行，产生了许多不安全的因素，使用寿命会下降，而且振动时会产生严重的噪声，影响工作者的身心健康。另外对于控制器而言，驱动逆变器采用的控制策略是产生电磁振动的关键因素，这是由于气隙中的基本分量和由逆变器非正弦供电产生的谐波成分相互作用引起的。以一种非正弦波的形式供电，电机运行在一定频率范围，导致径向电磁力波频率与定子或转子某些固有频率重合而发生共振，从而产生较大的振动，导致系统无法稳定地运行，另外，由于IGBT的非线性特性，同一桥臂互补PWM脉冲需加入死区时间，死区时间的加入导致电流中含有大量谐波，使得电机产生较大振动，且低速时更明显。
发明内容
本发明旨在解决现有技术中死区时间的加入同一桥臂互补PWM脉冲中导致电流中含有大量谐波，使得电机产生较大振动的技术问题，提供一种抑制电机电流谐波的补偿方法。
本发明提供一种实施例的抑制电机电流谐波的补偿方法，所述补偿方法包括以下步骤：
采样逆变器输出的三相电流值；
对所述逆变器输出的三相电流值进行坐标变换得到滤波后励磁分量和滤波后转矩分量分别对应的幅值和相角；
根据励磁分量和转矩分量分别对应的幅值和相角以及预设的电流空间矢量角与电流极性的映射表，得到所述三相电流的极性；
根据所述三相电流的不同极性，通过死区时间对三相触发信号导通时刻进行补偿以使补偿后触发导通时刻与理想触发导通时刻相同。
本发明还提供一种实施例的计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现上述方法的步骤。
本发明的技术方案与现有技术相比，有益效果在于：根据所述三相电流的不同极性，通过死区时间对三相触发信号导通时刻进行补偿以使补偿后触发导通时刻与理想触发导通时刻相同，使得实现对电机电流谐波的抑制，减小电机产生的振动。
附图说明
图1为永磁同步电动机的变频调速系统一种实施例的结构框图。
图2为永磁同步电动机的变频调速系统一种实施例的控制算法。
图3为本发明抑制电机电流谐波的补偿方法一种实施例的流程图。
图4为本发明定子电流的空间矢量角一种实施例的示意图。
图5为本发明电流在第1扇区补偿前后一种实施例的脉冲图。
图6为本发明电流为正时一种实施例的脉冲宽度示意图。
图7(a)为本发明死区补偿前电机相电流一种实施例的波形示意图。
图7(b)为本发明死区补偿前电机相电流一种实施例的频谱示意图。
图8(a)为本发明死区补偿后电机相电流一种实施例的波形示意图。
图8(b)为本发明死区补偿后电机相电流一种实施例的频谱示意图。
图9(a)为本发明死区补偿前通道1端盖处径向振动加速度一种实施例的频谱示意图。
图9(b)为本发明死区补偿前通道2端盖处径向振动加速度一种实施例的频谱示意图。
图9(c)为本发明死区补偿前通道3安装板处径向振动加速度一种实施例的频谱示意图。
图10(a)为本发明死区补偿后通道1端盖处径向振动加速度一种实施例的频谱示意图。
图10(b)为本发明死区补偿后通道2端盖处径向振动加速度一种实施例的频谱示意图。
图10(c)为本发明死区补偿后通道3安装板处径向振动加速度一种实施例的频谱示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明。
由于逆变器的非线性特性和气隙磁场畸变引起的齿槽转矩，使永磁同步电动机(PMSM)运行时电流中含有大量谐波，因此以一种非正弦波的形式对电机进行供电，使得电机运行在一定频率范围，导致径向电磁力波频率与定子或转子某些固有频率重合而发生共振，从而产生较大的振动，导致系统不稳定运行。具体的，永磁同步电动机的变频调速系统，如图1所示，具体的工作过程如下：三相交流220V整流后成直流310V经滤波后逆变，逆变电压接到永磁同步电机U、V、W相上。系统中采用316J芯片来保护IGBT安全工作，当出现错误时，316J 发出错误信号，封锁PWM脉冲。采用霍尔电流传感器CSCA0050A000B15B01来检测电机定子中任意两相的相电流，经运放调理电路转换成0-3V输入到DSP的AD采样口。电机上安装2000 线增量式编码器，编码器输出U±、V±、W±、A±、B±、Z±差分信号经调理电路处理后输入到DSP正交编码器模块QEP中，计算转子磁极位置和转速。而具体的控制算法，如图 2所示，即在程序中添加了抑制电机电流谐波的补偿算法，从而实现电机数字化控制，提高电机低速性能。
本发明提供一种实施例的抑制电机电流谐波的补偿方法，如图3所示，所述补偿方法包括以下步骤：
步骤S11，采样逆变器输出的三相电流值；
步骤S12，对所述逆变器输出的三相电流值进行坐标变换得到滤波后励磁分量和滤波后转矩分量分别对应的幅值和相角；
步骤S13，根据励磁分量和转矩分量分别对应的幅值和相角以及预设的电流空间矢量角与电流极性的映射表，得到所述三相电流的极性；
步骤S14，根据所述三相电流的不同极性，通过死区时间对三相触发信号导通时刻进行补偿以使补偿后触发导通时刻与理想触发导通时刻相同。
本发明的抑制电机电流谐波的补偿方法，根据所述三相电流的不同极性，通过死区时间对三相触发信号导通时刻进行补偿以使补偿后触发导通时刻与理想触发导通时刻相同，使得实现对电机电流谐波的抑制，减小电机产生的振动，从而提供电机在低速时的性能。
在具体实施中，步骤S12，具体包括以下步骤：
步骤S121，根据所述逆变器输出的三相电流值，得到三相电流中包含的高频谐波；
步骤S122，对所述逆变器输出的三相电流值进行坐标变换得到励磁分量和转矩分量；
步骤S123，根据三相电流中包含的高频谐波对所述励磁分量和转矩分量进行滤波，得到滤波后的励磁分量和转矩分量；
步骤S124，根据滤波后的励磁分量和转矩分量，得到滤波后励磁分量和滤波后转矩分量分别对应的幅值和相角。
具体的，所述根据所述电机的三相电流值，得到三相电流中包含的高频谐波的计算公式如下：
其中，ia、ib和ic为逆变器输出的三相电流值，iah、ibh和ich为三相电流中包含的高频谐波，ω为定子电流的角频率。
接着，对所述逆变器输出的三相电流值进行坐标变换得到励磁分量和转矩分量，该励磁分量和转矩分量经低通滤波器滤除高次谐波idh、iqh，使之变为滤波后的励磁分量id和滤波后的转矩分量iq。通过这种方法避免了直接滤波造成的定子电流幅值和相位滞后的问题。
具体的，对所述逆变器输出的三相电流值进行坐标变换得到励磁分量和转矩分量的计算公式如下：
其中，ia、ib和ic为逆变器输出的三相电流值，iα和iβ为从三相静止轴系a-b-c变换到两相静止轴系α-β的两相电流值，Φ是两相静止坐标系与两相旋转坐标系间的夹角。
也就是说，接着对所述逆变器输出的三相电流值进行坐标变换得到励磁分量和转矩分量，该励磁分量和转矩分量经低通滤波器滤除高次谐波idh、iqh，使之变为滤波后的励磁分量id和滤波后的转矩分量iq。通过这种方法避免了直接滤波造成的定子电流幅值和相位滞后的问题。
在具体实施中，在步骤S13，具体包括以下步骤：
步骤S131，根据滤波后励磁分量和转矩分量分别对应的幅值和相角得到定子电流的空间矢量角；
步骤S132，根据所述定子电流Iref的空间矢量角以及预设的电流空间矢量角与电流极性的关系映射表，得到所述三相电流的极性。
具体的，如图4所示，所述根据滤波后励磁分量和转矩分量分别对应的幅值和相角得到定子电流的空间矢量角的计算公式如下：
θ＝θ1+θ2；
其中，θ是定子电流Iref的空间矢量角，θ1是定子角频率ω的积分角，θ1＝∫ωdt，θ2是定子电流矢量Iref与励磁分量的夹角，θ2＝arctan(iq/id)，此时id表示滤波后的励磁分量，iq表示滤波后的转矩分量iq。预设的电流空间矢量角与电流极性的关系映射表具体为：预设的电流空间矢量角、扇区与电流极性的关系映射表，所述预设的电流空间矢量角、扇区与电流极性的关系映射表为表1如下。
表1
因此根据所述定子电流的空间矢量角以及预设的电流空间矢量角、扇区与电流极性的关系映射表，得到所述三相电流的极性。比如当所述定子电流的空间矢量为时，可以确定定子电流位于4扇区，且A相输出电流ia的极性为：正向，B相输出电流ib的极性为：负向，C相输出电流ic的极性为：负向。
由于本发明是采用时间脉冲补偿法来减小加入死区时间后引起的电流谐波，从而降低系统振动。即在每个载波周期内加入补偿时间，使触发信号的导通时刻与理想给定开通时间相同。从整体上分析相当于加入一个与误差电压大小相同、相位相反的补偿电压来抵消死区效应的作用。如图5所示，以电压矢量在第1扇区为例进行分析电压补偿分析，通过对零矢量U0和U7的合理分配达到补偿目的，从而补偿由于死区时间的加入而产生的振动影响。
如图5所示，A相中矢量U1作用时间比理想增加td、矢量U2作用时间无变化，零矢量作用时间减少td，相当于增加K＝(4td/3Ts)Udc。其中Udc是误差电压幅值，td是宽度(即死区时间)，Ts是PWM周期。在三相桥式逆变电路中，通过六个开关产生的八个状态控制三相逆变器，八个状态可相应的转换成八个空间矢量，通过八个空间矢量可以将整个空间分成六个相等扇区，每个扇区60°，边界是两个非零矢量。V0(000)和V7(111)是两个零矢量在六边形的中心，矢量V6(110)和矢量V4(100)之间形成I扇区，矢量V6(110)和矢量V2(010)之间形成II扇区，矢量V2(010)和矢量V3(011)之间形成III扇区，矢量V3(011)和矢量V1(001) 之间形成IV扇区，矢量V1(001)和矢量V5(101)之间形成V扇区，VI矢量V5(101)和矢量 V4(100)之间形成VI扇区。
任意位置Vref可通过所在扇区内两个相邻非零矢量及中间零矢量合成假设Vref位于第一扇区，该区间内Vref可通过有效矢量V4和V6合成。根据伏秒平衡原理可得
式中，T是开关周期，T＝T0+T1+T2，T0、T1和T2依次是逆变器工作在状态(000)、(100)和 (110)的时间。
SVPWM控制为将调制波与正弦波相比生成PWM信号，如图6所示，A相电流为正时，在一个调制周期内，时间补偿后PWM脉冲宽度。图4中，补偿方法为
其中，Ta为一个桥臂的理想触发导通时刻，Ta′为所述桥臂的补偿后触发导通时刻，td为死区时间，ia表示A相的输出电流。
具体的，时间补偿法就是通过对每一个PWM输出的脉冲宽度进行补偿，比如当某桥臂输出电流为正，增加该桥臂PWM开通时间td；当输出电流为负，减小该桥臂PWM开通时间td。不同电流极性下，三相触发信号导通时刻如上述补偿方法的公式所示。该公式是理论推导的公式，通过DSP来实现该公式，通过给比较寄存器进行赋值，就能进行该运算。具体的，SVPWM 调制策略下可采用对称方式，每个PWM周期内都加入补偿时间。根据电流极性直接对FDSP 内部3个比较寄存器CMPR1～CMPR3值进行补偿，从而获得理想的脉宽值。计数器与比较寄存器内的值比较后就可获得准确的开关时刻。以A相为例，通过修改CMPR值，可达到补偿目的。
其中，CMPR_a1为补偿前的CMPR参考值，CMPR_a1′为补偿后的CMPR参考值，DBTCONA.all为设置死区时间的寄存器。但是，当时，取当CMPR_a2≥DBTCONA.all时，取CMPR_a2＝DBTCONA.all。同理，B、C两相同A相补偿方式相同。CMPR_a1.2.3分别对应ABC三相比较寄存器中的值。
在具体实施中，以额定功率1.5kW的PMSM为例，电机的转轴与转矩测试仪相连接，转矩测试仪另一端与磁粉制动器相连。通过调节其激磁电流来控制负载转矩进行带载实验。电机与控制器底板U、V、W端口相连接，电机上编码器信号输出给DSP控制板，经光耦隔离处理电路后DSP进行速度计算。整个系统构成PMSM振动测试实验平台。测量电机振动时，采用北京万博振通检测有限公司的BVM-300-4M振动测试仪。该仪器是由数据采集、DSP和PC机等部分组成，该设备配有上位机软件可进行分析和显示测量数据。通过传感器检测到的信号经数据采集转换成数字信号。DSP处理采集的信号，并传到上位机PC机软件进行数据分析和保存测量结果。高性能，各通道独立的AD转换，24位AD转换精度，动态范围高达110dB，最高采样率64kHz。在上述的实验平台上进行研究，将控制器中死区时间设置为3.2μs，载波频率5kHz，频率50Hz，PMSM额定功率1.5kW，最大转速2000r/min，额定电压220V，额定电流9.0A，额定转矩7.16N·m，电机极对数4。采用Tektronix公司SC-TDS1001B型号示波器及钳形电流表对电机相电流进行检测。图7(a)是电机空载运行时补偿前相电流波形，通过对图7(a)中的电流波形进行MATLAB频谱分析，得到图7(b)的分析结果。图7(b)为补偿前频谱分析结果，可看出5次谐波含量较大。图8(a)和图8(b)为死区补偿后相电流波形及频谱分析结果，可看出5次、7次谐波含量降低。
另外BVM-300-4M振动测试仪有三通道传感器，振动的大小是通过振动加速度来衡量的。在PMSM振动测试安装平台上共安装3个加速度传感器，其中通道1和2测量电机端盖径向的振动加速度，通道3测量电机安装板处径向的振动。压电加速度传感器型号为朗斯测试技术公司LC0101型，量程为50g，灵敏度为100mV/g，频率范围为0.5-2000Hz，分辨率为0.0002g，谐振频率为25kHz。该传感器检测沿着自身放置方向。图9为未加入死区补偿时三个通道的振动频谱分析，图10为加入死区补偿后三个通道的振动频谱分析。电机相电流中含有5次、7次谐波，而5次谐波将产生4倍频和6倍频的电磁力，7次电流谐波将产生6倍频和8倍频的电磁力。电机运行频率50Hz，速度750r/min，所以200Hz、300Hz和400Hz处振动幅值大，与实验结果一致。图10(a)和(b)为通道1和2测量电机端盖径向振动加速度，电机运行频率50Hz，振动谱中基频100Hz，即2倍频。6倍频300Hz处振动加速度明显，与理论分析结果相一致。6次复合谐波主要由非正弦磁链失真及电流失真引起的。此外，从图9和图10中均可看出，机械频率20Hz下振动较大，但该机械振动并不是电磁力引起的，而是电机制造工艺和安装水平等因素引起的。图9(c)为通道3测量电机安装板处径向的振动加速度。加入死区补偿算法后，通道1电机端盖径向振动加速度如图10(a)所示，300Hz处振动幅值由0.4下降到0.2，变化明显。通道2电机端盖径向振动加速度如图10(b)所示，50Hz 处幅值由0.04增加到0.09，100Hz处幅值由0.22上升到0.27，300Hz处幅值由0.42下降到 0.35。通道3电机安装板处径向振动加速度如图10(c)，300Hz处幅值由0.77下降到0.67。通过分析补偿前后相电流的波形及频谱分析，得出通过加入补偿算法后，电流中5次、7次谐波含量降低。从振动加速度频谱中分析，补偿后，4倍、6倍、8倍频处振动幅值下降。通过上述实验研究，从而验证本发明死区补偿算法理论分析的正确性。
本发明还提供一种实施例的计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现上述方法的步骤即图3中的步骤。
本发明的计算机可读存储介质，根据所述三相电流的不同极性，通过死区时间对三相触发信号导通时刻进行补偿以使补偿后触发导通时刻与理想触发导通时刻相同，使得实现对电机电流谐波的抑制，减小电机产生的振动，从而提供电机在低速时的性能。
上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理和最佳实施例，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。

Claims (8)

1.一种抑制电机电流谐波的补偿方法，其特征在于：所述补偿方法包括以下步骤：
采样逆变器输出的三相电流值；
对所述逆变器输出的三相电流值进行坐标变换得到滤波后励磁分量和滤波后转矩分量分别对应的幅值和相角；
根据励磁分量和转矩分量分别对应的幅值和相角以及预设的电流空间矢量角与电流极性的映射表，得到所述三相电流的极性；
根据所述三相电流的不同极性，通过死区时间对三相触发信号导通时刻进行补偿以使补偿后触发导通时刻与理想触发导通时刻相同。
2.如权利要求1所述的补偿方法，其特征在于：所述对所述逆变器输出的三相电流值进行坐标变换得到励磁分量和转矩分量分别对应的幅值和相角步骤，具体包括：
根据所述逆变器输出的三相电流值，得到三相电流中包含的高频谐波；
对所述逆变器输出的三相电流值进行坐标变换得到励磁分量和转矩分量；
根据三相电流中包含的高频谐波对所述励磁分量和转矩分量进行滤波，得到滤波后的励磁分量和转矩分量；
根据滤波后的励磁分量和转矩分量，得到滤波后励磁分量和滤波后转矩分量分别对应的幅值和相角。
3.如权利要求2所述的补偿方法，其特征在于：所述根据所述电机的三相电流值，得到三相电流中包含的高频谐波的计算公式如下：
其中，ia、ib和ic为逆变器输出的三相电流值，iah、ibh和ich为三相电流中包含的高频谐波，ω为定子电流的角频率。
4.如权利要求1所述的补偿方法，其特征在于：所述根据滤波后励磁分量和转矩分量分别对应的幅值和相角以及预设的电流空间矢量角与电流极性的关系映射表，得到所述三相电流的极性的步骤，具体包括以下步骤：
根据滤波后励磁分量和转矩分量分别对应的幅值和相角得到定子电流的空间矢量角；
根据所述定子电流的空间矢量角以及预设的电流空间矢量角与电流极性的关系映射表，得到所述三相电流的极性。
5.如权利要求1所述的补偿方法，其特征在于：所述根据滤波后励磁分量和转矩分量分别对应的幅值和相角得到定子电流的空间矢量角的计算公式如下：
θ＝θ1+θ2；
其中，θ是定子电流的空间矢量角，θ1是定子角频率ω的积分角，θ2是定子电流矢量与励磁分量的夹角。
6.如权利要求1所述的补偿方法，其特征在于：预设的电流空间矢量角与电流极性的关系映射表具体为：
预设的电流空间矢量角、扇区与电流极性的关系映射表。
7.如权利要求1所述的补偿方法，其特征在于：所述根据所述三相电流的不同极性，通过死区时间对三相触发信号导通时刻进行补偿以使补偿后触发导通时刻与理想触发导通时刻相同的计算公式如下：
其中，Ta为一个桥臂的理想触发导通时刻，T′a为所述桥臂的补偿后触发导通时刻，td为死区时间，ia表示A相的输出电流。
8.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该程序被处理器执行时实现如权利要求1-7任意一项所述方法的步骤。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111697897A (zh) * 2020-05-28 2020-09-22 上海大郡动力控制技术有限公司 基于预测电流的电机控制器死区时间补偿方法
CN111756287A (zh) * 2020-06-18 2020-10-09 中车永济电机有限公司 基于电流预测的适用于永磁电机控制的死区补偿方法
CN116795168A (zh) * 2023-08-21 2023-09-22 希望森兰科技股份有限公司 基于虚拟磁链的变频器老化功率因数控制方法

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111697897A (zh) * 2020-05-28 2020-09-22 上海大郡动力控制技术有限公司 基于预测电流的电机控制器死区时间补偿方法
CN111756287A (zh) * 2020-06-18 2020-10-09 中车永济电机有限公司 基于电流预测的适用于永磁电机控制的死区补偿方法
CN116795168A (zh) * 2023-08-21 2023-09-22 希望森兰科技股份有限公司 基于虚拟磁链的变频器老化功率因数控制方法
CN116795168B (zh) * 2023-08-21 2023-10-31 希望森兰科技股份有限公司 基于虚拟磁链的变频器老化功率因数控制方法

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