CN112803858B - 一种基于h桥逆变器的永磁容错电机改进电流滞环控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种永磁容错电机改进电流滞环控制方法，包括：该方法应用于控制永磁容错电机的H桥逆变电路，在一个采样周期内，将给定电机转速与实际转速进行比较、将比较后的差值输入至转速PI调节器进行计算得到电机在d‑q坐标系下的电流值，通过Park反变换和Clark反变换得到永磁容错电机的相电流给定值；根据电机实际角速度和转子位置计算绕组当前的反电动势，根据各相绕组的反电动势、直流母线电压、绕组电感计算本次采样周期对应的滞环宽度；根据采样时的每相绕组实际电流值确定电流所在区域，进而获取每个采样周期内最优占空比；基于最优占空比通过PWM调制的方式得到所需要的驱动脉冲，进而输送到H桥逆变器中。

Description

一种基于H桥逆变器的永磁容错电机改进电流滞环控制方法

技术领域

本发明涉及电机控制领域，尤其涉及基于H桥逆变器的永磁容错电机控制，是一种永磁容错电机改进电流滞环控制方法。

背景技术

目前关于永磁容错电机的控制算法主要还是应用于双绕组及三相永磁同步电机，它们的定子结构多为3相绕组带中性点结构，它们的控制拓扑多为3相六桥臂结构，而永磁容错电机的定子绕组采用各项独立的单层集中式结构，它的控制拓扑为各相独立的H桥拓扑驱动方式，由于其独立的绕组结构优势，使其直接通过控制每相H桥来调节每相绕组电流变得更加容易和可靠。截止目前国内对于永磁容错电机这种基于H桥拓扑的控制算法，已经出现了较多类型，例如，直接转矩容错控制，模型预测电流容错控制，模糊电流滞环控制等。但是受制于符合实际的低采样频率和控制算法的复杂程度，这些算法在符合实际工况的低频(1K～100K)时，电机每相电流脉动和电磁转矩脉动较大，实际效果不理想。现有技术中公开了一种永磁同步电机模糊滞环电流控制系统及方法(申请号：CN201811168570.6)，该方法将速度误差和误差变化量作为模糊逻辑控制器输入，输出量G与滞环控制器输出信号匹配，控制PWM产生相应占空比的六路PWM信号，控制逆变器的六个功率开关管，使得电机稳定运行，该申请与传统方法相比，电流跟踪控制的响应速度和稳态精度较好。但是该方法电机的控制拓扑为3相6桥臂、和六相永磁轮缘推进电机的H桥控制拓扑不同，但控制方法可以进行比较。它采用的是模糊滞环电流控制算法，是在传统电流滞环基础上进行的改进，是采用变占空比的控制算法，控制效果较传统电流滞环控制要好，但是该方案是基于固定环宽的电流滞环控制算法，但是当控制器母线电压一定时，在一个转速周期内，转子位置不同，电流的变化率也不同，所以固定环宽很难找到最为合适的占空比。

发明内容

根据现有技术存在的问题，本发明公开了一种永磁容错电机改进电流滞环控制方法，该方法应用于H桥拓扑的永磁容错电机结构，包括：

在一个采样周期内，将给定电机转速与实际转速进行比较、将比较后的差值输入至转速PI调节器进行计算得到电机在d-q坐标系下的电流值，通过Park反变换和Clark反变换得到永磁容错电机的相电流给定值；

根据电机实际角速度和转子位置计算绕组当前的反电动势，在固定开关频率下，根据各相绕组的反电动势、直流母线电压、绕组电感计算本次采样周期对应的环宽；

根据采样时的每相绕组实际电流值确定电流所在区域、进而获取每个固定采样周期内最优占空比；

基于最优占空比通过PWM调制的方式得到每个采样周期所需要的驱动脉冲并输送到H桥逆变器中，从而对永磁容错电机进行控制。

进一步的，所述环宽h采用如下方式获取：根据每相绕组的反电动势e、采样频率f、母线电压V_dc以及每相绕组电感L获得每次采样周期内的环宽h：

进一步的，在每个采样周期开始时，相电流实际波形存在三种状态为环的下侧、环的内侧和环的上侧，

第一种状态∶i_ref-i>h

此时相电流实际值在给定值i_ref以下，且相电流与给定值的差值超过了环宽h，则给予该相绕组正向电压，定义这段时间为t_up，再给予该相绕组反向电压定义这段时间为t_down，

则按照该时间顺序控制单相H桥逆变电路先上升到环宽的最高值再下降，直至本次周期结束，在保证实际相电流在环宽内运动的前提下，确定一个采样周期内H桥拓扑4个开关管的最佳开关动作，从而确定一个采样周期的占空比

由于出现t_up+t_down≠T的情况，所以分两种情况进行重新计算t_up和t_down

在第二种状态下:选择让相电流先下降到环底在上升到环顶部在下降，直到一个采样周期结束；在第三种状态下选择让相电流下降到环底在上升，直到采样周期结束，或者存在相电流上升到环顶在下降的情况，则将第二、三种状态采用一种控制方式求出电流下降时间t_down、上升时间t_up：

第二种状态下：-h≤i_ref-i≤h；

第三种状态下：i_ref-i<-h

根据当前采样周期求出的最合适的环宽计算开关管的开通关断时间，即计算电流上升时间t_up、电流下降时间t_down：

由于出现t_up+t_down≠T的情况，所以分两种情况进行重新计算t_up和t_down，进而计算占空比

基于上述技术方案，本发明提供的一种永磁容错电机改进电流滞环控制方法，该方法通过分析一个采样周期相电流可能的动态过程，提出了变环宽、变占空比改进控制方法；在10KHz采样频率下，改进电流滞环控制算法，相对于传统电流滞环控制算法有以下几点优势：1、电机相电流的正弦度明显更好，2、电机相电流的波动程度更低，3、电机的电磁转矩转矩脉动明显降低，因此该方法“基于H桥拓扑的永磁容错电机改进电流滞环控制方法”,在低频时相对传统电流滞环控制方法效果好很多，可以说在低频下具有和大多数复杂算法高频时一样好的控制效果，完全满足实际控制需求，且控制算法简单，为基于H桥拓扑控制的永磁容错电机提供了一个非常实用且可靠的控制算法，同时该方法也适用于任何基于H桥逆变器拓扑控制的实验设备。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明中六相永磁容错电机结构示意图

图2为本发明中六相永磁容错电机电流滞环改进控制方法框图

图3为本发明中无故障下采用传统电流滞环控制方法的B相电流波形图

图4为本发明中无故障下采用改进电流滞环控制方法的B相电流波形图

图5为本发明中无故障下采用传统电流滞环控制方法的电磁转矩波形图

图6为本发明中无故障下采用改进电流滞环控制方法的电磁转矩波形图

图7为本发明中A相开路故障下采用传统电流滞环控制方法的B相电流波形图

图8为本发明中A相开路故障下采用改进电流滞环控制方法的B相电流波形图

图9为本发明中A相开路故障下采用传统电流滞环控制方法的电磁转矩波形图

图10为本发明中A相开路故障下采用改进电流滞环控制方法的电磁转矩波形

图11为本发明中改进电流滞环一相控制框架图

图12为本发明中改进电流滞环一个采样周期电流波形图

图13为本发明中当相电流为第一种状态时一个采样周期波形图

图14为本发明中相电流为第二种状态时一个采样周期波形图

图15为本发明中当相电流为第三种状态时一个采样周期波形图

图16为本发明中采用PWM调制方式的原理图

具体实施方式

为使本发明的技术方案和优点更加清楚，下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚完整的描述：

永磁容错电机控制系统由永磁容错电机、逆变器、位置传感器、电压电流传感器、供电电源等部分组成，电机结构如图1所示，定子绕组采用各相独立的单层集中式绕组结构，它的控制拓扑为各相独立的H桥拓扑驱动的方式。因此，可以实现相与相之间的磁隔离、电气隔离、物理隔离以及热隔离功能，同时保证每相绕组具有较大的电感值，可以抑制短路电流，保证短路相不会对其他正常相的工作造成影响。所以，永磁容错电机能够提高系统的可靠性和容错性。

如图2所示：本发明公开的一种永磁容错电机改进电流滞环控制方法，包括如下步骤：

S1:在一个采样周期T_S内，由给定电机转速与编码器输出信号计算得到的实际转速进行比较，将比较后的差值经由转速PI调节器计算得到电机在d-q坐标系下的电流值，然后通过Park反变换和Clark反变换得到永磁容错电机的相电流给定值。

S2:通过电机实际角速度和转子位置计算出绕组当前的反电动势(公式1)，根据各相绕组的反电动势、直流母线电压、绕组电感计算出本次采样周期对应的环宽。

环宽计算采用如下方式：如图11所示，当全桥拓扑T1、T4管开通，T2、T3管关断时，电机绕组电流的变化率为正值，即(V_dc–e)/L，忽略相绕组的电阻产生的压降，绕组电流处于上升阶段，如图12所示，t～(t+DT)段，所以：

上式，T为采样周期，D为占空比。当T2、T3管导通，T1、T4关断时，绕组电流处于下降阶段，如图12所示，(t+DT)～(t+T)段，其中Δi为大于0的标量，所以：

结合(1-3)、(1-5)可得：

由(1-7)可得：

式(9)中，设定h为环宽，f为开关频率，V_dc为母线电压，e为每相绕组反电动势，因此计算出反电动势，确定好采样频率，母线电压，每相绕组电感，就可以求出每次采样周期内，最适合的环宽。

S3:在确定好每次采样周期对应的环宽之后，就可以根据采样时的每相绕组实际电流值确定电流所在区域，进而算出每个周期内最理想的占空比。

在每个采样周期开始时，相电流实际波形存在三种状态，即环的下侧，环的内侧，环的上侧，如图13、14、15所示，

即

如图13所示，为第一种状态，即i_ref-i>h。此时相电流实际值在给定值i_ref以下，且相电流与给定值的差值超过了环宽h，那么我们可以按先开通1、4管关闭2、3管，定义这段时间为t_up；然后切换为开通2、3管关闭1、4管状态，定义这段时间为t_down。按这个时间顺序控制逆变器(回看图11)，也就是让电流先上升到环宽的最高值，再下降。然后根据当前采样周期求出的最合适的环宽，计算出开关管的开通关断时间，进而算出本周期开关管的占空比，然后通过PWM调制，将所得的PWM驱动脉冲输送到H桥逆变器中，如图16所示。

由式(11)可以求得

由于采样频率是固定的，但采样时，电流实际值不确定，环宽不固定，所以可能会出现t_up+t_down≠T的情况，所以我们分两种情况进行重新计算t_up、t_down，进而计算出占空比

(2)如图14所示为第二种状态，-h≤i_ref-i≤h,在这种情况下，我们可以选择让相电流先下降到环底在上升到环顶部在下降，直到一个采样周期结束，如图15所示为第三种状态，i_ref-i>-h，在这种情况下，我们可以选择让相电流下降到环底在上升，直到采样周期结束，也有可能存在相电流上升到环顶在下降的情况，那么通过上述分析，我们可以把图14、15两种状态采用一种控制方式，求出电流下降时间t_down、上升时间t_up。

由式(14)可以求得

由于采样频率是固定的，但采样时，电流实际值不确定，环宽不固定，所以可能会出现t_up+t_down≠T的情况，所以我们分两种情况进行重新计算t_up、t_down，进而计算出占空比

S4:将S3算出的占空比通过PWM调制的方式得到所需要的驱动脉冲，进而输送到H桥逆变器中，从而对永磁容错电机进行控制。如图15所示，从上图可以看出，此时参考值Ref和占空比的关系为：D＝0.5*Ref+0.5或Ref＝2*D–1，那么我们可以通过第3步求得的占空比求出对应的参考值，然后和采样频率一致的三角形载波进行比较，输出正反两路PWM，一路控制1、4开关管，一路控制2、3开关管。

S5:当电机A相发生断路故障时，控制方式大体上和无故障控制方式相同，主要区别在于在发生断路故障时，引入电流故障判断、电流重新分配单元，采用电流矢量控制方式重新分配给定参考电流，使得电机电磁转矩与正常运行时的电磁转矩相等，输出转矩保持恒定，抵消一相断路产生的转矩脉动，使得永磁容错电机在故障情况下仍然能够稳定运行。

仿真实验验证：我们以基于H桥拓扑的六相永磁容错电机为例，看一下“变环宽”“变占空比”改进电流滞环控制方法与“定环宽”“定占空比”传统电流滞环控制方法的对比仿真实验效果。

六相永磁容错电机正常工作：图3、图4、图5、图6分别为基于H桥拓扑的六相永磁容错电机正常工作时的转速及转矩波形对比，其采样频率为10KHz，给定转速为300r/min，负载转矩为15N·m。

相电流波形对比：图3、图4分别为六相永磁容错电机带负载运行时的B相电流波形。可见六相永磁容错电机采用改进电流滞环控制方法的相电流波形正弦度明显好于采用传统电流滞环控制方法，同时相电流的脉动相较于传统电流滞环控制方法也明显减小。

电磁转矩波形对比：图5、图6分别为六相永磁容错电机带负载运行时的电磁转矩波形，我们可以看到改进电流滞环控制方法的转矩仅在正负0.3N·m左右波动，而传统电流滞环控制方法在同等低频条件下转矩脉动在正负3N·m左右波动，转矩脉动相对于传统电流滞环控制方法明显减小。

因此通过图3、图4、图5、图6的对比，可以看出在正常工作状态，改进电流滞环控制方法在得到的相电流波形的正弦度和脉动、电磁转矩脉动明显减小，相较于传统的定环宽定占空比电流滞环控制方法具有更加优异的性能和实用价值。

六相永磁容错电机一相开路故障：图7-图10分别为传统电流滞环控制方法和改进电流滞环控制方法在开路故障状态下的仿真波形，其采样频率为10KHz，给定转速为300r/min，负载转矩为15N·m，在仿真到1秒时发生A相开路故障，在1.1秒时施加容错控制策略。

综上分析可以得到改进电流滞环控制可以实现电机在一相开路故障状态下的正常运行，且相电流波形正弦度及脉动和转矩脉动相对于传统电流滞环控制具有明显的改进。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种永磁容错电机改进电流滞环控制方法，其特征在于：该方法应用于控制永磁容错电机的H桥逆变电路，所述永磁容错电机为六相永磁容错电机，所述永磁容错电机的定子绕组采用各相独立的单层集中式绕组结构；包括：

在一个采样周期内，将给定电机转速与实际转速进行比较、将比较后的差值输入至转速PI调节器进行计算得到电机在d-q坐标系下的电流值，通过Park反变换和Clark反变换得到永磁容错电机的相电流给定值；

根据电机实际角速度和转子位置计算绕组当前的反电动势，在固定开关频率下根据各相绕组的反电动势、直流母线电压、绕组电感计算本次采样周期对应的滞环宽度h；

根据采样时的每相绕组实际电流值确定电流所在区域、进而获取每个固定采样周期内最优占空比；

基于最优占空比通过PWM调制的方式得到每个采样周期所需要的驱动脉冲并输送到H桥逆变器中，从而对永磁容错电机进行控制；

当电机A相发生断路故障时，引入电流故障判断、电流重新分配单元，采用电流矢量控制方式重新分配给定参考电流，使得电机电磁转矩与正常运行时的电磁转矩相等，输出转矩保持恒定，抵消一相断路故障产生的转矩脉动，使得六相永磁容错电机在故障情况下仍然能够稳定运行；

所述环宽h采用如下方式获取：根据每相绕组的反电动势e、采样频率f、母线电压V_dc以及每相绕组电感L获得每次采样周期内的环宽h：

在每个采样周期开始时，相电流实际波形存在三种状态：为环的下侧、环的内侧和环的上侧，

第一种状态∶i_ref-i>h；

此时相电流实际值在给定值i_ref以下，且相电流与给定值的差值超过了环宽h，则给予该相绕组正向电压，定义这段时间为t_up，再给予该相绕组反向电压,定义这段时间为t_down：

则按照该时间顺序控制单相H桥逆变电路先上升到环宽的最高值再下降，直至本次周期结束，在保证实际相电流在环宽内运动的前提下，确定一个采样周期内H桥拓扑4个开关管的最佳开关动作，从而确定一个采样周期的占空比

由于出现t_up+t_down≠T的情况，所以分两种情况进行重新计算t_up和t_down：

在第二种状态下:选择让相电流先下降到环底再上升到环顶部再下降，直到一个采样周期结束；在第三种状态下选择让相电流下降到环底再上升，直到采样周期结束，或者存在相电流上升到环顶再下降的情况，则将第二、三种状态采用一种控制方式求出电流下降时间t_down、上升时间t_up：

第二种状态下：-h≤i_ref-i≤h；

第三种状态下：i_ref-i<-h；

根据当前采样周期求出的最合适的环宽计算开关管的开通关断时间，即计算电流上升时间t_up、电流下降时间t_down：

由于出现t_up+t_down≠T的情况，所以分两种情况进行重新计算t_up和t_down，进而计算占空比

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