CN103684207A - 一种永磁电机变占空比电流滞环控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种对永磁电机进行变占空比电流滞环控制的方法，包括：首先计算每次采样频率下的环宽，判断电流所在的区域；其次，计算每个PWM周期下的开通与关断时间；最后，通过将开通与关断时间与PWM波周期进行比较，产生能够使实际电流跟踪给定电流的不同占空比的PWM波。本方法实现了电流滞环控制开关频率恒定，提高了PWM波在一个PWM周期的利用率，同时也降低了采样频率，可以在一个较低的采样频率下，达到与高采样频率相媲美的效果，降低了电机电流的谐波分量。

Description

一种永磁电机变占空比电流滞环控制方法

技术领域

本发明涉及电机驱动与控制技术领域，尤其涉及一种对以永磁电机为代表的变频驱动系统进行改变占空比的电流滞环控制方法。

背景技术

传统的永磁电机电流滞环控制是通过对电机定子绕组的电流实际反馈信号与给定信号相比较，若实际电流与给定电流的偏差超过给定环宽，则开关管动作，使实际电流尽快地跟踪给定电流。由于电流滞环跟踪控制方法精度高、响应快，且易于实现，因此，电流滞环控制在逆变电源、有源滤波和交流调速等场合得到了广泛的运用。另一方面，电流滞环的跟踪精度与滞环宽度有关，同时还受功率开关器件最大允许开关频率、散热等条件的制约。当环宽选取过大时，开关频率较低，导致电流波形失真严重、谐波分量高、跟踪效果差；当环宽选取过小时，电流跟踪性能较好，但会增大开关频率，引起过热、故障率高等问题。传统的电流滞环控制基本采用恒定采样频率的电流控制，占空比设置为100%或者0%，使开关频率不会超过采样频率，同时会使实际电流不能完全跟踪给定电流，电流波形畸变。

发明内容

本发明的目的是针对上述传统电流滞环控制算法的不足，提出了一种通过改变占空比实现开关频率恒定的电流滞环控制方法，能够实现永磁电机定子绕组电流更好地跟踪给定电流。

为了达到上述发明目的，本发明提出一种变占空比电流滞环控制的方法来实现恒定的开关频率、更低的负载电流畸变以及更高的效率，这个算法主要通过环宽来计算一个开关周期内开通时间与关断时间。

其中所述方法，包括：

根据采样得到转子位置信号、直流侧电压，计算每次采样频率下的环宽，判断电流所在的区域；

计算每个PWM周期下的开通与关断时间；

通过将开通与关断时间与PWM波周期进行比较，产生能够使实际电流跟踪给定电流的不同占空比的PWM波，驱动逆变器开关管动作。

其中，通过采样当前的电压、电流、转子位置信号来计算出下一PWM周期所需的开通关断时间，其采样周期同PWM周期中断的时间一致。

其中，所述的永磁电机为具有永磁体作为励磁源的电机，包括纯永磁电机和混合励磁电机。

其中，所述变占空比电流滞环控制方法亦适用于异步感应电动机、直流电机或其他类型电机的电流控制。

本发明的特点是通过设置一个固定的PWM周期以产生一个变化的环宽，保证逆变器的开关管在一个PWM周期只开通、关断各一次。因此，可近似认为PWM波的开关频率恒定。在PWM波开关频率恒定的条件下，通过计算得到在一个PWM周期内的开通与关断时间，使实际电流能够在给定环宽范围内上下振荡。在计算开通与关断时间时，所计算的量需是同一时刻采集到的。以上功能可以通过DSP或者其他高性能数字芯片软件编程和硬件相结合实现。

通过本发明实现了永磁电机定子端电流更好地跟踪给定电流，进而能够使电流波形失真度降低，谐波分量减小，保证了电机输出较为恒定的电磁转矩；

实现了电流滞环控制开关频率恒定，提高了PWM波在一个PWM周期的利用率，同时也降低了采样频率。可以在一个较低的采样频率下，达到与高采样频率相媲美的控制效果。

附图说明

图1是本发明电流分成四个区域的理论分析示意图；

图2是本发明所提出的永磁电机变占空比电流滞环控制的系统框图；

图3是本发明所提出的控制部分的系统框图；

图4是本发明用来实现变占空比的程序流程图；

图5是本发明用来产生PWM波的程序流程图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明进行具体描述。

本发明的基本操作步骤如下：

第一步是环宽计算，根据逆变器的直流侧输入电压、永磁电机在不同转速下的空载反电动势、电枢绕组电感确定环宽大小；

第二步是根据给定环宽大小、当前采样时刻反馈电流与给定电流的偏差、逆变器直流侧电压、当前转速下的永磁电机空载反电动势、绕组电感以及给定电流的变化率确定在下一个采样周期内开关管的导通时间与关断时间；

第三步是通过下一个采样周期内的导通时间和关断时间确定PWM波在下一个采样周期下的占空比。

具体实施步骤如下：

首先，将每个采样周期电流所在的位置分为四个区域：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\&Delta;i}\&GreaterEqual;h\\ \mathrm{\&Delta;i}\&le;-h\\ -h<\mathrm{\&Delta;i}<h,\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}>0\\ -h<\mathrm{\&Delta;i}<h,\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}<0\end{array}\right.---\left(1\right)$

在Δi≥h这个区域内（如图1所示）：

$\begin{array}{c}\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}=\frac{{0.5U}_{\mathrm{dc}}-E}{L}=\frac{\mathrm{FC}+\mathrm{CD}}{\mathrm{AD}}=\frac{d_1+t_{1\mathrm{on}}\frac{{\mathrm{di}}^{*}}{\mathrm{dt}}}{t_{1\mathrm{on}}}\\ \frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}=\frac{{-0.5U}_{\mathrm{dc}}-E}{L}=-\frac{\mathrm{FB}-\mathrm{BE}}{\mathrm{EG}}=\frac{2h-t_{1\mathrm{off}}\frac{{\mathrm{di}}^{*}}{\mathrm{dt}}}{t_{1\mathrm{off}}}\end{array}---\left(2\right)$

由式（2）可得：

$\begin{array}{c}{t}_{1\mathrm{on}}=\frac{d_{1}L}{{0.5U}_{\mathrm{dc}}-(E+L\frac{{\mathrm{di}}^{*}}{\mathrm{dt}})}\\ t_{1\mathrm{off}}=\frac{2\mathrm{hL}}{{0.5U}_{\mathrm{dc}}+(E+L\frac{{\mathrm{di}}^{*}}{\mathrm{dt}})}\end{array}---\left(3\right)$

$f=\frac{U_{\mathrm{dc}}^2-E^2}{{4\mathrm{hLU}}_{\mathrm{dc}}}---\left(4\right)$

$h=\frac{U_{\mathrm{dc}}^2-E^2}{{4\mathrm{fLU}}_{\mathrm{dc}}}---\left(5\right)$

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{if}(t_{1\mathrm{on}}+t_{1\mathrm{off}}\&le;T),t_{1\mathrm{on}}=t_{1\mathrm{on}},t_{1\mathrm{off}}=t_{1\mathrm{off}},t_{1\mathrm{on}}=T-t_{1\mathrm{on}}+t_{1\mathrm{off}}\\ \mathrm{if}(t_{1\mathrm{on}}+t_{1\mathrm{off}}>T),t_{1\mathrm{on}}=t_{1\mathrm{on}},t_{1\mathrm{off}}=T-t_{1\mathrm{on}}\\ \mathrm{if}(t_{1\mathrm{on}}>T),t_{1\mathrm{on}}=T\end{array}\right.---\left(6\right)$

由此可以得到在区域1时，PWM波在下一个采样周期下的占空比。其余三个区域可以参考区域1的分析方法得到，上述式子中的主要符号名称：

U_dc——逆变器输入侧直流侧电压，E——空载反电动势实时值，f——逆变器开关频率，h——滞环环宽，i——实际电流，i^*——给定电流，Δi——给定电流与实际电流之差，L——电机的绕组交轴电感，d₁——给定电流与环宽之和与实际电流的差的绝对值，即|i^*+h-i|，d₂——实际电流与环宽之和与给定电流的差的绝对值，即|i+h-i^*|，t_1on——PWM周期内导通时间，t_1off——PWM周期内关断时间，t_1on’——PWM周期下半段导通时间，T——PWM周期。

对永磁同步电机进行变占空比电流滞环控制包括以下几个方面：

（1）通过光电编码器将永磁同步电机的转子位置输送到DSP数字处理芯片中，然后将位置信号转化成速度信号；

（2）将实际转速与给定转速进行比较，得到每个采样频率下的转速差；

（3）通过PI转速调节器，由转速差得到给定i_d、i_q，通过Park逆变换得到给定三相i_a、i_b、i_c；

（4）通过当前转子位置和实时转速，根据有限元计算结果查表可得电机在当前转速和当前转子位置下的实时空载反电动势；

（5）由反电动势实时值、逆变器直流侧电压以及绕组电感，可得到在固定开关频率下该采样周期对应的环宽h；

（6）将采样得到的电机定子端电流瞬时值与Park逆变换得到的电流给定值比较，得到电流误差信号Δi。再将电流误差信号与环宽进行比较，可以判断出电机的电枢电流在当前采样频率下所在的区域；

（7）通过电流所在的区域，可以计算出在下一个PWM周期里面开关管开通与关断的时间，从而驱动逆变器开关管动作。

如图2所示，永磁电机变占空比电流滞环控制包括：转速PI调节器1、转矩-电流变换模块2、2r/3s变换（转子旋转两相/定子静止三相变换）3、开通时间与关断时间计算模块4、电流滞环比较PWM模块5、逆变器6、永磁电机7、光电编码器8、电机转速与位置计算模块9。

将光电编码器输出的位置信号进行处理，得到当前采样频率下的转速和转子位置电角度，用给定转速减去当前转速得到转速差，通过转矩和电流变换得到给定d、q轴电流，再通过Park逆变换得到给定的定子端电流i_a、i_b、i_c。在与实际电流比较之前，需要计算出当前采样周期对应的环宽，而环宽可由式(5)计算得到，其中逆变器的直流侧输入电压U_dc、当前的空载反电动势E都需要是同一时刻的值，采样周期同PWM波周期一致。

如图3所示，根据给定的定子端电流i^*、实际电流i以及当前环宽可以判断出电流所在区域，将区域分成4块，每一块代表不同的位置，具体区域的划分如式(1)所示。在采样频率为1/T下，可以计算出当前电流与给定电流上环宽的偏差d₁、与给定电流下环宽的偏差d₂，其中d₁＝|i-(i^*+h)|、d₂＝|i-(i^*-h)|。根据不同的区域选择不同的开通关断方式。

在不同区域内，PWM波的开通关断顺序是不一样的，其中区域1和区域3要先开通再关断；区域2和区域4是先关断再开通。开通与关断时间与电流偏差d₁、d₂，当前的环宽h，直流侧电压U_dc，反电动势E，电机电感L，以及给定电流的变化率di^*/dt，由于不同的区域PWM波开通与关断的顺序不一样，都可以参照图1来进行分析，推导过程如式(2)、(3)所示。在计算t_on与t_off时，等式右边变量的值是同一时刻采集到的，采样频率为1/T。

如图4所示，本实施例中的占空比变化可以通过该图所示的程序实现：在PWM周期T内采样定子端电流、反电动势E、直流侧电压U_dc，根据反电动势E、直流侧电压U_dc、电感L算该周期对应的环宽h。然后计算电流误差Δi以及该采样时刻的电流偏差d₁、d₂。然后根据实际电流的大小判断电流所在的区域，区域用编号N表示，最后根据不同的区域计算不同的开通关断时间以及开通关断顺序。

如图5所示，本实例中PWM波计算的时间以区域1为例（其他区域可以参考区域1），可能会出现开通时间或者关断时间超过PWM周期T的情况，要分情况讨论。当t_1on+t_1off≤T时，先开通后关断再开通；当t_1on+t_1off＞T时，会出现两种情况：t_1on＞T时，全开通；t_1on≤T时，先开通后关断。具体的开通关断时间如式(6)所示。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (4)

1.一种永磁电机变占空比电流滞环控制的方法，其特征在于：

根据采样得到转子位置信号、直流侧电压，计算每次采样频率下的环宽，判断电流所在的区域；

计算每个PWM周期下的开通与关断时间；

通过将开通与关断时间与PWM波周期进行比较，产生能够使实际电流跟踪给定电流的不同占空比的PWM波，驱动逆变器开关管动作。

2.根据权利要求1所述永磁电机变占空比电流滞环控制的方法，其特征在于通过采样当前的电压、电流、转子位置信号来计算出下一PWM周期所需的开通关断时间，其采样周期同PWM周期中断的时间一致。

3.根据权利要求1所述永磁电机变占空比电流滞环控制的方法，其特征在于所述的永磁电机为具有永磁体作为励磁源的电机，包括纯永磁电机和混合励磁电机。

4.根据权利要求1所述永磁电机变占空比电流滞环控制的方法，其特征在于所述变占空比电流滞环控制方法亦适用于异步感应电动机、直流电机或其他类型电机的电流控制。

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