CN107769628B

CN107769628B - 一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法及装置

Info

Publication number: CN107769628B
Application number: CN201711267743.5A
Authority: CN
Inventors: 孔全存; 温杰超; 刘桂礼; 骆荣坤; 冯金磊
Original assignee: Beijing Information Science and Technology University
Current assignee: Beijing Information Science and Technology University
Priority date: 2017-12-05
Filing date: 2017-12-05
Publication date: 2019-10-11
Anticipated expiration: 2037-12-05
Also published as: CN107769628A

Abstract

本申请涉及一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法及装置，该方法包括确定所述电机的转速运转模式；当所述电机处于低速运转模式时，在换相时，对不同状态下非换相绕组中上升的电流进行消减；当所述电机处于高速运转模式时，在换相时，对不同状态下非换相绕组中跌落的电流进行补偿。该方法能够有效抑制低速、高速运转模式下永磁无刷直流电机的非换相转矩脉动，提高永磁无刷直流电机的控制精度和系统的稳定性，提升电机工作效率，拓宽永磁无刷直流电机的使用范围和场合。

Description

一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法及装置

技术领域

本申请涉及机电控制技术领域，尤其涉及一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法及装置。

背景技术

永磁无刷直流电机(Brushless DC machine,BLDCM)是定子绕组感应电势波形为梯形波的永磁同步电机。传统直流电机具有调速性能好、运行效率高等诸多优点，但由于存在机械式的电刷和换向器，带来了换相火花等一系列问题。永磁无刷直流电机很好地弥补了传统直流电机的不足，永磁无刷直流电机保留了传统直流电机的优良调速性能，又省去了机械式电刷和换向器，因而永磁无刷直流电机在自动化领域应用广泛。

永磁无刷直流电机在高稳定性和高精度要求的应用场合还略显不足，这是电磁转矩脉动问题，特别是换相转矩脉动影响了它在高性能交流调速系统中的应用，因此，转矩脉动抑制技术是提高永磁无刷直流电机性能所面临的首要问题。

发明内容

为了解决上述技术问题或者至少部分地解决上述技术问题，本申请提供了一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法及装置。

有鉴于此，第一方面，本申请提供了一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制装置，用于对永磁无刷直流电机进行控制，所述永磁无刷直流电机包括电枢绕组A、电枢绕组B和电枢绕组C，三个电枢绕组的连接方式为Y型连接，该装置包括：逆变器(1)、双H桥变换器(2)和中心电压检测模块(6)，其中，

所述逆变器(1)包括：直流电源E和三个逆变支路，每个逆变支路由两个复合开关管组成，其中，一个复合开关管的源极与直流电源E的负极电连接，漏极与另一复合开关管的源极相串联；另一复合开关管的漏极与直流电源E的正极电连接；每个复合开关管的源极与漏极之间并联有二极管，且二极管的导通方向由源极指向漏极；每个复合开关管的栅极作为控制端；三个逆变支路中两个复合开关管的串联中间点分别与三个电枢绕组相连接；

所述双H桥变换器(2)包括：可调直流电源E_A和四个变换器支路，每个变换器支路由两个复合开关管组成，其中，一个复合开关管的源极与可调直流电源E_A的负极电连接，漏极与另一复合开关管的源极相串联；另一复合开关管的漏极与可调直流电源E_A的正极电连接；每个复合开关管的源极与漏极之间并联有二极管，且二极管的导通方向由源极指向漏极；每个复合开关管的栅极作为控制端；四个变换器支路中两个复合开关管的串联中间点分别与电枢绕组的中心点、三个电枢绕组相连接；

所述中心电压检测模块(6)的一端与电枢绕组的中心点电连接，另一端与所述可调直流电源E_A的控制端电连接；

所述逆变器(1)和所述双H桥变换器(2)的接地端分别接地。

可选地，所述逆变器(1)和所述双H桥变换器(2)的接地端不共地，且所述双H桥变换器(2)的接地端与参考地连接。

可选地，从电枢绕组端点流向中心点方向的电流为正方向，从中心点流向电枢绕组端点方向的电流为负方向。

第二方面，本申请提供了一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法，用于对永磁无刷直流电机进行控制，所述永磁无刷直流电机包括电枢绕组A、电枢绕组B和电枢绕组C，三个电枢绕组的连接方式为Y型连接，该方法包括：

确定所述电机的转速运转模式；

当所述电机处于低速运转模式时，在换相时，对不同状态下非换相绕组中上升的电流进行消减；

当所述电机处于高速运转模式时，在换相时，对不同状态下非换相绕组中跌落的电流进行补偿。

可选地，当所述电机处于低速运转模式时，非换相绕组A在换相期间，非换相绕组A的电流i_a幅值上升到i’_a，使得双H桥变换器控制相应开关管导通；

利用流入到中心点的反向电流i_a0对非换相绕组A的电流i’_a进减消减，使得消减后电流i_a＝i’_a-i_a0同换相时刻前相等。

可选地，当所述电机处于低速运转模式时，非换相绕组C在换相期间，非换相绕组C的电流i_c幅值上升到i’_c，使得双H桥变换器控制相应的开关管导通；

利用流出中心点的反向电流i_c0对非换相绕组C的电流i’_c进行消减，使得消减后电流-i_c＝-i’_c+i_c0同换相时刻前相等。

可选地，当所述电机处于低速运转模式时，非换相绕组B在换相期间，非换相绕组B的电流i_b幅值上升到i’_b，使得双H桥变换器控制相应开关管导通；

利用流入到中心点的反向电流i_b0对非换相绕组B的电流i’_b进行消减，使得消减后电流i_b＝i’_b-i_b0同换相时刻前相等.

可选地，当所述电机处于高速运转模式时，非换相绕组A在换相期间，非换相绕组A的电流i_a幅值跌落到i’_a；

利用中心电压检测模块(6)通过检测中心点u_o的电压幅值；

根据检测到的电压调节补偿侧可调直流电源E_A的电压，使得双H桥变换器控制相应开关管导通；

利用流出中心点的同向电流i_a0对非换相绕组A的电流i’_a进行补偿，使得补偿后电流i_a＝i’_a+i_a0同换相时刻前相等。

可选地，当所述电机处于高速运转模式时，非换相绕组C在换相期间，非换相绕组C的电流i_c幅值跌落到i’_c；

利用中心电压检测模块(6)通过检测中心点u_o的电压幅值；

利用流入到中心点的同向电流i_c0对非换相绕组C的电流i’_c进行补偿，使得补偿后电流-i_c＝-i’_c-i_c0同换相时刻前相等。

可选地，当所述电机处于高速运转模式时，非换相绕组B在换相期间，非换相绕组B的电流i_b幅值跌落到i’_b；

利用中心电压检测模块(6)通过检测中心点u_o的电压幅值；

利用流出中心点的同向电流i_b0对非换相绕组电流i’_b进行补偿，使得补偿后电流i_b＝i’_b+i_b0同换相时刻前相等。

本申请实施例提供的上述技术方案与现有技术相比具有如下优点：

本发明设计的一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法分为低、高速抑制。

电机低速运行时，非换相电流在换相期间峰值显著上升，基于本发明一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法，通过控制双H桥变换器相应桥开关管的导通与关断，实现在换相期间，引入反向电流对非换相绕组中不同流向的电流进行消减，达到非换相电流上升峰值趋于同换相前平稳的控制，从而减小低速运行时永磁无刷直流电机换相转矩脉动，其中从电枢绕组端点流向中心点方向的电流为正方向，从中心点流向电枢绕组端点方向的电流为负方向。

电机高速运行时，非换相电流在换相期间峰值显著跌落，基于本发明一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法，由中心电压检测模块检测中心点u_o的电压幅值后调节双H桥变换器的可调直流电源E_A，通过控制双H桥变换器相应桥开关管的导通与关断，实现在换相期间引入同向电流对非换相绕组中不同流向的电流进行补偿，达到非换相电流跌落峰值趋于同换相前平稳的控制，从而减小高速运行时永磁无刷直流电机换相转矩脉动。

附图说明

此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本发明的实施例，并与说明书一起用于解释本发明的原理。

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本申请实施例提供的一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制装置的电路示意图；

图2(a)是双H桥变换器在电机低速运转下非换相绕组A的工作换相图；

图2(b)是双H桥变换器在电机低速运转下非换相绕组C的工作换相图；

图2(c)是双H桥变换器在电机低速运转下非换相绕组B的工作换相图；

图3(a)是双H桥变换器在电机高速运转下非换相绕组A的工作换相图；

图3(b)是双H桥变换器在电机高速运转下非换相绕组C的工作换相图；

图3(c)是双H桥变换器在电机高速运转下非换相绕组B的工作换相图；

图4是补偿前后永磁无刷直流电机低速运行时序图；

图5是补偿前后永磁无刷直流电机高速运行时序图。

具体实施方式

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

申请人通过研究发现，引起永磁无刷直流电机电磁转矩脉动的主要原因有两方面：

一方面是由电机机械设计不合理和转子磁钢充磁不理想造成的转矩脉动，该转矩脉动可通过电机合理设计得到优化；另一方面是因为电机相电感存在，定子电流从一相切换到另一相时产生换相延时，引起换相绕组中电流下降速率和上升速率不相等，造成非换相电流畸变，从而引起转矩脉动。对永磁无刷直流电机而言，换相时其转矩脉动最高可达平均转矩的50％左右，因此,抑制换相转矩脉动成为减小电机整体转矩脉动的关键问题。

当前解决永磁无刷直流电机换相转矩脉动的方法主要分为电压控制法和电流控制法。电压控制法是通过在直流母线侧增加变换器电路，控制直流母线电压大小实现电机转矩脉动抑制目的，其中主要包括基于准Z源变换器抑制法，基于BUCK变换器电路抑制法和基于Cuk变换器抑制法。

采用在逆变桥前级增加准Z源网络为主体的功率变换电路，根据霍尔信号获得换相时刻信息，换相期间由准Z源网络中开关器件合理选择电路，调整并维持直流母线输出电压为稳定的期望值，达到有效抑制转矩脉动的目的。该方法响应速度快，抑制转矩脉动明显，但该方法在转速变化时调整能力受限。采用在逆变桥加前级BUCK变换器的电路结构，把PWM调制转移到BUCK电路中，变电压源为电流源，通过控制BUCK电路开关管占空比大小，相应控制直流母线电流，有效减小电机在换相时的转矩脉动，该方法可以升高负载所需电压，但负载侧冗余电流无法有效处理。采用Cuk变换器改变输入电压控制法，变换器开关器件控制电路电容充放电，使非换相电流保持不变从而抑制换相转矩脉动，该方法使得换相时电流上升相与电流下降相的速率相等，从而有效减小换相期间的转矩脉动，但当升压较大时该电路难以实现，影响了该方法对永磁无刷直流电机转矩脉动抑制能力。

电流控制法是通过控制三相绕组中一相或几相电流来实现对永磁无刷直流电机转矩脉动抑制，其中主要包括重叠换相法，滞环电流法和电流预测法。

重叠换相法通过提前导通相导通时刻，延长关断相关断时刻，使导通相和关断相有一段重叠导通时间，从而抑制绕组电感效应引起的转矩脉动。恒频采样PWM电流控制最优开关策略，在重叠换相期间，通过对换相过程中电流的调节，实现将电流脉动控制在一定范围之内，该方法具有高效抑制高速运转模式下换相转矩脉动的优点，但实现过程需要离线求解开关状态并且算法复杂。

滞环电流法是将参考电流与实际电流进行比较，在换相时给出适合的触发信号来控制开关管导通和关断，采用滞环比较器控制非换相电流法，通过查表确定非换相电流相应参考值，再通过滞环比较器跟踪其参考值，从而抑制转矩脉动。该方法在理论上可以有效减少转矩脉动，但实际应用中对滞环比较器要求过高。

电流预测法是根据当前采集到的电流值，计算下一个开关周期中要产生所希望电流值需施加的电压，并将此电压转换为下一个开关周期的占空比，从而实现对电流的控制。在换相期间通过检测直流母线电流，采用换相电流预测方法，以非换相绕组上的电流在换相期间保持恒定为控制目标，使关断相关断，开通相上对占空比进行补偿，有效减小了换相转矩脉动，但该方法计算量大，控制相对复杂。

综上所述，电压控制法电路结构简单，实现容易，但抑制能力和控制精度相对不高。基于调整直流母线电压的Z源网络为主体的功率变换法，针对不同负载，Z源主电路不同，当负载发生变化时，主电路必须跟着变化，给实际工作中的应用带来局限性；基于逆变桥前级加BUCK电路利用改变直流母线电压控制电流的方法，采用逆变桥恒通方式，使得电机在整个转速范围内都有母线电压小于四倍反向电动势，但该控制方法逆变桥始终处于恒通状态，功率开关管利用率低；基于用Cuk变换器在换相时调整输入电压的方法，使其满足母线电压等于四倍反向电动势的关系，但由于自身性质限制，电路灵活性差，当转速改变较大时，电路输出能力不够，调整受限。电流控制法控制精度高，可控性强，但算法复杂，在线控制率低。采用控制非换相电流的滞环比较器法，虽然理论上可以减小脉动，但无刷直流电机换相时间在ms级，一般滞环比较器难以持续补偿。采用电流预测算法在一定转速范围内控制精度较高，但在实际应用中其精确模型的建立比较复杂。

为解决上述转矩脉动的问题，本发明设计了一种基于双H桥变换器的永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法，针对永磁无刷直流电机低、高速运行下的转矩脉动，通过对非换相电流的实时补偿，有效克服了换相期间的转矩脉动，具有操作方便，控制简单，实用性强等优点。

本发明一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法及装置，能够有效抑制低速、高速运转模式下永磁无刷直流电机的非换相转矩脉动，提高永磁无刷直流电机的控制精度和系统的稳定性，提升电机工作效率，拓宽永磁无刷直流电机的使用范围和场合。

下面结合具体实施例方式对本申请提供的永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法和装置进行详细说明，本发明实施例中约定，从电枢绕组端点流向中心点方向的电流为正方向，从中心点流向电枢绕组端点方向的电流为负方向，字母仅代表电流大小。

图1为本申请实施例提供的一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制装置的电路示意图。

如图1所示，所述永磁无刷直流电机包括电枢绕组A、电枢绕组B和电枢绕组C构成的永磁无刷直流电机的三相电枢绕组(3)，三个电枢绕组为Y型连接，其中，所述电枢绕组A的端点a1，所述电枢绕组B的端点b1，所述电枢绕组C的端点c1，三相电枢绕组的中心点为u₀，所述电机定子为6槽绕组，永磁转子极对数为1。

该永磁无刷直流电机转矩脉动抑制装置包括：逆变器(1)、双H桥变换器(2)和中心电压检测模块(6)，其中，

所述逆变器(1)包括：直流电源E和三个逆变支路，每个逆变支路由两个复合开关管组成，其中，一个复合开关管的源极与直流电源E的负极电连接，漏极与另一复合开关管的源极相串联；另一复合开关管的漏极与直流电源E的正极电连接；每个复合开关管的源极与漏极之间并联有二极管，且二极管的导通方向由源极指向漏极；每个复合开关管的栅极作为控制端；三个逆变支路中两个复合开关管的串联中间点分别与三个电枢绕组相连接。

所述双H桥变换器(2)包括：可调直流电源E_A和四个变换器支路，每个变换器支路由两个复合开关管组成，其中，一个复合开关管的源极与可调直流电源E_A的负极电连接，漏极与另一复合开关管的源极相串联；另一复合开关管的漏极与可调直流电源E_A的正极电连接；每个复合开关管的源极与漏极之间并联有二极管，且二极管的导通方向由源极指向漏极；每个复合开关管的栅极作为控制端；四个变换器支路中两个复合开关管的串联中间点分别与电枢绕组的中心点、三个电枢绕组相连接。

在本申请实施例中，复合开关管是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，并且每个复合开关管内反向并联的续流二极管。

在本申请实施例中，所述中心电压检测模块(6)的一端与电枢绕组的中心点电连接，另一端与所述可调直流电源E_A的控制端电连接，并且所述逆变器(1)和所述双H桥变换器(2)的接地端分别接地。可选地，在本申请实施例中，变器(1)和所述双H桥变换器(2)的接地端不共地，且所述双H桥变换器(2)的接地端与参考地连接。

另外，所述逆变器中的直流电源源E的幅值为24伏；所述双H桥变换器中的可调直流电源E_A的可调幅值范围为0伏至36伏，实际补偿过程中可调直流电源E_A的幅值精确调整到9伏。

本申请实施例提供的一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法包括以下步骤。

S101，确定所述电机的转速运转模式；

S102，当所述电机处于低速运转模式时，在换相时，对不同状态下非换相绕组中上升的电流进行消减；

S103，当所述电机处于高速运转模式时，在换相时，对不同状态下非换相绕组中跌落的电流进行补偿。

下面结合具体情况对上述控制方法进行详细说明：

低速运转模式下针对非换相绕组A中电流i_a，如图2(a)所示，在永磁无刷直流电机低速运转模式下，非换相绕组A在换相期间，电流i_a幅值上升到i’_a，双H桥变换器通过控制开关管AT3、AT4导通，引入反向电流i_a0对非换相绕组电流i’_a进减消减，消减后电流i_a＝i’_a-i_a0同换相时刻前相等，不再波动。

低速运转模式下针对非换相绕组C中电流i_c，如图2(b)所示，在永磁无刷直流电机低速运转模式下，非换相绕组C在换相期间，电流i_c幅值上升到i’_c，双H桥变换器通过控制开关管AT7、AT6导通，引入反向电流i_c0对非换相绕组电流i’_c进行消减，消减后电流-i_c＝-i’_c+i_c0同换相时刻前相等，不再波动。

低速运转模式下针对非换相绕组B中电流i_b，如图2(c)所示，在永磁无刷直流电机低速运转模式下，非换相绕组B在换相期间，电流i_b幅值上升到i’_b，双H桥变换器通过控制开关管AT3、AT2导通，引入反向电流i_b0对非换相绕组电流i’_b进行消减，消减后电流i_b＝i’_b-i_b0同换相时刻前相等，不再波动。

高速运转模式下针对非换相绕组A中电流i_a，如图3(a)所示，在永磁无刷直流电机高速运转模式下，非换相绕组A在换相期间，电流i_a幅值跌落到i’_a，中心电压检测模块通过检测中心点u_o的电压幅值，调节补偿侧可调直流电源E_A的电压，双H桥变换器通过控制开关管AT1、AT6导通，引入同向电流i_a0对非换相绕组电流i’_a进行补偿，补偿后电流i_a＝i’_a+i_a0同换相时刻前相等，不再波动。

高速运转模式下针对非换相绕组C中电流i_c，如图3(b)所示，在永磁无刷直流电机高速运转模式下，非换相绕组C在换相期间，电流i_c幅值跌落到i’_c，中心电压检测模块通过检测中心点u_o的电压幅值，调节补偿侧可调直流电源E_A的电压，双H桥变换器通过控制开关管AT3、AT8导通，引入同向电流i_c0对非换相绕组电流i’_c进行补偿，补偿后电流-i_c＝-i’_c-i_c0同换相时刻前相等，不再波动。

高速运转模式下针对非换相绕组B中电流i_b，如图3(c)所示，在永磁无刷直流电机高速运转模式下，非换相绕组B在换相期间，电流i_b幅值跌落到i’_b，中心电压检测模块通过检测中心点u_o的电压幅值，调节补偿侧可调直流电源E_A的电压，双H桥变换器通过控制开关管AT5、AT6导通，引入同向电流i_b0对非换相绕组电流i’_b进行补偿，补偿后电流i_b＝i’_b+i_b0同换相时刻前相等，不再波动。

利用基于双H桥变换器的一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法及装置对永磁无刷直流电机进行控制，有效地抑制了低速、高速情况下的换相转矩脉动，使永磁无刷直流电机在运行过程中更加平稳，输出转矩更加稳定，使用场合更加广泛，有效的提高了电机使用效率。

上述通过在本发明一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法及装置下实现低速运行状态是指，如图4所示，电机的运行转速比较额定转速为低速运行：

0-t₁时，电机处于非换相时刻，电流方向为i_a流向i_b，换相期间Δt₁时，对应逆变器的开关管T1、T2导通，此时对应换相绕组B和C而言，B相电流减小，C相电流增大，非换相绕组A在换相期间电流i_a幅值上升到i’_a，换相同时，双H桥变换器通过控制开关管AT3、AT4导通，补偿电流i_a0由可调直流电源E_A正极经开关管AT3流向电枢绕组中心点u_o端，经绕组A从a1端流经关管AT4，最后流向可调直流电源E_A负极,经过双H桥变换器消减后，波动电流i_a＝i’_a-i_a0，同换相时刻前相等，不再波动。

t₁-t₂时，电机处于非换相时刻，电流方向为i_a流向i_c，换相期间Δt₂时，对应逆变器的开关管T2、T3导通，此时对应换相绕组B和A而言，A相电流减小，B相电流增大，非换相绕组C在换相期间电流i_c幅值上升到i’_c，换相同时，双H桥变换器通过控制开关管AT7、AT6导通，补偿电流i_c0由可调直流电源E_A正极经开关管AT7流向电枢绕组c1端，经绕组C从中心点u_o流经开关管AT6，最后流向可调直流电源E_A负极,经过双H桥变换器消减后，波动电流-i_c＝-i’_c+i_c0，同换相时刻前相等，不再波动。

t₂-t₃时，电机处于非换相时刻，电流方向为i_b流向i_c，换相期间Δt₃时，对应逆变器的开关管T3、T4导通，此时对应换相绕组A和C而言，C相电流减小，A相电流增大，非换相绕组B在换相期间电流i_b幅值上升到i’_b，换相同时，双H桥变换器通过控制开关管AT3、AT2导通，补偿电流i_b0由可调直流电源E_A正极经开关管AT3流向电枢绕组中心点u_o，经绕组B从b1端流经开关管AT2，最后流向可调直流电源E_A负极,经过双H桥变换器消减后，波动电流i_b＝i’_b-i_b0，同换相时刻前相等，不再波动。

上述通过在本发明一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法及装置下实现高速运行状态是指，如图5所示，电机的运行转速比较额定转速为高速运行：

0-t₁时，电机处于非换相时刻，电流方向为i_a流向i_b，换相期间Δt₁时，对应逆变器的开关管T1、T2导通，此时对换相绕组B和C而言，B相电流i_b减小，C相电流i_c增大，非换相绕组A在换相期间的电流i_a幅值跌落到i’_a，换相同时，补偿电路通过检测中心点电压u_o，根据中心点电压u_o调整可调直流电源E_A，双H桥变换器通过控制开关管AT1、AT6导通，补偿电流i_a0由可调直流电源E_A正极经开关管AT1流向电枢绕组a1端，经绕组A从中心点u_o流经开关管AT6，最后流向可调直流电源E_A负极,经过双H桥变换器补偿后，波动电流i_a＝i’_a+i_a0，同换相时刻前相等，不再波动。

t₁-t₂时，电机处于非换相时刻，电流方向为i_a流向i_c，换相期间Δt₂时，对应逆变器的开关管T2、T3导通，此时对应换相绕组B和A而言，A相电流i_a减小，B相电流i_b增大，非换相绕组C在换相期间电流i_c幅值跌落到i’_c，换相同时，补偿电路通过检测中心点电压u_o，根据中心点电压u_o调整可调直流电源E_A，双H桥变换器通过控制开关管AT3、AT8导通，补偿电流i_c0由可调直流电源E_A正极经开关管AT3流向电枢绕组中心点u_o，经绕组C从C1端流经开关管AT8，最后流向可调直流电源E_A负极,经过双H桥变换器补偿后，波动电流-i_c＝-i’_c-i_c0，同换相时刻前相等，不再波动。

t₂-t₃时，电机处于非换相时刻，电流方向为i_b流向i_c，换相期间Δt₃时，对应逆变器的开关管T3、T4导通，此时对应换相绕组A和C而言，C相电流i_c减小，A相电流i_a增大，非换相绕组B在换相期间电流i_b幅值跌落到i’_b，换相同时，补偿电路通过检测中心点电压u_o，根据中心点电压u_o调整可调直流电源E_A，双H桥变换器通过控制开关管AT5、AT6导通，补偿电流i_b0由可调直流电源E_A正极经开关管AT5流向电枢绕组b1端，经绕组B从中心点u_o流经开关管AT6，最后流向可调直流电源E_A负极,经过双H桥变换器补偿后，波动电流i_b＝i’_b+i_b0，同换相时刻前相等，不再波动。

需要说明的是，在本文中，诸如“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上所述仅是本发明的具体实施方式，使本领域技术人员能够理解或实现本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所申请的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims

1.一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制装置，用于对永磁无刷直流电机进行控制，所述永磁无刷直流电机包括电枢绕组A、电枢绕组B和电枢绕组C，三个电枢绕组为Y型连接，其特征在于，该装置包括：逆变器(1)、双H桥变换器(2)和中心电压检测模块(6)，其中，所述逆变器(1)包括：直流电源E和三个逆变支路，每个逆变支路由两个复合开关管组成，其中，一个复合开关管的源极与直流电源E的负极电连接，漏极与另一复合开关管的源极相串联；另一复合开关管的漏极与直流电源E的正极电连接；每个复合开关管的源极与漏极之间并联有二极管，且二极管的导通方向由源极指向漏极；每个复合开关管的栅极作为控制端；三个逆变支路中两个复合开关管的串联中间点分别与三个电枢绕组相连接；所述双H桥变换器(2)包括：可调直流电源EA和四个变换器支路，每个变换器支路由两个复合开关管组成，其中，一个复合开关管的源极与可调直流电源EA的负极电连接，漏极与另一复合开关管的源极相串联；另一复合开关管的漏极与可调直流电源EA的正极电连接；每个复合开关管的源极与漏极之间并联有二极管，且二极管的导通方向由源极指向漏极；每个复合开关管的栅极作为控制端；四个变换器支路中两个复合开关管的串联中间点分别与电枢绕组的中心点、三个电枢绕组相连接；所述中心电压检测模块(6)的一端与电枢绕组的中心点电连接，另一端与所述可调直流电源EA的控制端电连接；所述逆变器(1)和所述双H桥变换器(2)的接地端分别接地。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述逆变器(1)和所述双H桥变换器(2)的接地端不共地，且所述双H桥变换器(2)的接地端与参考地连接。

3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，从电枢绕组端点流向中心点方向的电流为正方向，从中心点流向电枢绕组端点方向的电流为负方向。

4.一种永磁无刷直流电机转矩脉动抑制方法，用于对永磁无刷直流电机进行控制，所述永磁无刷直流电机包括电枢绕组A、电枢绕组B和电枢绕组C，三个电枢绕组为Y型连接，其特征在于，该方法包括：确定所述电机的转速运转模式；当所述电机处于低速运转模式时，在换相时，对不同状态下非换相绕组中上升的电流进行消减；当所述电机处于高速运转模式时，在换相时，对不同状态下非换相绕组中跌落的电流进行补偿；

当所述电机处于低速运转模式时，非换相绕组A在换相期间，非换相绕组A的电流ia幅值上升到i’a，使得双H桥变换器控制相应开关管导通；利用流入到中心点的反向电流ia0对非换相绕组A的电流i’a进行消减，使得消减后电流ia＝i’a-ia0同换相时刻前相等；所述双H桥变换器(2)包括：可调直流电源EA和四个变换器支路，每个变换器支路由两个复合开关管组成，其中，一个复合开关管的源极与可调直流电源EA的负极电连接，漏极与另一复合开关管的源极相串联；另一复合开关管的漏极与可调直流电源EA的正极电连接；每个复合开关管的源极与漏极之间并联有二极管，且二极管的导通方向由源极指向漏极；每个复合开关管的栅极作为控制端；四个变换器支路中两个复合开关管的串联中间点分别与电枢绕组的中心点、三个电枢绕组相连接。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，当所述电机处于低速运转模式时，非换相绕组C在换相期间，非换相绕组C的电流ic幅值上升到i’c，使得双H桥变换器控制相应的开关管导通；利用流出中心点的反向电流ic0对非换相绕组C的电流i’c进行消减，使得消减后电流-ic＝-i’c+ic0同换相时刻前相等。

6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，当所述电机处于低速运转模式时，非换相绕组B在换相期间，非换相绕组B的电流ib幅值上升到i’b，使得双H桥变换器控制相应开关管导通；利用流入到中心点的反向电流ib0对非换相绕组B的电流i’b进行消减，使得消减后电流ib＝i’b-ib0同换相时刻前相等。

7.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，当所述电机处于高速运转模式时，非换相绕组A在换相期间，非换相绕组A的电流ia幅值跌落到i’a；利用中心电压检测模块(6)通过检测中心点uo的电压幅值；根据检测到的电压调节补偿侧可调直流电源EA的电压，使得双H桥变换器控制相应开关管导通；利用流出中心点的同向电流ia0对非换相绕组A的电流i’a进行补偿，使得补偿后电流ia＝i’a+ia0同换相时刻前相等。

8.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，当所述电机处于高速运转模式时，非换相绕组C在换相期间，非换相绕组C的电流ic幅值跌落到i’c；利用中心电压检测模块(6)通过检测中心点uo的电压幅值；根据检测到的电压调节补偿侧可调直流电源EA的电压，使得双H桥变换器控制相应开关管导通；利用流入到中心点的同向电流ic0对非换相绕组C的电流i’c进行补偿，使得补偿后电流-ic＝-i’c-ic0同换相时刻前相等。

9.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，当所述电机处于高速运转模式时，非换相绕组B在换相期间，非换相绕组B的电流ib幅值跌落到i’b；利用中心电压检测模块(6)通过检测中心点uo的电压幅值；根据检测到的电压调节补偿侧可调直流电源EA的电压，使得双H桥变换器控制相应开关管导通；利用流出中心点的同向电流ib0对非换相绕组电流i’b进行补偿，使得补偿后电流ib＝i’b+ib0同换相时刻前相等。