CN102684580A - 一种永磁同步电机驱动系统的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种永磁同步电机(PMSM)驱动系统的控制方法，其特征是根据检测到的定子a相电流i_a和定子b相电流i_b、转子实际位置角θ_r、实际速度ω_r以及直流电压U_dc，获得d轴定子电流指令和q轴定子电流指令

处理器模块根据上述所获得的信号进行处理计算得到逆变器的三个控制信号Sa、Sb和Sc，从而实现对永磁同步电机的控制。本发明能有效提高永磁同步电机的同等电流下的转矩输出能力和最高转速，从而提高永磁同步电机驱动系统的控制性能。

Description

一种永磁同步电机驱动系统的控制方法

技术领域

本发明涉及一种电机控制系统，具体地说是一种永磁同步电机驱动系统的控制方法。

背景技术

永磁同步电机(简称PMSM)具有效率高、功率密度高、转矩输出大脉动小、动态响应快、调速范围宽等优点，目前在电动汽车电驱动系统领域得到了广泛应用。

受永磁材料特性及永磁同步电机驱动系统运行工况的影响，永磁同步电机的d轴电感参数和q轴电感参数在整个运行区域一般不会保持恒定，尤其是在永磁同步电机驱动系统的某些工况条件下运行时，磁路容易出现饱和及交叉饱和的现象，导致电感参数的非线性变化。

电机速度控制实质上是通过控制电磁转矩实现的，在已知电机电感参数的前提下，改变永磁同步电机定子电流矢量的空间幅值及相位就可以控制电磁转矩。而现有永磁同步电机驱动系统在设计其核心控制算法时，为了简化计算及方便实时控制，通常假定电机电感参数固定不变，或仅考虑了单轴磁路饱和影响，而忽略了d轴和q轴之间的磁路饱和及交叉饱和的影响，势必会直接影响电动机输出转矩性能，从而导致永磁同步电机驱动系统的控制整体性能下降。

而通常采用实验的方法来改善永磁同步电机的输出转矩性能，需要采集大量的实验样本，过程繁琐且费时费力，使得永磁同步电机驱动系统的控制受到了局限。

发明内容

本发明是为了克服现有技术存在的不足之处，提供一种省时简便的永磁同步电机驱动系统的控制方法，在磁路出现饱和及交叉饱和的现象时，利用计及磁路饱和及交叉饱和的电流指令变换器实现了最大转矩电流比控制和弱磁控制，有效地提高了永磁同步电机的同等电流下的转矩输出能力和最高转速，从而提高了永磁同步电机驱动系统的控制性能。

本发明为解决技术问题采用如下技术方案：

本发明一种永磁同步电机驱动系统的控制方法，所述永磁同步电机驱动系统的组成包括：逆变器、永磁同步电机、电压传感器、电流传感器、位置传感器和处理器模块；其特点是所述控制方法按如下过程进行：

步骤一、获得定子a相电流i_a和定子b相电流i_b、转子实际位置角θ_r、实际速度ω_r以及直流电压U_dc：

根据由所述电流传感器检测到的定子a相电流i_a和定子b相电流i_b以及根据由所述位置传感器检测到的转子实际位置角θ_r，利用式（1）分别获得转子同步旋转坐标系下的定子实际的d轴电流i_d和q轴电流i_q，

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}{\cos \mathrm{\θ}}_r& \cos ({\mathrm{\θ}}_r-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos ({\mathrm{\θ}}_r+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_r& -\sin ({\mathrm{\θ}}_r-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin ({\mathrm{\θ}}_r+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ -(i_a+i_b)\end{array}\right]---\left(1\right)$

所述实际速度ω_r是利用所述转子实际位置角θ_r经过所述处理器模块中的速度计算模块获得的，直流电压U_dc是采用电压传感器获得的；

步骤二、将步骤一中获得的直流电压U_dc、实际速度ω_r、定子实际的d轴电流i_d和q轴电流i_q送入所述处理器模块的计及磁路饱和及交叉饱和的电流指令变换器，获得d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

a、所述永磁同步电机驱动系统根据设定的给定速度

与所述实际速度ω_r经过所述处理器模块的速度PI调节器获得定子电流指令

b、利用永磁同步电机的d轴电流i_d和q轴电流i_q获得d轴电感L_d(i_d,i_q)及q轴电感L_q(i_d,i_q)；

c、定义所述永磁同步电机的定子电流矢量i_s与所述转子同步旋转坐标系下的q轴夹角为β角，选取所述β角的大小分别为β⁽¹⁾,β⁽²⁾...β^(x)，并给所述x个β角加上x个索引n，得到x组d轴定子电流指令组

和q轴定子电流指令组表达式如式（2）所示：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d^{\left(n\right)}=-\mathrm{abs}\left(i_n^{*}\right)\sin {\mathrm{\β}}^{\left(n\right)}\\ i_q^{\left(n\right)}=i_n^{*}\cos {\mathrm{\β}}^{\left(n\right)}\end{array}\right.n=\mathrm{1,2},...,x---\left(2\right)$

式(2)中：abs（）表示绝对值函数，n为正整数，β角为0°至90°；

d、利用式（3）获得最大转矩电流比控制判断条件

$C_1^{\left(n\right)}={\mathrm{\ψ}}_f{i}_q^{\left(n\right)}+(L_d(i_d,i_q)-L_q(i_d,i_q))i_d^{\left(n\right)}{i}_q^{\left(n\right)}---\left(3\right)$

式(3)中：ψ_f为永磁体基波磁场在定子绕组中产生的磁链；

选取所述最大转矩电流比控制判断条件

计算结果的最大值所对应的索引n作为第一索引n₁；

利用式（4）获得弱磁控制判断条件

$C_2^{\left(n\right)}=\mathrm{abs}({\mathrm{\ω}}_r^2({\left(L_q(i_d,i_q)i_q^{\left(n\right)}\right)}^2+{(L_d(i_d,i_q)i_d^{\left(n\right)}+{\mathrm{\ψ}}_f)}^2)-{(U_{\mathrm{dc}}/\sqrt{3})}^2)---\left(4\right)$

选取所述弱磁控制判断条件

计算结果的最小值所对应的索引n作为第二索引n₂；

f）通过比较所述第一索引n₁与所述第二索引n₂的值大小，选取较大值作为第三索引m；实现最大转矩电流比控制和所述弱磁控制之间的切换，选取所述第三索引m及相邻索引m-1和m+1所对应的d轴定子电流指令组

和q轴定子电流指令组

以及所述d轴定子电流指令组和q轴定子电流指令组

所对应的最大转矩电流比控制判断条件

或弱磁控制判断条件利用式（5）获得d轴定子电流指令和q轴定子电流指令

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d^{*}=\frac{{\left(i_d^{(m-1)}\right)}^2(C_{1\mathrm{or}2}^{(m+1)}-C_{1\mathrm{or}2}^{\left(m\right)})+{\left(i_d^{(m+1)}\right)}^2(C_{1\mathrm{or}2}^{\left(m\right)}-C_{1\mathrm{or}}^{(m-1)})+{\left(i_d^{\left(m\right)}\right)}^2(C_{1\mathrm{or}2}^{(m-1)}-C_{1\mathrm{or}2}^{(m+1)})}{2(i_d^{(m-1)}(C_{1\mathrm{or}2}^{(m+1)}-C_{1\mathrm{or}2}^{\left(m\right)})+i_d^{(m+1)}(C_{1\mathrm{or}2}^{\left(m\right)}-C_{1\mathrm{or}2}^{(m-1)})+i_d^{\left(m\right)}(C_{1\mathrm{or}2}^{(m-1)}-C_{1\mathrm{or}2}^{(m+1)}))}\\ i_q^{*}=\mathrm{sign}\left(i_n^{*}\right)\sqrt{i_n^{*2}-i_d^{*2}}\end{array}---\left(5\right)\right.$

若m=1或m=x，则d轴定子电流指令和q轴定子电流指令按照式（6）获得：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d^{*}=i_d^{\left(m\right)}\\ i_q^{*}=\mathrm{sign}\left(i_n^{*}\right)\sqrt{i_n^{*2}-i_d^{*2}}\end{array}\right.---\left(6\right)$

步骤三、利用d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

以及转子实际位置角θ_r获得所述逆变器的控制信号：

a、根据所述d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

与所述定子实际的d轴电流i_d和q轴电流i_q经过所述处理器模块的电流PI调节器获得定子d轴电压指令

和q轴电压指令

b、根据所述定子d轴电压指令

和q轴电压指令

以及所述转子实际位置角θ_r，经过所述处理器模块的PWM调制模块获得所述逆变器的三个控制信号Sa、Sb和Sc，从而利用所述逆变器的三个控制信号Sa、Sb和Sc实现对所述永磁同步电机的控制。

与已有技术相比，本发明有益效果体现在：

1、本发明在计及磁路饱和及交叉饱和影响下，利用计及磁路饱和及交叉饱和的电流指令变换器实现永磁同步电机驱动系统的最大转矩电流比控制及弱磁控制，无需大量的实验过程，即可保证永磁同步电机驱动系统高效运行。

2、本发明在计及磁路饱和及交叉饱和影响下，采用最大转矩电流比控制判断条件与弱磁控制判断条件，从而实现无需求解高次方程，即可获得永磁同步电机驱动系统d轴定子电流指令和q轴定子电流指令

避免了现有控制方法中存在的复杂公式推导和计算。

3、本发明只需通过比较第一索引n₁与所述第二索引n₂的值大小，就能实现最大转矩电流比控制和所述弱磁控制之间的切换，简化了永磁同步电机驱动系统最大转矩电流比控制与弱磁控制的切换过程。

附图说明：

图1为本发明永磁同步电机驱动系统的结构示意图；

图2为本发明计及磁路饱和及交叉饱和的电流指令变换器结构示意图；

图3为本发明转子同步旋转坐标系与定子电流矢量i_s空间相位图；

图4为本发明最大转矩电流比控制判断条件

的计算结果示意图；

图5为本发明弱磁控制判断条件

的计算结果示意图；

具体实施方式

本实施例中，如图1所示，永磁同步电机驱动系统的组成包括：逆变器、永磁同步电机、电压传感器、电流传感器、位置传感器和处理器模块；

逆变器采用三相全桥电压型逆变器，利用处理器模块输出的逆变器控制信号，将永磁同步电机驱动系统外部直流电源提供的直流电转化为交流电，从而驱动永磁同步电机工作；电压传感器用于检测永磁同步电机驱动系统外部直流电源的直流电压；电流传感器用于检测永磁同步电机的定子相电流；位置传感器用于检测永磁同步电机的转子位置；

永磁同步电机驱动系统的控制方法按照如下过程进行：

步骤一、获得定子a相电流i_a和定子b相电流i_b、转子实际位置角θ_r、实际速度ω_r以及直流电压U_dc：

定子a相电流i_a和定子b相电流i_b是利用霍尔电流传感器检测而得；

转子实际位置角θ_r是利用旋转变压器或者光电编码器获得的；

根据霍尔电流传感器检测到的定子a相电流i_a和定子b相电流i_b以及根据位置传感器检测到的转子实际位置角θ_r，利用式（1）分别获得转子同步旋转坐标系下的定子实际的d轴电流i_d和q轴电流i_q；如图3所示，目前公知的转子同步旋转坐标系是指以永磁同步电机的转子电角速度ω_e的逆时针方向在空间旋转的坐标系，是以转子磁场磁通矢量的方向为d轴方向，垂直并逆时针超前d轴90°电角度的方向为q轴方向，定义永磁同步电机的定子电流矢量i_s在d轴和q轴上分量均为零时的点为转子同步旋转坐标系的原点；

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}{\cos \mathrm{\θ}}_r& \cos ({\mathrm{\θ}}_r-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos ({\mathrm{\θ}}_r+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_r& -\sin ({\mathrm{\θ}}_r-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin ({\mathrm{\θ}}_r+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ -(i_a+i_b)\end{array}\right]---\left(1\right)$

实际速度ω_r是利用转子实际位置角θ_r经过处理器模块中的速度计算模块利用位置传感器获得相邻采样的实际位置角θ_r之差再除以采样周期获得；本实施例中，采样周期是以0.1秒的时间间隔对实际位置角θ_r进行采样；

直流电压U_dc来源于永磁同步电机驱动系统外部的直流电源，例如电池；直流电压U_dc是采用霍尔电压传感器获得的，也可以采用公知的电阻采样电路获得；

步骤二、如图2所示，将步骤一中获得的直流电压U_dc、实际速度ω_r、定子实际的d轴电流i_d和q轴电流i_q送入处理器模块的计及磁路饱和及交叉饱和的电流指令变换器，获得d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

a、永磁同步电机驱动系统根据设定的给定速度

与实际速度ω_r经过处理器模块的速度PI调节器获得定子电流指令

b、利用永磁同步电机的d轴电流i_d和q轴电流i_q通过电感查找表获得d轴电感L_d(i_d,i_q)及q轴电感L_q(i_d,i_q)，在电感查找表中，每一组不同的d轴电流i_d和q轴电流i_q对应一个d轴电感L_d(i_d,i_q)值，如表1所示，当d轴电流i_d为-5安，q轴电流i_q为30安，则相应的d轴电感L_d(i_d,i_q)为0.215毫亨；电机电感参数随d轴电流i_d和q轴电流i_q变化；

表1 d轴电感L_d(i_d,i_q)查找表

c、定义永磁同步电机的定子电流矢量i_s与转子同步旋转坐标系下的q轴夹角为β角，如图3所示，选取β角的大小分别为β⁽¹⁾,β⁽²⁾...β^(x)，并给x个β角加上x个索引n，得到x组d轴定子电流指令组

和q轴定子电流指令组

表达式如式（2）所示：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d^{\left(n\right)}=-\mathrm{abs}\left(i_n^{*}\right)\sin {\mathrm{\β}}^{\left(n\right)}\\ i_q^{\left(n\right)}=i_n^{*}\cos {\mathrm{\β}}^{\left(n\right)}\end{array}\right.n=\mathrm{1,2},...,x---\left(2\right)$

式中：abs（）表示绝对值函数，n属于正整数，β角范围为0°至90°；；

例如，选取β角的大小分别为1°、10°、20°、30°、40°、50°、60°、70°、80°，并依次给9个β角加上索引n为1、2、3、4、5、6、7、8、9，从而得到9组d轴定子电流指令组

和q轴定子电流指令组

如表2所示；

表2电流指令值索引表

β角	1°	10°	20°	30°	40°	50°	60°	70°	80°
										索引n	1	2	3	4	5	6	7	8	9

d、利用式（3）获得最大转矩电流比控制判断条件

$C_1^{\left(n\right)}={\mathrm{\ψ}}_f{i}_q^{\left(n\right)}+(L_d(i_d,i_q)-L_q(i_d,i_q))i_d^{\left(n\right)}{i}_q^{\left(n\right)}---\left(3\right)$

式中：ψ_f为永磁体基波磁场在定子绕组中产生的磁链；

选取最大转矩电流比控制判断条件

计算结果的最大值所对应的索引n作为第一索引n₁；如图4所示，本实施例中，

所对应的索引n=6是最大转矩电流比控制判断条件

计算结果的最大值，因此选择索引6作为第一索引n₁；

利于式（4）获得弱磁控制判断条件

$C_2^{\left(n\right)}=\mathrm{abs}({\mathrm{\ω}}_r^2({\left(L_q(i_d,i_q)i_q^{\left(n\right)}\right)}^2+{(L_d(i_d,i_q)i_d^{\left(n\right)}+{\mathrm{\ψ}}_f)}^2)-{(U_{\mathrm{dc}}/\sqrt{3})}^2)---\left(4\right)$

选取弱磁控制判断条件

计算结果的最小值所对应的索引n作为第二索引n₂；如图5所示，本实施例中，弱磁控制判断条件

所对应的索引n=4是弱磁控制判断条件

计算结果的最小值，因此选择索引4作为第二索引n₂；

f）比较第一索引n₁与第二索引n₂的值大小，选取较大值作为第三索引m，选取第三索引m及相邻索引m-1和m+1所对应的d轴定子电流指令组

和q轴定子电流指令组

以及d轴定子电流指令组

和q轴定子电流指令组所对应的最大转矩电流比控制判断条件

或弱磁控制判断条件

利用式（5），获得d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d^{*}=\frac{{\left(i_d^{(m-1)}\right)}^2(C_{1\mathrm{or}2}^{(m+1)}-C_{1\mathrm{or}2}^{\left(m\right)})+{\left(i_d^{(m+1)}\right)}^2(C_{1\mathrm{or}2}^{\left(m\right)}-C_{1\mathrm{or}}^{(m-1)})+{\left(i_d^{\left(m\right)}\right)}^2(C_{1\mathrm{or}2}^{(m-1)}-C_{1\mathrm{or}2}^{(m+1)})}{2(i_d^{(m-1)}(C_{1\mathrm{or}2}^{(m+1)}-C_{1\mathrm{or}2}^{\left(m\right)})+i_d^{(m+1)}(C_{1\mathrm{or}2}^{\left(m\right)}-C_{1\mathrm{or}2}^{(m-1)})+i_d^{\left(m\right)}(C_{1\mathrm{or}2}^{(m-1)}-C_{1\mathrm{or}2}^{(m+1)}))}\\ i_q^{*}=\mathrm{sign}\left(i_n^{*}\right)\sqrt{i_n^{*2}-i_d^{*2}}\end{array}---\left(5\right)\right.$

本实施例中，第一索引n₁=6，第二索引n₂=4，选取其中较大值6作为第三索引m，并选取第三索引m=6及相邻索引m-1=5和m+1=7所对应的d轴定子电流指令组

和

q轴定子电流指令组

和

以及最大转矩电流比控制判断条件

和

利用式（5），获得d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

若m=1或m=x，则d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

按照式（6）获得：本实施例中，若m=1或m=9时，则按照式（6）计算d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d^{*}=i_d^{\left(m\right)}\\ i_q^{*}=\mathrm{sign}\left(i_n^{*}\right)\sqrt{i_n^{*2}-i_d^{*2}}\end{array}\right.---\left(6\right)$

步骤三、利用d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

以及转子实际位置角θ_r获得逆变器控制信号：

a、根据d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

与定子实际的d轴电流i_d和q轴电流i_q经过处理器模块的电流PI调节器获得定子d轴电压指令

和q轴电压指令

b、根据定子d轴电压指令

和q轴电压指令

以及转子实际位置角θ_r，经过处理器模块的PWM调制模块获得逆变器的三个控制信号Sa、Sb和Sc，从而利用逆变器的三个控制信号Sa、Sb和Sc实现对永磁同步电机的控制，PWM调制方式可以采用公知的SPWM调制或SVPWM调制。

Claims (1)

1.一种永磁同步电机驱动系统的控制方法，所述永磁同步电机驱动系统的组成包括：逆变器、永磁同步电机、电压传感器、电流传感器、位置传感器和处理器模块；其特征是所述控制方法按如下步骤进行：

步骤一、获得定子a相电流i_a和定子b相电流i_b、转子实际位置角θ_r、实际速度ω_r以及直流电压U_dc：

根据由所述电流传感器检测到的定子a相电流i_a和定子b相电流i_b以及根据由所述位置传感器检测到的转子实际位置角θ_r，利用式（1）分别获得转子同步旋转坐标系下的定子实际的d轴电流i_d和q轴电流i_q，

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}{\cos \mathrm{\θ}}_r& \cos ({\mathrm{\θ}}_r-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos ({\mathrm{\θ}}_r+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_r& -\sin ({\mathrm{\θ}}_r-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin ({\mathrm{\θ}}_r+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ -(i_a+i_b)\end{array}\right]---\left(1\right)$

所述实际速度ω_r是利用所述转子实际位置角θ_r经过所述处理器模块中的速度计算模块获得的，直流电压U_dc是采用电压传感器获得的；

步骤二、将步骤一中获得的直流电压U_dc、实际速度ω_r、定子实际的d轴电流i_d和q轴电流i_q送入所述处理器模块的计及磁路饱和及交叉饱和的电流指令变换器，获得d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

a、所述永磁同步电机驱动系统根据设定的给定速度与所述实际速度ω_r经过所述处理器模块的速度PI调节器获得定子电流指令

b、利用永磁同步电机的d轴电流i_d和q轴电流i_q获得d轴电感L_d(i_d,i_q)及q轴电感L_q(i_d,i_q)；

c、定义所述永磁同步电机的定子电流矢量i_s与所述转子同步旋转坐标系下的q轴夹角为β角，选取所述β角的大小分别为β⁽¹⁾,β⁽²⁾...β^(x)，并给所述x个β角加上x个索引n，得到x组d轴定子电流指令组和q轴定子电流指令组

表达式如式（2）所示：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d^{\left(n\right)}=-\mathrm{abs}\left(i_n^{*}\right)\sin {\mathrm{\β}}^{\left(n\right)}\\ i_q^{\left(n\right)}=i_n^{*}\cos {\mathrm{\β}}^{\left(n\right)}\end{array}\right.n=\mathrm{1,2},...,x---\left(2\right)$

式(2)中：abs（）表示绝对值函数，n为正整数，β角为0°至90°；

d、利用式（3）获得最大转矩电流比控制判断条件

$C_1^{\left(n\right)}={\mathrm{\ψ}}_f{i}_q^{\left(n\right)}+(L_d(i_d,i_q)-L_q(i_d,i_q))i_d^{\left(n\right)}{i}_q^{\left(n\right)}---\left(3\right)$

式(3)中：ψ_f为永磁体基波磁场在定子绕组中产生的磁链；

选取所述最大转矩电流比控制判断条件

计算结果的最大值所对应的索引n作为第一索引n₁；

利用式（4）获得弱磁控制判断条件

$C_2^{\left(n\right)}=\mathrm{abs}({\mathrm{\ω}}_r^2({\left(L_q(i_d,i_q)i_q^{\left(n\right)}\right)}^2+{(L_d(i_d,i_q)i_d^{\left(n\right)}+{\mathrm{\ψ}}_f)}^2)-{(U_{\mathrm{dc}}/\sqrt{3})}^2)---\left(4\right)$

选取所述弱磁控制判断条件

计算结果的最小值所对应的索引n作为第二索引n₂；

f）通过比较所述第一索引n₁与所述第二索引n₂的值大小，选取较大值作为第三索引m；实现最大转矩电流比控制和所述弱磁控制之间的切换，选取所述第三索引m及相邻索引m-1和m+1所对应的d轴定子电流指令组

和q轴定子电流指令组

以及所述d轴定子电流指令组

和q轴定子电流指令组

所对应的最大转矩电流比控制判断条件

或弱磁控制判断条件

利用式（5）获得d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d^{*}=\frac{{\left(i_d^{(m-1)}\right)}^2(C_{1\mathrm{or}2}^{(m+1)}-C_{1\mathrm{or}2}^{\left(m\right)})+{\left(i_d^{(m+1)}\right)}^2(C_{1\mathrm{or}2}^{\left(m\right)}-C_{1\mathrm{or}}^{(m-1)})+{\left(i_d^{\left(m\right)}\right)}^2(C_{1\mathrm{or}2}^{(m-1)}-C_{1\mathrm{or}2}^{(m+1)})}{2(i_d^{(m-1)}(C_{1\mathrm{or}2}^{(m+1)}-C_{1\mathrm{or}2}^{\left(m\right)})+i_d^{(m+1)}(C_{1\mathrm{or}2}^{\left(m\right)}-C_{1\mathrm{or}2}^{(m-1)})+i_d^{\left(m\right)}(C_{1\mathrm{or}2}^{(m-1)}-C_{1\mathrm{or}2}^{(m+1)}))}\\ i_q^{*}=\mathrm{sign}\left(i_n^{*}\right)\sqrt{i_n^{*2}-i_d^{*2}}\end{array}---\left(5\right)\right.$

若m=1或m=x，则d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

按照式（6）获得：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d^{*}=i_d^{\left(m\right)}\\ i_q^{*}=\mathrm{sign}\left(i_n^{*}\right)\sqrt{i_n^{*2}-i_d^{*2}}\end{array}\right.---\left(6\right)$

步骤三、利用d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

以及转子实际位置角θ_r获得所述逆变器的控制信号：

a、根据所述d轴定子电流指令

和q轴定子电流指令

与所述定子实际的d轴电流i_d和q轴电流i_q经过所述处理器模块的电流PI调节器获得定子d轴电压指令和q轴电压指令

b、根据所述定子d轴电压指令

和q轴电压指令

以及所述转子实际位置角θ_r，经过所述处理器模块的PWM调制模块获得所述逆变器的三个控制信号Sa、Sb和Sc，从而利用所述逆变器的三个控制信号Sa、Sb和Sc实现对所述永磁同步电机的控制。

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