JP6443209B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ制御装置に関するものである。

３相モータを駆動させるためのインバータと、インバータに直流電圧を印加させる電源回路と、各相のアームの上下にそれぞれ設けられるスイッチング素子と、インバータに印加される電圧が所定値以上となることを防止するためのコンデンサと、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの切替動作を制御する制御信号を生成する制御回路とで構成されたインバータ装置において、基準信号（キャリア）を各相毎に用意して、各相の基準信号の位相をずらすことで、リップル電流を抑制している（特許文献１）。

特開２００４−１８７３８６号公報

しかしながら、上記のインバータ装置では、各スイッチング素子のオン時間が長くなり、各相のオン時間が重なると、リプル電流が大きくなるため、コンデンサの電圧変動が大きくなるという問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、コンデンサの電圧変動を抑制できるインバータ制御装置を提供することである。

本発明は、モータの電圧指令値とキャリアとを比較して、複数のスイッチング素子のオン及びオフを切り換えるスイッチング信号を生成し、各相の電圧指令値のうち指令値の大きさが中間になる中間電圧指令値とキャリアとの比較により生成されるスイッチング信号を補正し、補正されたスイッチング信号より前記インバータを制御し、コンデンサの充放電期間に、キャリアの半周期内で、コンデンサの放電期間と、当該放電期間より前の時間である第１充電期間と、前記放電期間より後の時間である第２充電期間とを含ませて、第１充電期間におけるコンデンサの電圧変化量と、第２充電期間におけるコンデンサの電圧変化量とを同程度にすることによって上記課題を解決する。

本発明によれば、キャリアの１周期内で、コンデンサの連続充電期間が短くなるため、充電期間で変動するコンデンサ電圧の変動幅小さくなり、コンデンサの電圧変動を抑制できるという効果を奏する。

図１は、本発明の実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。 図２は、図１のコントローラのブロック図である。 図３は、変調率、キャリア、及び、コンデンサの電圧の特性を示すグラフである。 図４は、変調率、キャリア、及び、コンデンサの電圧の特性を示すグラフである。 図５は、図２のコントローラの制御フローを示すフローチャートである。 図６は、変調率及びキャリアの特性を示すグラフである。 図７は、変調率、キャリア、及び、コンデンサの電圧の特性を示すグラフである。 図８は、パルス分割の演算方法を説明するための図であって、キャリアと演算過程におけるパルスの特性を示すグラフである。 図９は、変調率、キャリア、及び、コンデンサの電圧の特性を示すグラフである。 図１０は、パルス分割の演算方法を説明するための図であって、キャリアと演算過程におけるパルスの特性を示すグラフである。 図１１は、本発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置のコントローラのブロック図である。 図１２は、図１１のコントローラの制御フローを示すフローチャートである。 図１３は、変調率、キャリア、及び、コンデンサの電圧の特性を示すグラフである。 図１４は、パルス分割の演算方法を説明するための図であって、キャリアと演算過程におけるパルスの特性を示すグラフである。 図１５は、変調率、キャリア、及び、コンデンサの電圧の特性を示すグラフである。 図１６は、パルス分割の演算方法を説明するための図であって、キャリアと演算過程におけるパルスの特性を示すグラフである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

図１は、発明の実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例のインバータ制御装置を電気自動車に設ける場合に、三相交流電力のモータ３は、走行駆動源として駆動し、電気自動車の車軸に結合されている。なお本実施形態に係るインバータ制御装置は、例えばハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電気自動車以外の車両にも適用可能である。また、インバータ制御装置は、車両に限らず他の装置にも適用可能である。

本実施形態に係るインバータ制御装置は、インバータ１と、バッテリ２と、モータ３と、コンデンサ４と、電圧センサ５と、電流センサ６、７と、回転子位置センサ８と、コントローラ１０とを備えている。

インバータ１は、複数のスイッチング素子（絶縁ゲートバイポーラトランジスタＩＧＢＴ）Ｑ_１〜Ｑ_６と、整流素子（還流ダイオード）Ｄ_１〜Ｄ_６とを有し、バッテリ２の直流電力を交流電力に変換して、モータ３に供給する電力変換回路である。複数のスイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６は、整流素子（還流ダイオード）Ｄ_１〜Ｄ_６にそれぞれ並列接続されている。複数のスイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６に流れる電流の導通方向は、整流素子Ｄ_１〜Ｄ_６の電流の導通方向とは逆向きになっている。２つのスイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６を直列に接続した３対のアーム回路が並列に接続され、各対のスイッチング素子間とモータ３の三相入力部とがそれぞれ電気的に接続されている。各スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６には、同一のスイッチング素子が用いられ、例えば、絶縁ゲートパイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられる。

図１に示すように、スイッチング素子Ｑ_１とＱ_２、スイッチング素子Ｑ_３とＱ_４、スイッチング素子Ｑ_５とＱ_６がそれぞれ直列に接続され、スイッチング素子Ｑ_１とＱ_２の間とモータ３のＵ相、スイッチング素子Ｑ３とＱ４の間とモータ３のＶ相、スイッチング素子Ｑ_５とＱ_６の間とモータ３のＷ相がそれぞれ接続されている。高電位側のスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５は、バッテリ２の正極側に電気的に接続されており、低電位側のスイッチング素子Ｑ_２、Ｑ_４、Ｑ_６は、バッテリ２の負極側に電気的に接続されている。各スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６のオン及びオフの切り換えは、図示しない駆動回路を介してコントローラ１０により制御される。

バッテリ２は、モータ３に電力を供給するための電源であって、インバータ１に接続されている。バッテリ２には、例えばリチウムイオン電池などの二次電池が搭載されている。

モータ３は、車両を駆動するための駆動源であって、インバータ１に接続されている。モータ３には、三相交流同期モータ等が用いられる。また、モータ３は発電機としても機能し、モータ３の回生動作により発電した電力は、インバータ１を介して、モータ３に出力され、バッテリ２が充電される。

コンデンサ４は、平滑用のコンデンサであって、インバータ１とバッテリ２とを接続する一対の電源ライン間に接続されている。コンデンサ４は、バッテリ２の正極及び負極間に接続され、インバータ１に対して並列に接続されている。

電圧センサ５は、バッテリ２の電圧を検出するためのセンサであって、一対の電源ライン間に接続されている。電流センサ６は、バッテリ２の正極側で、バッテリ２とコンデンサ４の間に接続されている。電流センサ６は、バッテリ２の入出力電流に相当する、ＤＣ成分の電流値を検出するためのセンサである。電流センサ７は、インバータ１とモータ３との間に接続されており、各相にそれぞれ接続されている。電流センサ７は、インバータ１とモータ３との間の各相の交流電流を検出する。なお、電流センサ７は、ＵＶＷの三相のうち、少なくとも二相に接続されていればよい。電圧センサ５、電流センサ６、７の検出値は、コントローラ１０に出力される。

回転子位置センサ８は、レゾルバやエンコーダなどのセンサであって、モータ３に設けられ、モータ３の回転子の位置（回転数の相当）を検出し、検出値をコントローラ１０に出力する。

次に、コントローラ１０の構成を説明する。図２は、コントローラ１０の構成を示すブロック図である。コントローラ１０は、ＣＰＵ又はＲＯＭ等により構成されており、ＣＰＵ等で実行される各種の機能ブロックとして、以下の構成を有している。コントローラ１０は、電流指令値演算部１１、電圧指令値演算部１２、変調率演算部１３、スイッチング信号生成部１４、判別部１５、及び、スイッチング信号補正部１６を有している。なお、コントローラ１０は、インバータ１の制御のために、図２の構成に限らず、他の構成を有してもよい。

電流指令値演算部１１は、トルク指令値（Ｔ^＊）及びモータ３の回転数（Ｎ）に基づき電流指令値（Ｉ_ｄｑ ^＊）を演算する。トルク指令値（Ｔ^＊）は、運転手又はシステムが要求するトルクを、モータ３から出力するために必要な出力トルクの目標値であって、アクセル開度等に基づき演算される値である。トルク指令値（Ｔ^＊）は、図示しない車両コントローラにより演算される。なお、コントローラ１０がトルク指令値（Ｔ^＊）を演算してもよい。モータ３の回転数（Ｎ）は、回転子位置センサ８の出力値から演算により求められる値である。

電流指令値演算部１１には、トルク指令値（Ｔ^＊）、モータ回転数（Ｎ）及び電流指令値の対応関係を示すマップが予め保存されており、電流指令値演算部１１は当該マップを参照することで、電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊）を演算し、電圧指令値演算部１２に出力する。電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊）は、現在のモータ３の状態に対して、トルク指令値（Ｔ^＊）に応じたトルクをモータ３から出力するために必要なモータ３の交流電流の目標値である。

電圧指令値演算部１２は、モータ３のロータの位相（θ）、モータ３の相電流（Ｉ_ｕ、Ｉ_ｗ、Ｉ_ｑ）及び電流指令値演算部１１の電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊）に基づいて、モータ３の交流電圧の指令値である交流電圧指令値（Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊）を演算する。電圧指令値演算部１２は、モータ３の電流センサにより検出される検出電流（ｕ、ｖ、ｗ相の電流）を、ロータの位相で回転座標系に変換し、ｄｑ軸電流（Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑ）を演算する。そして、電圧指令値演算部１２は、ＰＩ制御により、ｄｑ軸電流（Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑ）を、電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊）に一致させる電圧指令値（Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊）を演算し、変調率演算部１３に出力する。

変調率演算部１３は、電圧指令値（Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊）及びバッテリ２の検出電圧（Ｖｄｃ）から変調率（ＭＩ）を演算し、変調率（ＭＩ）をスイッチング信号生成部１４に出力する。変調率は、電源電圧（バッテリ電圧：Ｖ_ｄｃ）に対するデューティ指令信号の振幅を表している。

スイッチング信号生成部１４は、変調率とキャリアとを比較することで、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６のオン、オフを切り換えるためのスイッチング信号（ＳＷ信号）を生成し、スイッチング信号補正部１６に出力する。スイッチング信号は、各スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６のオン期間及びオフ期間を定めた信号である。すなわち、スイッチング信号生成部１４は、スイッチング信号を生成することで、各スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６のオン、オフの切り替えタイイングを設定している。

判別部１５は、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６の状態に応じて、コンデンサ４の電圧変化の傾きの符号を判別し、判別結果をスイッチング信号補正部１６に出力する。

スイッチング信号補正部１６は、各相の電圧指令値のうち、指令値の大きさが中間になる中間電圧指令値とキャリアとの比較により生成されるスイッチング信号を補正する。中間電圧指令値は、ｕｖｗ相の電圧指令値（Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊）のうち、最も大きい指令値と、最も小さい指令値との間の電圧指令値である。本実施形態では、電圧指令値は変調率に変換されて、スイッチング信号生成部１４に出力される。そのため、本実施形態において、スイッチング信号補正部１６は、各相の変調率のうち、変調率の大きさが中間になる中間変調率とキャリアとの比較により生成されるスイッチング信号を補正する。スイッチング信号補正部１６は、判別部１５の判別結果に応じて、スイッチング信号を補正する。スイッチング信号補正部１６は、中間電圧指令値に対応する１相のスイッチング信号を補正し、他の２相のスイッチング信号を補正しない。２相のスイッチング信号は、各相の電圧指令値のうち、最も指令値の大きい相のスイッチング信号と、最も指令値の小さい相のスイッチング信号である。そして、スイッチング信号補正部は、補正した１相のスイッチング信号と、補正していない２相のスイッチング信号を、スイッチング素子制御部１７に出力する。なお、判別部１５及びスイッチング信号補正部１６の具体的な制御については、後述する。

スイッチング素子制御部１７は、スイッチング信号補正部１６から出力されたスイッチング信号を、駆動回路を介してスイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６の制御端子に出力することで、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６のオン、オフを切り換える。スイッチング信号補正部１６から出力されるスイッチング信号には、補正された１相のスイッチング信号と、補正されてないスイッチング信号を含んでいる。

ここで、本実施形態とは異なり、スイッチング信号生成部１４で生成されたスイッチング信号に対して、スイッチング信号補正部１６によるスイッチング信号の補正を行わずに、補正前のスイッチング信号のみで、インバータを制御した場合（一般のＰＷＭ制御）において、コンデンサ４の電圧変動について、図３及び図４を用いて説明する。

図３は、変調率の特性、キャリア、及び、コンデンサ４の電圧特性を示すグラフである。図３のグラフａが変調率の特性を示し、グラフｂがキャリアを示し、グラフｃがコンデンサの電圧を示す。横軸は、時間である。

ＰＷＭ制御において、変調率がキャリアよりも大きいときに、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６がオンになり、変調率がキャリアよりも小さいときに、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６がオフになる。そして、グラフａで示される変調率と、グラフｂで示されるキャリアとの比較により、スイッチング信号が生成され、当該信号スイッチング信号に基づき、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６のオン、オフが切り替えられると、コンデンサ４の電圧は、グラフｃのような特性で変化する。

図３に示すように、上アームのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５のうち、２つのスイッチング素子がオン状態に、１つのスイッチング素子がオフ状態になっている場合、上アームのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５の全てがオフ状態の場合、上アームのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５の全てがオン状態の場合に、充電電流がコンデンサ４に流れ、コンデンサ４の電圧が上昇する。また、上アームのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５のうち、１つのスイッチング素子がオン状態に、２つのスイッチング素子がオフ状態になっている場合に、放電電流がコンデンサ４から流れ、コンデンサ４の電圧が下降する。

コンデンサ４の充放電期間は、キャリアの半周期内で、コンデンサ４を放電する放電期間と、当該放電期間より前の時間である充電期間と、当該放電期間より後の時間である充電期間とを含んでいる。図３に示すコンデンサ４の電圧特性では、キャリアの半周期（Ｔ_１）内で、充放電期間は、充電期間（ｔ_ｃ１）、放電期間（ｔ_ｄ１）、及び充電期間（ｔ_ｃ２）の順に並んでいる。また、キャリアの半周期（Ｔ_２）内で、充放電期間は、充電期間（ｔ_ｃ３）、放電期間（ｔ_ｄ２）、及び充電期間（ｔ_ｃ４）の順に並んでいる。

ＰＷＭ制御において、キャリアに対する変調率の大きさによって決まる。図３に示すように、放電期間（ｔ_ｄ１）の前の充電時間（ｔ_ｃ１）と、放電期間（ｔ_ｄ１）の後の充電時間（ｔ_ｃ２）が大きく異なり、充電時間（ｔ_ｃ１）と充電時間（ｔ_ｃ２）との時間差が大きい場合には、一方の充電期間が長くなる。キャリアの半周期（Ｔ_２）でも同様に、充電時間（ｔ_ｃ３）と充電時間（ｔ_ｃ４）との時間差が大きい場合には、一方の充電期間が長くなってしまう。そして、充電時間（ｔ_ｃ１）と充電時間（ｔ_ｃ４）と加算した、キャリア１周期あたりの連続充電期間が長くなってしまうため、コンデンサの４の電圧の変動幅が大きくなってしまう。

図３のグラフに対して、コンデンサの電圧特性を示すグラフの谷と山が、逆になった場合の特性について、図４を用いて説明する。図４は、変調率の特性、キャリア、及び、コンデンサ４の電圧特性を示すグラフである。図４のグラフａが変調率の特性を示し、グラフｂがキャリアを示し、グラフｃがコンデンサの電圧を示す。横軸は、時間である。

図４に示すように、上アームのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５のうち、１つのスイッチング素子がオン状態に、２つのスイッチング素子がオフ状態になっている場合、上アームのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５の全てがオフ状態の場合、上アームのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５の全てがオン状態の場合に、充電電流がコンデンサ４に流れ、コンデンサ４の電圧が上昇する。また、上アームのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５のうち、２つのスイッチング素子がオン状態に、１つのスイッチング素子がオフ状態になっている場合に、放電電流がコンデンサ４から流れ、コンデンサ４の電圧が下降する。

コンデンサ４の充放電期間は、キャリアの半周期内で、放電期間と、当該放電期間より前の時間である充電期間と、当該放電期間より後の時間である充電期間とを含んでいる。図４に示すコンデンサ４の電圧特性では、キャリアの半周期（Ｔ_３）内で、充放電期間は、充電期間（ｔ_ｃ５）、放電期間（ｔ_ｄ３）、及び充電期間（ｔ_ｃ６）の順に並んでいる。また、キャリアの半周期（Ｔ_４）内で、充放電期間は、充電期間（ｔ_ｃ７）、放電期間（ｔ_ｄ４）、及び充電期間（ｔ_ｃ８）の順に並んでいる。

図４に示すように、放電期間（ｔ_ｄ３）の前の充電時間（ｔ_ｃ５）と、放電期間（ｔ_ｄ６）の後の充電時間（ｔ_ｃ６）が大きく異なり、充電時間（ｔ_ｃ５）と充電時間（ｔ_ｃ６）との時間差が大きい場合には、一方の充電期間が長くなってしまう。また、キャリアの半周期（Ｔ_４）でも同様に、充電時間（ｔ_ｃ７）と充電時間（ｔ_ｃ８）との時間差が大きい場合には、一方の充電期間が長くなってしまう。そして、充電時間（ｔ_ｃ６）と充電時間（ｔ_ｃ７）と加算した、キャリア１周期あたりの連続充電期間が長くなってしまうため、コンデンサの４の電圧の変動幅が大きくなってしまう。

上記のように、一般的なＰＷＭ制御では、コンデンサ４の電圧変動が大きいため、バッテリ２とコンデンサ４との間で、電流のリプルが発生する。本実施形態に係るインバータ制御装置は、第１充電時間におけるコンデンサ４の電圧変化量と、第２充電時間におけるコンデンサ４の電圧変化量が同程度になるように、スイッチング信号を補正することで、コンデンサ４の電圧変動を抑制している。第１充電期間は、キャリアの半周期内で、放電期間の前の時間であり、第２充電期間は、キャリアの半周期内で放電期間の後の時間である。以下、インバータ制御装置の判別部１５、スイッチング信号補正部１６、及びスイッチング素子制御部１７の具体的な制御を説明する。

図５は、判別部１５、スイッチング信号生成部１４、及びスイッチング信号補正部１６、スイッチング素子制御部１７の制御フローを示すフローチャートである。なお、図５に示す制御フローは、コントローラ１０により繰り返し実行されている。

ステップＳ１にて、判別部１５は、変調率（ＭＩ）、ＤＣ電流（ｉ_ｄｃ）、ＡＣ電流（ｉ_ｂｂ）及びコンデンサ電圧（Ｃ）に基づき、コンデンサ４の電圧変動量（ΔＶ）を演算する。変調率（ＭＩ）は、変調率演算部１３で演算された変調率である。ＤＣ電流（ｉ_ｄｃ）は、電流センサ６の検出電流である。コンデンサ電圧（Ｃ）は、電圧センサ５の検出電圧である。

ＡＣ電流（ｉ_ｂｂ）は、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６のオン、オフにより発生する交流成分の電流であって、インバータ１からコンデンサ４への入出力電流である。例えば、スイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_４、Ｑ_６がオン状態で、スイッチング素子Ｑ_２、Ｑ_３、Ｑ_５がオフ状態である場合に、ＡＣ電流（ｉ_ｂｂ）は、Ｕ相の相電流（ｉ_ｕ）となる。また、例えば、上アームの全てのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５がオン状態で、下アームの全てのスイッチング素子Ｑ_２、Ｑ_４、Ｑ_６がオフ状態である場合には、ＡＣ電流（ｉ_ｂｂ）はゼロとなる。各スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６のオン、オフの状態は変調率により決まる。そのため、ＡＣ電流（ｉ_ｂｂ）は、変調率（ＭＩ）と電流センサ７で検出された相電流（Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗ）から演算できる。

コンデンサ４の電圧変動量（ΔＶ）を演算するための演算式は、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６の状態より異なる。図６は、変調率及びキャリアの特性を示すグラフであって、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６の状態とコンデンサ４の電圧変動量（ΔＶ）との関係を説明するための図である。図６のグラフａが変調率を示し、グラフｂがキャリアを示す。横軸は時間を示す。

図６に示すように、上アームの全てのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５がオン状態で、下アームの全てのスイッチング素子Ｑ_２、Ｑ_４、Ｑ_６がオフ状態である場合の電圧変動量をΔＶ_０とする。上アームのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５のうち、２つのスイッチング素子がオン状態で、１つのスイッチング素子がオフ状態の場合（下アームのスイッチング素子Ｑ_２、Ｑ_４、Ｑ_６のうち、２つのスイッチング素子がオフ状態で、１つのスイッチング素子がオン状態の場合）の電圧変動量をΔＶ_１とする。上アームのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５のうち、１つのスイッチング素子がオン状態で、２つのスイッチング素子がオフ状態の場合（下アームのスイッチング素子Ｑ_２、Ｑ_４、Ｑ_６のうち、１つのスイッチング素子がオフ状態で、２つのスイッチング素子がオン状態の場合）の電圧変動量をΔＶ_２とする。また、上アームの全てのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５がオフ状態で、下アームの全てのスイッチング素子Ｑ_２、Ｑ_４、Ｑ_６がオン状態である場合の電圧変動量をΔＶ_３とする。

電圧変動量ΔＶ_０、ΔＶ_１、ΔＶ_２、ΔＶ_３は、下記式（１）〜（４）でそれぞれ表される。

ただし、ＭＩ_ｍｉｎは、各相の変調率のうち、最も低い変調率を示し、ＭＩ_ｍａｘは、各相の変調率のうち、最も高い変調率を示し、ＭＩ_ｍｉｄは、ＭＩ_ｍｉｎとＭＩ_ｍａｘとの間の変調率を示す。

判別部１５は、変調率（ＭＩ）とキャリアから、スイッチング素子のオン、オフ状態を特定し、上記の式（１）〜式（４）の中から電圧変動量を求める式を選択する。そして、判別部１５は、変調率（ＭＩ）、ＤＣ電流（ｉ_ｄｃ）、ＡＣ電流（ｉ_ｂｂ）及びコンデンサ電圧（Ｃ）を、選択した式に代入して、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６の状態に応じた、コンデンサ４の電圧変動量（ΔＶ_０、ΔＶ_１、ΔＶ_２、ΔＶ_３）を演算する。これにより、判別部１５は、変調率（ＭＩ）等に対する上記式を用いた演算によって、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６の状態に応じた、コンデンサ４の電圧変動量を特定する。

ステップＳ２にて、判別部１５は、電圧変動量（ΔＶ_１）がゼロ以上であるか否かを判別し、判別結果をスイッチング信号補正部１６に出力する。電圧変動量ΔＶ_１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が所定の状態である場合の、コンデンサ４の電圧変化の傾きを表している。所定の状態とは、上アームのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５のうち、２つのスイッチング素子がオンで状態あり、１つのスイッチング素子がオフ状態である場合を示す。

電圧変動量（ΔＶ_１）がゼロ以上である場合、すなわちコンデンサ４の電圧変化の傾きの符号が正である場合には、ステップＳ３にて、スイッチング信号補正部１６は、パルスを分割する。分割されるパルスは、各相の変調率のうち、変調率の大きさが中間になる中間変調率とキャリアとの比較により生成されるスイッチング信号である。スイッチング信号補正部１６は、スイッチング信号のパルスを分割することで、スイッチング信号を補正している。

以下、ステップＳ３の制御フローについて、図７及び図８を用いて説明する。図７は、変調率の特性、キャリア、スイッチング信号、及び、コンデンサ４の電圧特性を示すグラフであって、（ａ）はパルス分割前の特性を示し、（ｂ）はパルス分割後の特性を示す。図７（ａ）の変調率の特性、キャリア、及び、コンデンサ４の電圧特性は、図３と同様である。図７の横軸は時間を示す。そして、横軸に表された電圧変動量（ΔＶ_０、ΔＶ_１、ΔＶ_２、ΔＶ_３）は、該当する期間において変動する、コンデンサ４の電圧変動量である。なお、図７の例では、ｕ相が最も変調率の高い相で、ｗ相が最も変調率の低い相とする。

パルス分割前のスイッチング信号（補正前のスイッチング信号）で、インバータ１が制御された場合に、コンデンサ４の電圧は、図７（ａ）のグラフｃのような特性となる。コンデンサ４の全体の電圧変動量（図７（ａ）の矢印Ｐで示される幅の大きさ）を小さくするためには、放電期間の前後に位置する充電期間におけるコンデンサ電圧の変動量が、同程度になればよい。例えば、図７（ａ）のグラフでは、キャリアの半周期（Ｔ_１）内で、放電期間より前の充電時間が、当該放電期間より後の充電期間と比べて、極端に長くなっている。キャリアの半周期（Ｔ_１）内で、放電時間が、図７（ａ）の時間より前の時間であれば、前後の充電時間におけるコンデンサ電圧の変動量が同程度になる。

図７（ａ）に示すスイッチング信号では、キャリアの半周期（Ｔ_１）内で、ｖ相のパルスは１つになっているが、ｖ相の１つのパルスが分割されて、２つになれば、キャリアの半周期（Ｔ_１）内で、放電期間により隔てられた２つの充電期間を、それぞれ同程度の長さにすることができ、コンデンサ４の電圧変動量を抑制できる。そして、コンデンサ４の全体の電圧変動量を抑制するためには、各充電期間の電圧変動量の関係が下記式（５）を満たすとよい。

ただし、ｘは、分割係数であって、ｖ相のスイッチング信号で表されるオン期間の分配比を示す。

式（５）を展開して、式（１）、式（２）、及び式（４）を代入することで、ｘは下記式（６）で表される。

スイッチング信号補正部１６は、ＤＣ電流（ｉ_ｄｃ）、ＡＣ電流（ｉ_ｂｂ）、及び変調率を用いて、式（６）より、分割係数（ｘ）を演算する。また、スイッチング信号補正部１６は、分割係数（ｘ）を用いて、下記式（７）及び（８）より、分割パルスを生成するための変調率（ＭＩ_０００、ＭＩ_１８０）を演算する。

図８は、変調率（ＭＩ_０００、ＭＩ_１８０）、キャリア及び分割されたスイッチング信号（補正後のスイッチング信号）を示すグラフである。

スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_０００、ＭＩ_１８０）を演算した後、変調率（ＭＩ_０００）とキャリアとを比較することでパルスＰ_ａを生成する。スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_０００）がキャリアより高い期間を、パルスＰ_ａのハイレベルの期間とする。図８（ａ）に示す実線のパルスが、パルスＰ_ａを表している。

スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_ｍａｘ）とキャリアとを比較することでパルスＰ_ｂを生成する。図８（ａ）に示す点線のパルスが、パルスＰ_ｂを表している。

また、スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_１８０）とキャリアとを比較することでパルスＰ_ｃを生成する。変調率（ＭＩ_１８０）と比較されるキャリアは、変調率（ＭＩ_０００）と比較されたキャリアに対して、π／２分ずれている。スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_１８０）がキャリアより高い期間を、パルスＰ_ｃのハイレベルの期間とする。図８（ｂ）に示す点線パルスが、パルスＰ_ｃを表している。

スイッチング信号補正部１６は、パルスＰ_ｂとパルスＰ_ｃとの論理積をとる。そして、スイッチング信号補正部１６は、論理積で得られるパルスとパルスＰ_ａとの論理和をとることで、変調率の大きさが中間になる相（ｖ相）のスイッチング信号を生成する。図８（ｃ）に示すパルスが、補正後のスイッチング信号を表している。これにより、補正前のｖ相のスイッチング信号が分割される。そして、スイッチング信号補正部１６は、分割されたｖ相のスイッチング信号と、ｕ相及びｗ相のスイッチング信号を、スイッチング素子制御部１７に出力する。

ステップＳ４にて、スイッチング素子制御部１７は、スイッチング信号補正部１６から出力されたスイッチング信号に基づき、インバータ１を制御する。

上記のように、ステップＳ３の制御フローにおいて、スイッチング信号補正部１６は、キャリアの半周期でみたときに、放電期間より前の充電期間における電圧変動量と、放電期間より後の充電期間における電圧変動量が同程度になるように、中間変調率の相のスイッチング信号を補正する。図７に示すように、インバータ１が補正後のスイッチング信号で制御された場合に、コンデンサ４の電圧変動量（図７（ｂ）の矢印Ｑで示される幅の大きさ）は、スイッチング信号を補正しないときの電圧変動量（図７（ａ）の矢印Ｐで示される幅の大きさ）よりも小さくなる。

ステップＳ２の判定で、電圧変動量（ΔＶ_１）がゼロ未満である場合には、ステップＳ５にて、判別部１５は、電圧変動量（ΔＶ_２）がゼロ以上であるか否かを判別し、判別結果をスイッチング信号補正部１６に出力する。電圧変動量ΔＶ_２は、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６が所定の状態である場合の、コンデンサ４の電圧変化の傾きを表している。所定の状態とは、上アームのスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_３、Ｑ_５のうち、１つのスイッチング素子がオンで状態あり、２つのスイッチング素子がオフ状態である場合を示す。

電圧変動量（ΔＶ_２）がゼロ以上である場合には、ステップＳ６にて、スイッチング信号補正部１６は、パルスを分割する。分割されるパルスは、各相の変調率のうち、変調率の大きさが中間になる中間変調率とキャリアとの比較により生成されるスイッチング信号である。

以下、ステップＳ６の制御フローについて、図９及び図１０を用いて説明する。図９は、変調率の特性、キャリア、スイッチング信号、及び、コンデンサ４の電圧特性を示すグラフであって、（ａ）はパルス分割前の特性を示し、（ｂ）はパルス分割後の特性を示す。図９（ａ）の変調率の特性、キャリア、及び、コンデンサ４の電圧特性は、図３と同様である。図９の横軸は時間を示す。そして、横軸に表された電圧変動量（ΔＶ_０、ΔＶ_１、ΔＶ_２、ΔＶ_３）は、該当する期間において変動する、コンデンサ４の電圧変動量である。なお、図９の例では、ｕ相が最も変調率の高い相で、ｗ相が最も変調率の低い相とする。

パルス分割前のスイッチング信号（補正前のスイッチング信号）で、インバータ１が制御された場合に、コンデンサ４の電圧は、図９（ａ）のグラフｃのような特性となる。コンデンサ４の全体の電圧変動量（図９（ａ）の矢印Ｐで示される幅の大きさ）を小さくするためには、放電期間の前後に位置する充電期間におけるコンデンサ電圧の変動量が、同程度になればよい。

図９（ａ）に示すスイッチング信号では、キャリアの半周期（Ｔ_１）内で、ｖ相のパルスは１つになっていないが、ｖ相の１つのパルスが分割して、２つのパルスにする。そして、分割された２つのパルスのうち、一方のパルスを、ｗ相のスイッチング信号のオン期間と重ねて、他方のパルスを、電圧変動量（ΔＶ_２）に対応する充電時間を分けるような時間に割り当てる。これにより、キャリアの半周期（Ｔ_１）内で、放電期間により隔てられた２つの充電期間が、それぞれ同程度の長さになり、コンデンサ４の電圧変動量が抑制される。そして、コンデンサ４の全体の電圧変動量を抑制するためには、各充電期間の電圧変動量の関係が下記式（９）を満たすとよい。

ただし、ｘは、分割係数である。

式（９）を展開して、式（１）、式（３）、及び式（４）を代入することで、ｘは下記式（１０）で表される。

スイッチング信号補正部１６は、ＤＣ電流（ｉ_ｄｃ）、ＡＣ電流（ｉ_ｂｂ）、及び変調率を用いて、式（１０）より、分割係数（ｘ）を演算する。また、スイッチング信号補正部１６は、分割係数（ｘ）を用いて、下記式（１１）及び（１２）より、分割パルスを生成するための変調率（ＭＩ_０００、ＭＩ_１８０）を演算する。

図１０は、変調率（ＭＩ_０００、ＭＩ_１８０）、キャリア及び分割されたスイッチング信号（補正後のスイッチング信号）を示すグラフである。

スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_０００、ＭＩ_１８０）を演算した後、変調率（ＭＩ_０００）とキャリアとを比較することでパルスＰ_ｄを生成する。スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_０００）がキャリアより高い期間を、パルスＰ_ｄのハイレベルの期間とする。図８（ａ）に示す実線のパルスが、パルスＰ_ｄを表している。

スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_ｍｉｎ）とキャリアとを比較することでパルスＰ_ｅを生成する。図８（ａ）に示す点線のパルスが、パルスＰ_ｅを表している。

また、スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_１８０）とキャリアとを比較することでパルスＰ_ｆを生成する。変調率（ＭＩ_１８０）と比較されるキャリアは、変調率（ＭＩ_０００）と比較されたキャリアに対して、π／２分ずれている。スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_１８０）がキャリアより高い期間を、パルスＰ_ｆのハイレベルの期間とする。図８（ｂ）に示す点線パルスが、パルスＰ_ｆを表している。

スイッチング信号補正部１６は、パルスＰ_ｅとパルスＰ_ｆとの論理和をとる。そして、スイッチング信号補正部１６は、論理和で得られるパルスとパルスＰ_ｄとの論理積をとることで、変調率の大きさが中間になる相（ｖ相）のスイッチング信号を生成する。図１０（ｃ）に示すパルスが、補正後のスイッチング信号を表している。これにより、補正前のｖ相のスイッチング信号が分割される。そして、スイッチング信号補正部１６は、分割されたｖ相のスイッチング信号と、ｕ相及びｗ相のスイッチング信号を、スイッチング素子制御部１７に出力する。

ステップＳ７にて、スイッチング素子制御部１７は、スイッチング信号補正部１６から出力されたスイッチン信号に基づき、インバータ１を制御する。

上記のように、ステップＳ６の制御フローにおいて、スイッチング信号補正部１６は、キャリアの半周期でみたときに、放電期間より前の充電期間における電圧変動量と、放電期間より後の充電期間における電圧変動量が同程度になるように、中間変調率の相のスイッチング信号が補正される。図９に示すように、インバータ１が補正後のスイッチング信号で制御された場合に、コンデンサ４の電圧変動量（図９（ｂ）の矢印Ｑで示される幅の大きさ）は、スイッチング信号を補正しないときの電圧変動量（図９（ａ）の矢印Ｐで示される幅の大きさ）よりも小さくなる。

ステップＳ５の判定で、電圧変動量（ΔＶ_２）がゼロ未満である場合には、ステップＳ８にて、スイッチング信号補正部１６は、スイッチング信号を補正することなく、スイッチング信号をスイッチング素子制御部１７に出力する。そして、スイッチング素子制御部１７は、補正されてないスイッチング信号に基づき、インバータ１を制御する。

上記のように、本実施形態では、モータの電圧指令値とキャリアとを比較して、複数のスイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６のオン及びオフを切り換えるスイッチング信号を生成し、各相の変調率のうち変調率の大きさが中間になる中間変調率とキャリアとの比較により生成されるスイッチング信号を補正し、補正されたスイッチング信号よりインバータ１を制御し、コンデンサ４の充放電期間に、キャリアの半周期内で、コンデンサ４の放電期間と、当該放電期間より前の時間である第１充電期間と、前記放電期間より後の時間である第２充電期間とを含ませて、第１充電期間におけるコンデンサの電圧変化量と、第２充電期間におけるコンデンサの電圧変化量とを同程度にする。これにより、キャリアの１周期内で、コンデンサ４の連続充電期間が短くなるため、充電期間で変動するコンデンサ電圧の変動幅が小さくなり、コンデンサの電圧変動を抑制できる。

また本実施形態では、電圧変動量（ΔＶ_１）がゼロ以上である場合には、上記の式（５）を満たすように、スイッチング信号を補正する。これにより、コンデンサの電圧変動量が同程度になるような、スイッチング信号を生成できる。

また本実施形態では、電圧変動量（ΔＶ_１）がゼロ未満であり、かつ、ΔＶ_２がゼロ以上である場合には、上記の式（９）を満たすように、スイッチング信号を補正する。これにより、コンデンサの電圧変化量が同程度になるような、スイッチング信号を生成できる。

上記スイッチング素子制御部１７が本発明に係る「制御部」に相当する。

《第２実施形態》
図１１は、発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置のコントローラ１０のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、コントローラ１０が変調率補正部１８を有している点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、その記載を援用する。

コントローラ１０は、電流指令値演算部１１等の他に、変調率補正部１８を有している。変調率補正部１８は、判別部１５の判別結果に応じて、変調率を補正する。電圧変動量（ΔＶ_１）がゼロ以上である場合には、変調率補正部１８は、各相の変調率のうち最も大きい変調率が上限値になるように、各相の変調率を、それぞれ同じ大きさのオフセット値で補正する。また、電圧変動量（ΔＶ_１）がゼロ未満であり、かつ、電圧変動量（ΔＶ_２）がゼロ以上である場合には、変調率補正部１８は、各相の変調率のうち最も小さい変調率が下限値になるように、各相の変調率を、それぞれ同じ大きさのオフセット値で補正する。

スイッチング信号生成部１４は、変調率補正部１８により補正された変調率とキャリアとを比較して、スイッチング信号を生成する。スイッチング信号補正部１６は、判別部１５の判別結果に応じて、補正された各相の変調率のうち、変調率の大きさが中間になる中間変調率とキャリアとの比較により生成されたスイッチング信号を補正する。そして、スイッチング素子制御部１７は、スイッチング信号補正部１６により補正されたスイッチング信号を含む各相のスイッチング信号に基づいて、インバータ１を制御する。

図１２は、判別部１５、スイッチング信号生成部１４、スイッチング信号補正部１６、スイッチング素子制御部１７、及び変調率補正部１８の制御フローを示すフローチャートである。なお、図１２に示す制御フローは、コントローラ１０により繰り返し実行されている。

ステップＳ１１及びステップＳ１２の制御フローは、実施形態１で説明したステップＳ１及びステップＳ２の制御フローと、それぞれ同様である。

ステップＳ１２の判定で、電圧変動量（ΔＶ_１）がゼロ以上である場合には、ステップＳ１３にて、変調率補正部１８は、オフセット値（γ）を演算する。オフセット値（γ）は、変調率（ＭＩ）のオフセット値である。変調率演算部１３で演算された各変調率（ＭＩ）のうち、最も高い変調率（ＭＩ_ｍａｘ）を最大値（１）に固定し、残りの相の変調率（ＭＩ_ｍｉｄ、ＭＩ_ｍｉｎ）を、変調率（ＭＩ_ｍａｘ）と最大値（１）との差分（１−ＭＩ_ｍａｘ）だけ、オフセットする。すなわち、変調率補正部１８は、最大値（変調の上限値）から変調率（ＭＩ_ｍａｘ）を減算することで、オフセット値（γ）を演算する。

ステップＳ１４にて、変調率補正部１８は、変調率演算部１３で演算された各変調率（ＭＩ）に対して、正のオフセット値（γ）をそれぞれ加算することで、変調率をオフセットする。

ステップＳ１５にて、スイッチング信号生成部１４は、オフセット後の変調率とキャリアとを比較することで、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６のスイッチング信号を生成する。

ステップＳ１６にて、スイッチング信号補正部１６は、変調率の大きさが中間になる相のスイッチング信号を分割する。そして、スイッチング信号補正部１６は、各相のスイッチング信号のうち、変調率（電圧指令値に相当）が最も高い相のスイッチング信号と、変調率が最も低い相のスイッチング信号を、スイッチング素子制御部１７に出力する信号とする。これにより、３相のうち、２相のスイッチング信号が決まる。また、スイッチング信号補正部１６は、分割されたスイッチング信号を、残り１相のスイッチング信号とする。

ステップＳ１４からステップＳ１６までの制御フローについて、図１３及び図１４を用いて説明する。

図１３（ａ）〜（ｃ）は、キャリア、変調率、各相のスイッチング信号、及び、コンデンサ４の電圧変動の特性を示したグラフである。図１３（ａ）はオフセット前の特性を示し、図１３（ｂ）はオフセット後の特性を示し、図１３（ｃ）はスイッチング信号の分割後の特性を示す。図１３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）において、グラフａが変調率を示し、グラフｂがキャリアを示し、グラフｃがコンデンサの電圧を示す。また、パルスは、各相のスイッチング信号を示す。なお、図１１を用いた説明では、説明の便宜上、最も高い電圧指令値の相をＵ相とし、最も低い電圧指令値の相をＷ相としている。横軸は時間を示す。

図１３（ｃ）に示すコンデンサ電圧の特性が、本実施形態において、コンデンサ４の電圧変動量を小さくしたときの特性である。オフセット後の変調率から得られる電圧変動量（ΔＶ_１）を、電圧変動量（ｘ・ΔＶ_１）と電圧変動量（（１−ｘ）・ΔＶ_１）に分割する。ｘは、オフセット後の変調率に対して、分割された電圧変動量の割合を表す係数であって、ｖ相のスイッチング信号で表されるオン期間の分配比を示す。分割された電圧変動量を用いて、スイッチング信号を分割した後のコンデンサ４の電圧変動量を表すと、キャリアの半周期内で前に位置する電圧変動量は、ΔＶ_０＋ｘΔＶ_１となり、後に位置する電圧変動量は、（１−ｘ）ΔＶ_１となる。

オフセット後の変調率とスイッチング信号との比較から得られる電圧変動量（ΔＶ_０、ΔＶ_１、ΔＶ_２、ΔＶ_３）は、下記式（１３）〜下記式（１６）で表される。

そして、コンデンサ４の全体の電圧変動量を抑制するためには、各充電期間の電圧変動量の関係が下記式（１７）を満たすとよい。

式（１７）を展開して、式（１３）及び式（１４）を代入することで、ｘは下記式（１８）で表される。

スイッチング信号補正部１６は、ＤＣ電流（ｉ_ｄｃ）、ＡＣ電流（ｉ_ｂｂ）、及び変調率を用いて、式（１８）より、分割係数（ｘ）を演算する。また、スイッチング信号補正部１６は、分割係数（ｘ）を用いて、下記式（１９）及び（２０）より、分割パルスを生成するための変調率（ＭＩ_０００、ＭＩ_１８０）を演算する。

図１４は、変調率（ＭＩ_０００、ＭＩ_１８０）、キャリア及び分割されたスイッチング信号を示すグラフである。

変調率（ＭＩ_０００、ＭＩ_１８０）を演算した後、スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_０００）とキャリアとを比較することでパルスＰ_ａを生成する。スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_０００）がキャリアより高い期間を、パルスＰ_ａのハイレベルの期間とする。図１４（ａ）に示すパルスが、パルスＰ_ａを表している。

また、スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_１８０）とキャリアとを比較することでパルスＰ_ｂを生成する。変調率（ＭＩ_１８０）と比較されるキャリアは、変調率（ＭＩ_０００）と比較されたキャリアに対して、π／２分ずれている。スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_１８０）がキャリアより高い期間を、パルスＰ_ｂのハイレベルの期間とする。図１４（ｂ）に示すパルスが、パルスＰ_ｂを表している。

そして、スイッチング信号補正部１６は、パルスＰ_ａとパルスＰ_ｂとの論理和をとることで、変調率の大きさが中間になる相のスイッチング信号を生成する。図１２（ｃ）に示すパルスが、変調率の大きさが中間になる相のスイッチング信号である。これにより、スイッチング信号補正部１６は、変調率の大きさが中間になる相のスイッチング信号を分割する。

ステップＳ１７にて、スイッチング素子制御部１６は、ステップＳ１５の制御フロー及びステップＳ１６の制御フローで生成されたスイッチング信号を、各スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６に出力して、インバータ１を制御する。

上記のように、ステップＳ１６の制御フローにおいて、スイッチング信号補正部１６は、キャリアの半周期でみたときに、放電期間より前の充電期間における電圧変動量と、放電期間より後の充電期間における電圧変動量が同程度になるように、中間変調率の相のスイッチング信号が補正される。図１３に示すように、インバータ１が補正後のスイッチング信号で制御された場合に、コンデンサ４の電圧変動量（図１３（ｃ）の矢印Ｑで示される幅の大きさ）は、スイッチング信号を補正しないときの電圧変動量（図１３（ｂ）の矢印Ｐ_２で示される幅の大きさ）よりも小さく、かつ、変調率を補正しないときの電圧変動量（図１３（ａ）の矢印Ｐ_１で示される幅の大きさ）よりも小さくなる。

ステップＳ１２の判定で、電圧変動量（ΔＶ_１）がゼロ未満である場合には、ステップＳ１８にて、判別部１５は、電圧変動量（ΔＶ_２）がゼロ以上であるか否かを判別し、判別結果を変調率補正部１８及びスイッチング信号補正部１６に出力する。

電圧変動量（ΔＶ_２）がゼロ以上である場合には、ステップＳ１９にて、変調率補正部１８は、オフセット値（δ）を演算する。オフセット値（δ）は、変調率（ＭＩ）のオフセット値である。

変調率演算部１３で演算された各変調率（ＭＩ）のうち、最も低い変調率（ＭＩ_ｍｉｎ）を最小値（−１．０）に固定し、残りの相の変調率（ＭＩ_ｍｉｄ、ＭＩ_ｍａｘ）を、変調率（ＭＩ_ｍｉｎ）と最小値（−１．０）との差分（−１−ＭＩ_ｍｉｎ）だけ、オフセットする。すなわち、変調率補正部１８は、最小値（変調の下限値）から変調率（ＭＩ_ｍｉｎ）を減算することで、オフセット値（δ）を演算する。オフセット値（δ）は、負の値となる。

ステップＳ２０にて、変調率補正部１８は、変調率演算部１３で演算された各変調率（ＭＩ）に対して、負のオフセット値（δ）をそれぞれ加算することで、変調率をオフセットする。すなわち、変調率補正部１８は、最も低い変調率（ＭＩ_ｍｉｎ）と下限値との差分である補正値を、各相の変調率からそれぞれ減算することで、各相の変調率を補正する。

ステップＳ２１にて、スイッチング信号生成部１４は、オフセット後の変調率とキャリアとを比較することで、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６のスイッチング信号を生成する。

ステップＳ２２にて、スイッチング信号補正部１６は、変調率の大きさが中間になる相のスイッチング信号を分割する。そして、スイッチング信号補正部１６は、各相のスイッチング信号のうち、変調率（電圧指令値に相当）が最も高い相のスイッチング信号と、変調率が最も低い相のスイッチング信号を、スイッチング素子制御部１７に出力する信号とする。これにより、３相のうち、２相のスイッチング信号が決まる。また、スイッチング信号補正部１６は、分割されたスイッチング信号を、残り１相のスイッチング信号とする。

ステップＳ２０からステップＳ２２までの制御フローについて、図１５及び図１６を用いて説明する。

図１５（ａ）〜（ｃ）は、キャリア、変調率、各相のスイッチング信号、及び、コンデンサ４の電圧変動の特性を示したグラフである。図１５（ａ）はオフセット前の特性を示し、図１５（ｂ）はオフセット後の特性を示し、図１５（ｃ）はスイッチング信号の分割後の特性を示す。図１５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）において、グラフａが変調率を示し、グラフｂがキャリアを示し、グラフｃがコンデンサの電圧を示す。また、パルスは、各相のスイッチング信号を示す。なお、図１３を用いた説明では、説明の便宜上、最も高い電圧指令値の相をＵ相とし、最も低い電圧指令値の相をＷ相としている。横軸は時間を示す。

ステップＳ２０の制御フローによって、オフセット後の変調率（ＭＩ^’ _ｍａｘ、ＭＩ^’ _ｍｉｄ、ＭＩ^’ _ｍｉｎ）は、変調率演算部１３で演算された各変調率（ＭＩ_ｍａｘ、ＭＩ_ｍｉｄ、ＭＩ_ｍｉｎ）に、負のオフセット値（δ）を加えた値となる。オフセット後の変調率（ＭＩ_ｍｉｎ ^’）は、インバータ制御における変調の下限値（−１．０）となる。

ステップＳ２１の制御フローにより、オフセット後の変調率（ＭＩ^’ _ｍａｘ）とキャリアとの比較により演算されるスイッチング信号が、Ｕ相のスイッチング信号となる。また、オフセット後の変調率（ＭＩ^’ _ｍｉｎ）とキャリアとの比較により演算されるスイッチング信号が、Ｗ相のスイッチング信号となる。なお、Ｗ相のスイッチング素子は常にオフ状態となる。

変調率をオフセットした後のコンデンサ４の電圧変動量を小さくするためには、キャリアの半周期内で、放電期間の前後に位置する充電期間におけるコンデンサ電圧の変動量が、同程度になればよい。

図１５（ｃ）に示すコンデンサ電圧の特性が、本実施形態において、コンデンサ４の電圧変動量を小さくしたときの特性である。オフセット後の変調率から得られる電圧変動量（ΔＶ_２）を、電圧変動量（ｘ・ΔＶ_２）と電圧変動量（（１−ｘ）・ΔＶ_２）に分割する。ｘは、オフセット前の変調率に対して、分割された電圧変動量の割合を表す係数である。分割された電圧変動量を用いて、スイッチング信号を分割した後のコンデンサ４の電圧変動量を表すと、キャリアの半周期内で前に位置する電圧変動量は、（１−ｘ）ΔＶ_２となり、後に位置する電圧変動量は、ｘΔＶ_２＋ΔＶ_３となる。

オフセット後の変調率とスイッチング信号との比較から得られる電圧変動量（ΔＶ_０、ΔＶ_１、ΔＶ_２、ΔＶ_３）は、下記式（２１）〜下記式（２４）で表される。

そして、コンデンサ４の全体の電圧変動量を抑制するためには、各充電期間の電圧変動量の関係が下記式（２５）を満たすとよい。

式（２５）を展開して、式（２３）及び式（２４）を代入することで、ｘは下記式（２６）で表される。

スイッチング信号補正部１６は、ＤＣ電流（ｉ_ｄｃ）、ＡＣ電流（ｉ_ｂｂ）、及び変調率を用いて、式（２６）より、分割係数（ｘ）を演算する。また、スイッチング信号補正部１６は、分割係数（ｘ）を用いて、下記式（２７）及び（２８）より、分割パルスを生成するための変調率（ＭＩ_０００、ＭＩ_１８０）を演算する。

図１６は、変調率（ＭＩ_０００、ＭＩ_１８０）、キャリア及び分割されたスイッチング信号を示すグラフである。

変調率（ＭＩ_０００、ＭＩ_１８０）を演算した後、スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_０００）とキャリアとを比較することでパルスＰ_ｃを生成する。スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_０００）がキャリアより高い期間を、パルスＰ_ｃのハイレベルの期間とする。図１６（ａ）に示すパルスが、パルスＰ_ｃを表している。

また、スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_１８０）とキャリアとを比較することでパルスＰ_ｄを生成する。変調率（ＭＩ_１８０）と比較されるキャリアは、変調率（ＭＩ_０００）と比較されたキャリアに対して、π／２分ずれている。スイッチング信号補正部１６は、変調率（ＭＩ_１８０）がキャリアより高い期間を、パルスＰ_ｄのハイレベルの期間とする。図１６（ｂ）に示すパルスが、パルスＰ_ｄを表している。

そして、スイッチング信号補正部１６は、パルスＰ_ｃとパルスＰ_ｄとの論理積をとることで、変調率の大きさが中間になる相のスイッチング信号を生成する。図１６（ｃ）に示すパルスが、変調率の大きさが中間になる相のスイッチング信号である。これにより、スイッチング信号補正部１６は、変調率の大きさが中間になる相のスイッチング信号を分割し、分割されたスイッチング信号を、残り１相（Ｖ相）のスイッチング信号に設定する。スイッチング信号補正部１６は、ステップＳ２１の制御フロー及びステップＳ２２の制御フローで生成されたスイッチング信号を、各スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_６に出力して、インバータ１を制御する。

ステップＳ２３にて、スイッチング素子制御部１７は、スイッチング信号補正部１６から出力されたスイッチング信号に基づき、インバータ１を制御する。

上記のように、ステップＳ２２の制御フローにおいて、スイッチング信号補正部１６は、キャリアの半周期でみたときに、放電期間より前の充電期間における電圧変動量と、放電期間より後の充電期間における電圧変動量が同程度になるように、中間変調率の相のスイッチング信号を補正する。図１５に示すように、インバータ１が補正後のスイッチング信号で制御された場合に、コンデンサ４の電圧変動量（図１５（ｂ）の矢印Ｑで示される幅の大きさ）は、スイッチング信号を補正しないときの電圧変動量（図１５（ａ）の矢印Ｐ_２で示される幅の大きさ）よりも小さく、かつ、変調率を補正しないときの電圧変動量（図１５（ａ）の矢印Ｐ_１で示される幅の大きさ）よりも小さくなる。

ステップＳ１８の判定で、電圧変動量（ΔＶ_２）がゼロ未満である場合には、ステップＳ２４にて、変調率補正部１８は変調率を補正せず、スイッチング信号補正部１６は、スイッチング信号を補正することなく、スイッチング信号をスイッチング素子制御部１７に出力する。そして、スイッチング素子制御部１７は、補正されてないスイッチング信号に基づき、インバータ１を制御する。

上記のように本実施形態では、各相の変調率のうち最も大きい変調率と変調率の上限値との差分である補正値を、各相の変調率にそれぞれ加算することで、各相の変調率を補正し、補正された変調率とキャリアとを比較してスイッチング信号を生成し、補正された各相の変調率のうち、指令値の大きさが中間になる変調率とキャリアとの比較により生成されるスイッチング信号を補正する。これにより、キャリアの１周期内で、コンデンサ４の連続充電期間が短くなるため、充電期間で変動するコンデンサ電圧の変動幅小さくなり、コンデンサの電圧変動を抑制できる。

上記のように本実施形態では、各相の変調率のうち最も小さい変調率と変調率の下限値との差分である補正値を、各相の変調率からそれぞれ減算することで、各相の変調率を補正し、補正された変調率とキャリアとを比較してスイッチング信号を生成し、補正された各相の変調率のうち、指令値の大きさが中間になる変調率とキャリアとの比較により生成されるスイッチング信号を補正する。これにより、キャリアの１周期内で、コンデンサ４の連続充電期間が短くなるため、充電期間で変動するコンデンサ電圧の変動幅小さくなり、コンデンサの電圧変動を抑制できる。

また、スイッチング信号を分割することによるスイッチング回数の増加を防ぎ、スイッチング損失を抑制することができる。すなわち、第１実施形態に係るインバータ制御装置では、スイッチング信号を分割することで、スイッチング回数が増加している。一方、本実施形態では、変調率を上限値又は下限値に固定するため、高電位側のスイッチング素子のうち、１つのスイッチング素子は常にオン状態になる。そして、本実施形態では、１つのスイッチング素子を常時オンにした状態で、スイッチング信号を分割する。これにより、オフセット前の変調率とキャリアとの比較で得られるスイッチング信号によるスイッチング回数と、同等の回数にすることができる。

上記の変調率補正部１８が本発明に係る「指令値補正部」に相当する。なお、本実施形態では、電圧指令値を変調率に変換しているため、変調率をオフセットしたが、電圧指令値をオフセットしてもよい。

１…インバータ
２…バッテリ
３…モータ
４…コンデンサ
５…電圧センサ
６、７…電流センサ
８…回転子位置センサ
１０…コントローラ
１１…電流指令値演算部
１２…電圧指令値演算部
１３…変調率演算部
１４…スイッチング信号生成部
１５…判別部
１６…スイッチング信号補正部
Ｄ_１〜Ｄ_６…整流素子（還流ダイオード）
Ｑ_１〜Ｑ_６…スイッチング素子

Claims (5)

1. 電源から供給される電力を多相交流電力に変換してモータに出力するインバータ制御装置であって、
   直列接続された複数のスイッチング素子を三相に接続したインバータと、
   前記電源と前記インバータとの間に接続されたコンデンサと、
   前記インバータを制御するコントローラとを備え、
   前記コントローラは、
   前記モータの電圧指令値とキャリアとを比較して、前記複数のスイッチング素子のオン及びオフを切り換えるスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、
   各相の前記電圧指令値のうち、指令値の大きさが中間になる中間電圧指令値と前記キャリアとの比較により生成される前記スイッチング信号を補正するスイッチング信号補正部と、
   前記スイッチング信号補正部により補正された前記スイッチング信号より前記インバータを制御する制御部とを有し、
   前記コンデンサを充電及び放電する充放電期間は、前記キャリアの半周期内に、前記コンデンサの放電期間と、前記放電期間より前の時間である第１充電期間と、前記放電期間より後の時間である第２充電期間とを含み、
   前記第１充電期間で充電されるときの前記コンデンサの電圧変動量が、前記第２充電期間で充電されるときの前記コンデンサの電圧変動量と同程度である
   インバータ制御装置。
2. 請求項１記載のインバータ制御装置において、
   前記スイッチング信号補正部は、ΔＶ_１がゼロ以上である場合には、下記式（１）を満たすように、前記スイッチング信号を補正する
   インバータ制御装置。
   

   

   ただし、
   ΔＶ_０は、前記インバータの高電位側に接続された前記複数のスイッチング素子の全てがオン状態の場合に変化する前記コンデンサの電圧変動量を示し、
   ΔＶ_１は、前記インバータの高電位側に接続された前記複数のスイッチング素子のうち、２つのスイッチング素子がオン状態であり、かつ、１つのスイッチング素子がオフ状態である場合に変化する前記コンデンサの電圧変動量を示し、
   ΔＶ_３は、前記インバータの高電位側に接続された前記複数のスイッチング素子の全てがオフ状態の場合に変化する前記コンデンサの電圧変動量を示し、
   ｘは、前記高電位側に接続された前記複数のスイッチング素子のオン時間の分配比を示す。
3. 請求項１又は２記載のインバータ制御装置において、
   前記スイッチング信号補正部は、ΔＶ_１がゼロ未満であり、かつ、ΔＶ_２がゼロ以上である場合には、下記式（２）を満たすように、前記スイッチング信号を補正する
   インバータ制御装置。
   

   

   ただし、
   ΔＶ_０は、前記インバータの高電位側に接続された前記複数のスイッチング素子の全てがオン状態の場合に変化する前記コンデンサの電圧変動量を示し、
   ΔＶ_１は、前記インバータの高電位側に接続された前記複数のスイッチング素子のうち、２つのスイッチング素子がオン状態であり、かつ、１つのスイッチング素子がオフ状態である場合に変化する前記コンデンサの電圧変動量を示し、
   ΔＶ_２は、前記インバータの高電位側に接続された前記複数のスイッチング素子のうち、１つのスイッチング素子がオン状態であり、かつ、２つのスイッチング素子がオフ状態である場合に変化する前記コンデンサの電圧変動量を示し、
   ΔＶ_３は、前記インバータの高電位側に接続された前記複数のスイッチング素子の全てがオフ状態の場合に変化する前記コンデンサの電圧変動量を示し、
   ｘは、前記高電位側に接続された前記複数のスイッチング素子のオン時間の分配比を示す。
4. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記コントローラは、
   各相の前記電圧指令値のうち最も大きい指令値と前記電圧指令値の上限値との差分である補正値を、前記各相の電圧指令値にそれぞれ加算することで、前記各相の電圧指令値を補正する指令値補正部を有し、
   前記スイッチング信号生成部は、前記指令値補正部により補正された電圧指令値と前記キャリアとを比較して前記スイッチング信号を生成し、
   前記スイッチング信号補正部は、補正された各相の電圧指令値のうち、指令値の大きさが中間になる中間電圧指令値と前記キャリアとの比較により生成される前記スイッチング信号を補正する
   インバータ制御装置。
5. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記コントローラは、
   各相の前記電圧指令値のうち最も小さい指令値と前記電圧指令値の下限値との差分である補正値を、前記各相の電圧指令値からそれぞれ減算することで、前記各相の電圧指令値を補正する指令値補正部を有し、
   前記スイッチング信号生成部は、前記指令値補正部により補正された電圧指令値と前記キャリアとを比較して前記スイッチング信号を生成し、
   前記スイッチング信号補正部は、補正された各相の電圧指令値のうち、指令値の大きさが中間になる中間電圧指令値と前記キャリアとの比較により生成される前記スイッチング信号を補正する
   インバータ制御装置。

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