JP5017911B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は電力変換装置の制御方法に関するものである。

従来、燃料電池を主電源として高効率にモータを駆動する技術が開示されている（特許文献１を参照されたい）。この例では、バッテリーがDCDCコンバータを介して燃料電池と並列に接続されており、DCDCコンバータの出力電圧を制御することで、電源の出力効率を改善することを狙ったものである。
特開２００２−１１８９８１号公報

しかしながら、前記の従来技術においては、DCDCコンバータを使っているため、電源と電力変換装置、モータをすべて含めたシステム全体の体積が大きくなるとともに、バッテリーを充放電するためにはDCDCコンバータを通過するために損失が発生する。

本発明は、DCDCコンバータを介さずに、燃料電池とバッテリーの組み合わせに限らず、複数の電源電力を利用・配分し、全体の体積・損失を低減可能な電力変換装置を提供するものである。

複数の直流電圧源に接続され、前記複数の直流電圧源のそれぞれの出力電圧から出力電圧パルスを生成し合成することで交流電動機の駆動電圧を生成する電力変換装置であって、
前記電力変換装置は前記出力電圧から出力電圧パルスを生成する複数のスイッチを有する電力変換手段と、
前記電力変換手段を制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、
前記複数の直流電圧源から出力される出力電圧パルスの時間比率である変調率指令を演算する演算手段と、
前記変調率指令とＰＷＭキャリアとを比較し前記複数のスイッチを駆動するＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭパルス信号生成手段とを有し、
前記ＰＷＭパルス生成手段は、前記複数の直流電圧源に対応する出力電圧パルスのオン時間が互いに連続し、且つ段階的に立ち上がり段階的に立ち下がるように、前記複数の直流電圧源のそれぞれに対応するＰＷＭパルス信号を生成することを特徴とする。

上記目的を達成するための請求項１に記載の発明は、
複数の直流電圧源の電力配分を操作することが可能であり、直流電圧を調節するDCDCコンバータを用いずに、電源電力を配分することができる。このため、装置全体の小型化・高効率化することができるようになる。

また、当該電力変換装置を動作させる場合に、出力電圧のオンパルスを連続的に且つ低電位の電源から高電位の電源の順にオンし、高電位の電源から低電位の電源の順にオフするように生成させているので、モータに印加される電圧の時間当たりの電圧変化量が小さくなり電力変換装置から放射されるノイズを低減し、他の機器や自らに対するノイズに関する信頼性を向上することができる。このことにより、作業者・運転者が不快に感じる電磁騒音の急激な増加を防止することができる。

また、オンパルスを連続的且つ段階的に生成させることにより、電力変換装置の電源と出力に接続されたスイッチに生じる電圧変化を低減することができ、このため、スイッチの電力損失をさらに低減することができる。

（第１の実施形態）
以下、諸図面を参照しつつ、本発明の実施様態を詳細に説明する。

本実施形態にて説明する電力変換装置は、図１に示す電力変換器３（電力変換手段に相当する）と図２に示す制御装置４（制御手段に相当する）とを有する。

図１は、複数の電圧源を入力する電力変換器３の回路図を示している。なお、本実施形態においては２つの直流電圧源に対応する制御について説明するが、直流電圧源の数は２つに限られない。

直流電圧源１１の負極と、直流電圧源１２の負極を共通負極母線１６に接続する。共通負極母線１６とモータ２のU相３３、V相３４、W相３５の各相端子間には、一般的に知られているインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ１０７a,１０８a,１０９aとダイオード１０７b,１０８b,１０９bの組を接続する。直流電圧源１１の正極母線１５とモータ２の各相端子間とは、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ１０１a/１０１b,１０２a/１０２b,１０３a/１０３bでそれぞれ接続する。また、直流電圧源１２の正極母線１７とモータ２（交流電動機に相当する）の各相端子間にも双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ１０４a/１０４b,１０５a/１０５b,１０６a/１０６bをそれぞれ接続する。

直流電圧源１１の正極母線１５と共通負極母線１６の間には平滑コンデンサ１３を接続し、直流電圧源１２の正極母線１７と共通負極母線１６の間にも平滑コンデンサ１４を接続する。

電力変換器３は、共通負極母線１６と直流電圧源１１の正極母線１５と直流電圧源１２の正極母線１７、以上の３つの電位をもとに、モータ２に印加する電圧を生成する直流−交流電力変換器である。各相に設けられた複数の半導体スイッチが、モータ２の各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、電圧生成手段３を構成する。また前記半導体スイッチが前記複数の電位の中から択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータ２に必要な電圧を供給する。

図２を用いて、制御装置４の構成を説明する。
トルク制御手段４１は、外部より与えられるトルク指令Te*とモータ回転速度ωから、交流モータのd軸電流の指令値id*とq軸電流の指令値iq*を演算する手段である。トルク制御手段４１では、予め作成されたTe*,ωを軸としたマップを参照し、id*,iq*を出力する。
電流制御手段４２では、d軸電流指令値id*,q軸電流指令値iq*と３相/dq変換４８からのd軸電流値id、q軸電流値iqとから、これらを実現するための電流制御を行う。この制御によって、三相交流の各相の電圧指令値vu*,vv*,vw*を出力する。

図３を用いて、電流制御手段４２の詳細について説明する。
電流制御器４２１では、トルク制御手段４１からのid*,iq*に３相/dq変換４８からのid,iqが追従するように、それぞれPI制御によるフィードバック制御を行って、d軸電圧指令値vd*、q軸電圧指令値vq*を出力する。ここで、id、iqは３相/dq変換手段４８により、電流センサで検出したＵ相電流iu、V相電流iv及びiu,ivから求めたW相電流iwを変換して求められる。ｄq/３相変換手段４２２は、dq軸電圧を３相電圧指令に変換する手段であり、dq軸電圧指令値vd*,vq*を入力とし、Ｕ相電圧指令値vu*、V相電圧指令値vv*、W相電圧指令値vw*を出力する。

図２に戻って、電力制御・変調率演算手段４５（演算手段に相当する）では、直流電圧源１１と直流電圧源１２から供給される電力の分配目標値rto_pa、rto_pbを用いて電力制御を行う。電力の分配目標値は、直流電圧源１１と直流電圧源１２の電力の比率を意味しており、電源の出力効率を向上させることを目的として、図示しない外部コントローラから与えられる。電力の分配目標値rto_pa,rto_pbは次の関係を持つ。

rto_pa＋rto_pb＝１ ・・・（１）
このため、一方の電力分配目標値が得られれば，上の関係から、もう一方の電力分配目標値を求めることができる。図２では、電力制御・変調率演算手段４５の入力としてrto_paのみを記しており、電力制御・変調率演算手段４５内部での演算によって、上式に基づいて、rto_pbを演算する。
図４を用いて、電力制御・変調率演算手段４５の詳細を説明する。
乗算器４５１aでは、vu*,vv*,vw*に、それぞれrto_paを乗じて、直流電圧源１１ 側の電圧指令値であるvu_a*,vv_a*,vw_a*を演算する。以下、直流電圧源１１から生成する電圧の指令を直流電圧源１１分電圧指令、直流電圧源１２から生成する電圧の指令を直流電圧源１２分電圧指令と記す。

vu_a*= vu*・rto_pa
vv_a*= vv*・rto_pa ・・・（２）
vw_a*= vw*・rto_pa
一方、直流電圧源１２の電圧指令値は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値vu*,vv*,vw*から、直流電圧源１１の電圧指令値vu_a*、vv_a*、vw_a*を減算器４５１bで減算して求める。

vu_b*= vu*−vu_a*
vv_b*= vv*−vv_a* ・・・（３）
vw_b*= vw*−vw_a*

以下の変調率演算とＰＷＭパルス生成の説明はＵ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても同様の操作を行う。
（変調率演算手段４５２）
図４の変調率演算手段４５２はそれぞれ直流電圧源１１の電圧Ｖdc_a、直流電圧源１２の電圧Ｖdc_bを入力し、正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令mu_a*,mu_b*,mv_a*, mv_b*, mw_a*, mw_b*を生成する変調率演算手段である。

図４における点線部は、変調率演算手段４５２であり、乗算器４５２a、４５２bによって構成されている。ここでは、Ｕ相の直流電圧源１１分電圧指令ｖu_a*、直流電圧源１２分電圧指令vu_b *をそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで直流電圧源１１分瞬時変調率指令ｍu_a*、直流電圧源１２分瞬時変調率指令ｍu_b*を求める。

ｍu_a*＝ｖu_a*／(Ｖdc_a／２) ・・・（４）
ｍu_b*＝ｖu_b*／(Ｖdc_b／２)

（変調率補正手段４５３、変調率オフセット演算器４５４）
図４における変調率補正手段４５３は、得られた変調率を出力するために、PWM周期の時間幅を配分し、変調率指令値の演算を行う。

まず、変調率オフセット演算器４５４で直流電圧源１１の電圧Vdc_a、直流電圧源１２の電圧Vdc_bと電力の分配目標値rto_paから、次の変調率オフセットma_offset０,mb_offset０を演算する。ここでrto_pbは、前記の式をもとに演算する。

rto_pb=１−rto_pa ・・・（５）

得られた変調率オフセットma_offset０,mb_offset０は、加算器４５３aと４５３bで、それぞれ直流電圧源１１分瞬時変調率指令mu_a*、直流電圧源１２分瞬時変調率指令mu_b*と加算する。

そして変調率指令mu_a_c*、mu_b_c*を以下のように求める。

mu_a_c*= mu_a*+ma_offset*−１
・・・（８）
mu_b_c*= mu_b*+mb_offset*−１

（変調率加算手段４５５）
図４における変調率加算手段４５５は、電圧比較手段４５５aを備え、直流電圧源１１の電圧Vdc_a、直流電圧源１２の電圧Vdc_bの大小を比較判断し、その判断に基づき変調率指令mu_a_c*、mu_b_c*から変調率指令mu_a_c2*、mu_b_c2*を算出する。図５は変調率加算手段４５５における制御を示すフローチャートである。以下、フローチャートに沿って詳細を説明する。

まず、電圧比較手段４５５aにおいて直流電圧源の電圧の大小関係を判断する（ステップＳ１a（以下、ステップＳを「Ｓ」と記す）。直流電圧源の電圧がVdc_a＜Vdc_bである場合（Ｓ１a）、変調率指令mu_a_c2*は変調率指令mu_a_c*とmu_b_c*との和とし、変調率指令mu_ｂ_c2*は変調率指令mu_b_c*とする(Ｓ２a)。

mu_a_c2* = mu_a_c* + mu_b_c*
・・・（９）
mu_b_c2* = mu_b_c*

一方、直流電圧源の電圧がVdc_a＞Vdc_bである場合（Ｓ１a）、変調率指令mu_a_c2*は変調率指令mu_a_c*とし、変調率指令mu_ｂ_c2*は変調率指令mu_a_c*とmu_b_c*との和とする(Ｓ３a)。

mu_a_c2* = mu_a_c*
・・・（１０）
mu_b_c2* = mu_a_c* + mu_b_c*

すなわち、直流電圧源１１の電圧Vdc_a、直流電圧源１２の電圧Vdc_bの大小を比較判断をするステップＳ１において、直流電圧源１１または直流電圧源１２のうち低電圧側の直流電圧源に対応する変調率指令は、変調率指令mu_a_c* 、 mu_b_c*の和から設定し、高電位側の直流電圧源に対応する変調率指令は、式（８）で算出する変調率指令をそのまま変調率指令として設定する。

図２に示すＰＷＭ生成手段４７は、変調率加算手段４５５で算出された変調率指令に基づき、変調率指令mu_a_c2*、mu_b_c2*と三角波キャリアとを比較し、電力変換器３に印加するＰＷＭパルスを生成する。なお、三角波キャリアは図７に示すように、各スイッチのオン時間を決定するための搬送波であり、上限が＋１、下限が−１の値をとる三角波である。
（ＰＷＭパルス生成手段４７）
図６に、ＰＷＭパルス生成手段４７の詳細を示す。ＰＷＭパルス生成手段４７は、比較部４７１と、論理演算部４７２を有する。また、最終的に電力変換器３に印加されるＰＷＭパルス信号は、図８に示す電力変換器３のＵ相を示す等価回路におけるスイッチＡ〜Ｅ(Ａ：101a、Ｂ：107a、Ｃ：101b、Ｄ：104a、Ｅ：104bに相当する)のそれぞれに対応するＰＷＭパルス信号Ａ〜Ｅを生成する。

また、ここでは、Ｕ相の各スイッチを駆動する信号を、図８をもとに次のようにおく。
ＰＷＭパルス信号Ａ：電源aから出力端子の方向へ導通するスイッチＡの駆動信号
ＰＷＭパルス信号Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチＢの駆動信号
ＰＷＭパルス信号Ｃ：出力端子から電源aの方向へ導通するスイッチＣの駆動信号
ＰＷＭパルス信号Ｄ：電源bから出力端子の方向へ導通するスイッチＤの駆動信号
ＰＷＭパルス信号Ｅ：出力端子から電源bの方向へ導通するスイッチＥの駆動信号
次に、図６において、どのようにＰＷＭパルス信号を生成するかを説明する。

まず、ＰＷＭパルス信号Ａ、Ｄは比較部４７１において、三角波キャリアと変調率指令mu_a_c2*、mu_b_c2*との比較により、以下のように決定する（以下、ＰＷＭパルス信号Ａを「Ａ」と記す。Ｂ〜Ｅも同様）。

ＰＷＭパルス信号Ｄは、
キャリア ＞ mu_b_c2* ならば Ｄ ＝ ＯＦＦ
キャリア ＜ mu_b_c2* ならば Ｄ ＝ ＯＮ

同様に、ＰＷＭパルス信号Ａは以下のように決定する。
キャリア ＞ mu_a_c2* ならば Ａ ＝ ＯＦＦ
キャリア ＜ mu_a_c2* ならば Ａ ＝ ＯＮ

また、ＰＷＭパルス信号Ｃ、Ｅ、Ｂは、論理演算部４７２において、それぞれ論理合成により以下のように決定する。

このとき、スイッチＣ、Ｅのうち高電位側の直流電圧源と接続するスイッチを常時オンとしてもよい。なお、スイッチを常時オンする場合、ＰＷＭパルス信号によって駆動してもよく、また最初から常時オンのスイッチを用いてもよい。

変調率加算手段４５５およびＰＷＭ生成手段４７においてＰＷＭパルス信号を生成する一例をより詳細に説明する。

図９は、直流電圧源の電圧の大小関係がVdc_a＜Vdc_bであるときの一例である。図９には、1つの三角波キャリアと3つの変調率指令mu_a_c*、mu_a_c2*、mu_b_c2*が示してある。一点鎖線で示す変調率指令mu_a_c*は、実際に三角波キャリアと比較するわけではなく、説明上記載するものである。まず、変調率加算手段４５５では、直流電圧源の電圧の大小関係がVdc_a＜Vdc_bであるときは、低電位側の変調率指令mu_a_c*にmu_b_c*を加算し変調率指令mu_a_c2*を設定する。一方高電位側の変調率指令mu_b_c*は、式（８）で算出する変調率指令mu_b_c*を変調率指令mu_b_c2*として設定する。そして、ＰＷＭパルス生成手段４７の比較部４７１により生成される、低電位側の直流電圧源１１に対応し、直流電圧源１１からモータ２へ導通するスイッチを駆動するＰＷＭパルス信号Ａは変調率指令mu_a_c*から生成する場合のＰＷＭパルス信号Ａ′に比べ、オン時間が長くなる。このオン時間の延長分は、ＰＷＭパルス信号Ｄのオン時間に相当し、変調率指令mu_a_c*から生成する場合に得られるＰＷＭパルス信号Ａ′の立ち上がりと立ち下がりにそれぞれＰＷＭパルス信号Ｄオン時間／２分ずつ延長される。

このようにして、ＰＷＭパルス生成手段４７の比較部４７１では変調率指令mu_a_c2*、mu_b_c2*と三角波キャリアとを比較し、ＰＷＭパルス信号Ａ、Ｄを生成する。そして、さらにＰＷＭパルス生成手段４７の論理演算部４７２では、比較部４７１で生成されたＰＷＭパルス信号Ａ、Ｄに基づき、上述する論理演算から、ＰＷＭパルス信号Ｂ、Ｃ、Ｅを生成する。

このようにして生成される図１０に示すＰＷＭパルス信号Ａ〜Ｅを電力変換器３に印加すると、図１１に示すような互いの出力電圧パルスが連続し、且つ低電位側の出力電圧が先に立ち上がり、次いで高電位側の出力電圧パルスが立ち上がるとともに、高電位側の出力電圧パルスが先に立ち下がり、次いで低電位側の出力電圧が立ち下がる形の出力電圧パルスがモータ２に印加される。

本実施形態は、直流電圧源１１および直流電圧源１２（第１の直流電圧源または第２の直流電圧源（複数の直流電圧源）に相当する）に接続され、直流電圧源１１および直流電圧源１２のそれぞれの出力電圧から出力電圧パルスを生成し合成することでモータ２の駆動電圧を生成する電力変換装置であって、電力変換装置は出力電圧から出力電圧パルスを生成する複数のスイッチを有する電力変換手段と、電力変換器３を制御する制御手段４とを備え、制御手段４は、直流電圧源１１および直流電圧源１２から出力される出力電圧パルスの時間比率である変調率指令を演算する演算手段４５と、変調率指令とＰＷＭキャリアとを比較し複数のスイッチを駆動するＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭパルス信号生成手段４７とを有し、ＰＷＭパルス生成手段４７は、直流電圧源１１および直流電圧源１２に対応する出力電圧パルスのオン時間が互いに連続し、且つ段階的に立ち上がり段階的に立ち下がるように、第１の直流電圧源及び第２の直流電圧源のそれぞれに対応するＰＷＭパルス信号を生成することにより、直流電圧源１１および直流電圧源１２からモータ２に印加される電圧は図１１に示すように小→大→小の順となり、モータに印加される電圧のdv/dtを小さくすることができる。その結果、電力変換器から放射されるノイズを小さくすることができ、他の機器に与える影響や、インバータ自身のノイズに対する信頼性を向上することができる。

また、各素子に印加される電圧が、直前にオンしていた直流電圧と次にオンする素子に接続される直流電圧の差によって決まる。従って、素子に印加される電位差を小さくすることができ、スイッチング損失を小さくすることができるため、効率が良い。

また、ＰＷＭパルス生成手段４７は、１つの三角波キャリアと、複数の直流電圧源のうち低電位側の直流電圧源に対応する変調率指令及び高電位側の直流電圧源に対応する変調率指令の２つの変調率指令とを比較し、PWMパルス信号を生成することにより単一のキャリアで第１の直流電圧源及び第２の直流電圧源の出力電圧パルスを生成・制御できるため、簡素な制御装置によって実現することができる。

さらにまた、ＰＷＭパルス生成手段４７は、複数の直流電圧源のうち低電位側の直流電圧源に対応するPWMパルス信号がオンしている間に、高電位側の直流電圧源に対応するPWMパルス信号をオン・オフし、出力電圧パルスを連続して出力する。また前記複数の直流電圧源のうち高電位側の直流電圧源に対応する出力電圧パルスのオン時間の中間点を中心として、連続する出力電圧パルスが左右対称となるようにPWMパルス信号を生成することにより、確実に出力電圧パルスのオン時間を連続させ、且つ段階的に立ち上がり立ち下がることを可能とする。

また、変調率加算手段４５５は、直流電圧源１１と直流電圧源１２の電圧を比較する手段を有し、低電位側の直流電圧源に対応するいずれか一方の変調率指令を、電力分配目標値から算出される複数の直流電源に対応する各々の変調率指令を加算して算出することにより、低電圧側の直流電圧源に対応する変調率を高電位側の直流電圧源に対応する変調率分かさ上げすることによって、電源aからの電圧パルスと電源bからの電圧パルスが重なる分の誤差を補償できるとともに、電源電圧が小→大→小の順番で出力することができる。

なお、本実施形態のように、第１の直流電圧源及び第２の直流電圧源に電位差があり、正極間同士を接続する二つのスイッチＡ、Ｄが同時にオンした場合、正極間に短絡電流が流れ発熱する可能性があるために、これに耐えうる素子を選定する必要が出てくる。しかし、このような素子はコストが高いため極力使用を避けたい。このような素子を使用しない場合、正極間に短絡電流を流さないようにする必要がある。そこで、高電位側の直流電圧源に接続し、直流電圧源からモータ２へ導通するスイッチを駆動するPWMパルスと低電位側の直流電圧源に接続し、モータ２から直流電圧源へ導通するスイッチを駆動するPWMパルスとにはデッドタイムを設ける。例えば図８及び図１０において、電源電圧がVdc_a<Vdc_bで、ＰＷＭパルス信号ＤがＯＦＦ→ＯＮ、ＰＷＭパルス信号ＣがＯＮ→ＯＦＦのときを考える。このスイッチＤがＰＷＭパルス信号に応じＯＮする場合であって、スイッチＣがＰＷＭパルス信号に応じてはいるが完全にＯＦＦしきらないとき、スイッチＣ、Ｄが同時にオンする時間が生じ、同時ＯＮの間は電源bから電源aに短絡電流が流れ、素子Ｄ、Ｃが発熱する。この場合、ＰＷＭパルス信号ＤとＰＷＭパルス信号Ｃとにデッドタイムを設けることにより、正極間の短絡電流を抑制することが可能である。

さらに、電源aと負極、電源bと負極間の短絡電流を防止するために、ＰＷＭパルス信号Ａ、ＰＷＭパルス信号Ｂにもデッドタイムを設ける。

また、モータ２から電源の方向に電流が流れている場合に、スイッチＣとスイッチＥが同時にＯＦＦする区間があると、モータ２のインダクタンスと電流の微分値によって、端子に電圧が発生する。従って、半導体スイッチがともにオフとなるＰＷＭパルス信号を与える場合には、半導体スイッチの耐圧を、この電圧も想定した値のものを使用せざるを得ず、このような素子は一般的に高価である。従って、この場合端子に発生する電圧を抑えるために、スイッチＣとスイッチＥを駆動させるＰＷＭパルス信号ＣとＰＷＭパルス信号Ｅとを同時にＯＮするオーバーラップタイムを設けることにより、常に電流の経路を確保し端子における電圧発生を抑制することが可能である。

なお、制御手段４は、スイッチＣ，Ｅのうち、高電位側の直流電圧源に接続するスイッチを駆動するＰＷＭパルスを常にオンさせることにより、オーバーラップタイムを設けなくとも、モータ２から電源の方向に流れる電流の経路を正極間短絡することなく常に確保することが可能である。また、初めからスイッチＣ，Ｅのうち、高電位側の直流電圧源に接続するスイッチを常時オンとすれば、スイッチＣを制御するためのＰＷＭパルスを生成する必要がなくなり、当該スイッチを含む部分にダイオードなどの安価な素子で構成するスイッチを使用することが可能である。
（第２の実施形態）
第２の実施形態は、比較部４７１において、三角波キャリアと変調率指令mu_a_c2、mu_b_c2*の比較により、ＰＷＭパルス信号を生成するときの条件が異なる。以下に、第１に実施形態との差異を説明する。

ＰＷＭパルス信号Ａ、Ｄは比較部４７１において、三角波キャリアと変調率指令mu_a_c2*、mu_b_c2*との比較により、以下のように決定する（以下、ＰＷＭパルス信号Ａを「Ａ」と記す。Ｂ〜Ｅも同様）。なお、ここでは、直流電圧源１１と直流電圧源１２の電圧の大小関係がVdc_a＜Vdc_bであるときの条件を説明するが、直流電圧源１１と直流電圧源１２の電圧の大小関係がVdc_a＞Vdc_bであるときも、下記条件においてスイッチＡとＤを入れ換えることにより同様の制御が可能である。

キャリア ＞ mu_b_c2* ならば Ｄ ＝ ＯＦＦ
キャリア ＜ mu_b_c2* ならば Ｄ ＝ ＯＮ
次に、Ａは以下のように決定する。

キャリア ＞ mu_a_c2* かつ キャリア ＞ mu_b_c2* ならばＡ ＝ ＯＦＦ
キャリア ＜ mu_a_c2* かつ キャリア ＞ mu_b_c2* ならばＡ ＝ ＯＮ
キャリア ＜ mu_a_c2* かつ キャリア ＜ mu_b_c2* ならばＡ ＝ ＯＦＦ

また、Ｃ、Ｅ、Ｂは、それぞれ論理合成により以下のように決定する。

変調率加算手段４５５およびＰＷＭ生成手段４７においてＰＷＭパルス信号を生成する一例をより詳細に説明する。

図１２は、直流電圧源の電圧の大小関係がVdc_a＜Vdc_bであるときの一例である。図１２には、1つの三角波キャリアと２つの変調率指令mu_a_c2*、mu_b_c2*が示してある。上述する条件にて、ＰＷＭパルス信号を生成することによって、ＰＷＭパルスオン時間が重複する間、低電位側の直流電圧源に対応し、直流電圧源から負荷へ導通するスイッチを駆動するＰＷＭパルスをオフすることを実現する。

第２の実施形態において、ＰＷＭパルス生成手段は、直流電圧源１１、１２のうち高電位側の直流電圧源に対応するPWMパルス信号の両端に、低電位側の直流電圧源に対応するPWMパルス信号のオン時間が連続するようにPWMパルス信号を生成することにより、出力電圧パルスのオン時間を互いに連続させ、且つ段階的に立ち上がり段階的に立ち下がるように出力電圧パルスを生成することができる。さらに、第１の実施形態において、出力電圧パルスが重複する間のＰＷＭパルスを生成するために、スイッチをオン状態に維持するための電流を流さずともよいため、消費電力を低減することを可能とする
（第３の実施形態）
第３の実施形態は、第１の実施形態にて説明した変調率加算手段４５５における制御フローチャートが異なる。以下差異を説明する。
（変調率加算手段４５５）
変調率加算手段４５５は、電圧比較手段４５５aを備え、電源電圧Vdc_a、Vdc_bの大小を比較判断し、その判断に基づき変調率指令mu_a_c*、mu_b_c*から変調率指令mu_a_c2*、mu_b_c2*を算出する。図１３は変調率加算手段４５５における制御を示すフローチャートである。なお、ステップＳ１a、ステップＳ２a、ステップＳ３aは、第１の実施形態と同様であるので説明は省略する。

ステップＳ１ａにおいて直流電圧源の電圧がVdc_a＝Vdc_bと等しい場合、電力の分配目標値rto_pa、rto_pbの大小を比較判断する（Ｓ１b）。電力の分配目標値rto_pa、rto_pbは式（１）の関係から、ここではrto_paがrto_pa≦０．５またはrto_pa＞０．５のどちらかを判断する。そして、rto_pa≦０．５のときはステップＳ２へ、rto_pa＞０．５のときはステップＳ３aへと制御する。

すなはち、直流電圧源１１の電圧Vdc_a、直流電圧源１２の電圧Vdc_bの大小を比較判断をするステップＳ１において、直流電圧源の電圧の大小関係がVdc_a＝Vdc_bである場合、電力の分配目標値rto_pa、rto_pbの大小を比較し、直流電圧源１１または直流電圧源１２直流電圧源のうち電力の分配目標値が小さい直流電圧源に対応する変調率指令を、変調率指令mu_a_c* 、 mu_b_c*の和から設定し、電力の分配目標値が大きい直流電圧源に対応する変調率指令は、式（８）で算出されている変調率指令をそのまま変調率指令として設定する。
第３の実施形態は、直流電圧源１１および直流電圧源１２の電圧が等しい場合、制御手段４は、直流電圧源１１および直流電圧源１２に対応する出力電圧パルスのオン時間が互いに連続し、直流電圧源１１または直流電圧源１２のうち電力分配目標値が大きい直流電圧源の出力電圧に対応するＰＷＭパルスから順に立ち上がり、電力分配目標値が小さい直流電圧源の出力電圧に対応するＰＷＭパルスから順に立ち下がるように、直流電圧源１１および直流電圧源１２のそれぞれに対応するＰＷＭパルスを生成する。さらに、変調率加算手段４５５は、直流電圧源１１および直流電圧源１２の電圧を比較する手段４５５aを有し、直流電圧源１１と直流電圧源１２の電圧とが同電第１変調率指令または第２変調率指令のうちの電力分配目標値が小さい直流電圧源に対応位である場合、するいずれか一方の変調率指令を、電力分配目標値から算出される複数の直流電源に対応する各々の変調率指令を加算して算出する。

このように、電力の分配目標値に基づき変調率を設定することによって、ＰＷＭパルス信号の幅が小さい直流電圧源の出力電圧パルスがモータに電圧を出力している時間区間の中央に配置される。さらに、電力の分配目標値の小さい直流電圧源に対応する変調率を電力の分配目標値の大きい直流電圧源に対応する変調率分かさ上げし設定することで、第１の直流電圧源からの出力電圧に対応するPWMパルスと第２の直流電圧源からの出力電圧に対応するPWMパルスが重なる分の誤差を補償をする際に、パルス幅の大きいＰＷＭパルスが小さいＰＷＭパルスの両端へ分割され、パルス幅の小さいＰＷＭパルスが分割されることがなくなるので、パルス幅の小さいＰＷＭパルスでも確実に出力することができ、電力制御精度を高くすることができる。

本発明における電力変換器を示す図である。 図１に示す電力変換器の制御手段を示す図である。 図２に示す制御手段における電流制御手段を示す図である。 図２に示す制御手段における電力制御・変調率演算手段を示す図である。 第１の実施形態において図４に示す電力制御・変調率演算手段の変調率加算手段における制御のフローチャートを示す図である。 図２に示す制御手段におけるＰＷＭパルス生成手段を示す図である。 図６に示すＰＷＭパルス生成手段にて用いる三角波キャリアを示す図である。 図１に示す電力変換器の等価回路を示す図である。 第１の実施形態において変調率を加算したときのＰＷＭパルスを示す図である。 第１の実施形態において電力変換器に印加されるＰＷＭパルスを示す図である。 第１及び第２の実施形態において交流電動機に印加される電源からの出力電圧パルスを示す図である。 第２の実施形態において電力変換器に印加されるＰＷＭパルスを示す図である。 第３の実施形態において図４に示す電力制御・変調率演算手段の変調率加算手段における制御のフローチャートを示す図である。

符号の説明

１１、１２、 直流電圧源
２、 モータ（交流電動機に相当する）
３、 電力変換器（電力変換手段に相当する）
１０１a/１０１b〜１０９a/１０９b、 スイッチ
４、 制御手段
４１、 トルク制御手段
４２、 電流制御手段
４２１、 電流制御器
４２２、 ｄｐ/３相変換手段
４５、 電力制御・変調率演算手段
４５１a、 乗算器
４５１b、 減算器
４５２、 変調率演算手段
４５２a、 乗算器
４５２b、 減算器
４５３、 変調率補正手段
４５３a、４５３b、 加算器
４５４、 変調率オフセット値演算器
４５５、 変調率加算手段
４５５a、 電圧比較手段
４７、 ＰＷＭパルス生成手段
４７１、 比較部
４７２、 論理演算部

Claims (9)

1. 複数の直流電圧源に接続され、前記複数の直流電圧源のそれぞれの出力電圧から出力電圧パルスを生成し合成することで交流電動機の駆動電圧を生成する電力変換装置であって、
   前記電力変換装置は前記出力電圧から出力電圧パルスを生成する複数のスイッチを有する電力変換手段と、
   前記電力変換手段を制御する制御手段とを備え、
   前記制御手段は、
   前記複数の直流電圧源から出力される出力電圧パルスの時間比率である変調率指令を演算する演算手段と、
   前記変調率指令とＰＷＭキャリアとを比較し前記複数のスイッチを駆動するＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭパルス信号生成手段とを有し、
   前記ＰＷＭパルス生成手段は、前記複数の直流電圧源に対応する出力電圧パルスのオン時間が互いに連続し、且つ段階的に立ち上がり段階的に立ち下がるように、前記複数の直流電圧源のそれぞれに対応するＰＷＭパルス信号を生成することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記ＰＷＭパルス生成手段は、１つの三角波キャリアと、前記複数の直流電圧源のうち低電位側の第１の直流電圧源に対応する第１の変調率指令及び高電位側の第２の直流電圧源に対応する第２の変調率指令とを比較し、前記ＰＷＭパルス信号を生成することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または２に記載の電力変換装置において、
   前記ＰＷＭパルス生成手段は、前記複数の直流電圧源のうち低電位側の前記第１の直流電圧源に対応する第１のＰＷＭパルス信号がオンしている間に、高電位側の前記第２の直流電圧源に対応する第２のＰＷＭパルス信号をオンしオフするように、前記第１、第２のＰＷＭパルス信号を生成することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１または２に記載の電力変換装置において、
   前記ＰＷＭパルス生成手段は、前記複数の直流電圧源のうち高電位側の前記第２の直流電圧源に対応する第２のＰＷＭパルス信号の両端に、低電位側の前記第１の直流電圧源に対応する第１のＰＷＭパルス信号のオン時間が連続するように前記第１、第２のＰＷＭパルス信号を生成することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記制御手段は、前記複数の直流電圧源から供給される電力の電力分配目標値を演算する手段を備え、
   前記第１の変調率指令は、前記電力分配目標値から算出される複数の直流電源に対応する各々の変調率指令を加算して算出されていることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換装置において、
   前記ＰＷＭパルス信号生成手段は、前記複数の直流電圧源の対応する複数の出力電圧パルスを連続して出力するとき、前記複数の直流電圧源のうち高電位側の前記第２の直流電圧源に対応する出力電圧パルスのオン時間の中間点を中心として、連続する出力電圧パルスが左右対称となるように前記第１、第２のＰＷＭパルス信号を生成することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記制御手段は、前記複数の直流電圧源から供給される電力の電力分配目標値を演算する手段を備え、
   前記ＰＷＭパルス生成手段は、前記複数の直流電圧源の電圧が等しい場合、前記第１の変調率指令を前記電力分配目標値の大きい直流電圧源に対応する変調率指令とし、前記第２の変調率指令を前記電力分配目標値の小さい直流電圧源に対応する変調率指令とすることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項７において、
   前記第２の変調率指令は、前記電力分配目標値から算出される複数の直流電源に対応する各々の変調率指令を加算して算出されていることを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記複数のスイッチのいずれかであって、前記交流電動機から前記複数の直流電圧源の方向に開通するスイッチのうち、高電位側の直流電圧源に接続するスイッチは、前記複数の直流電圧源から前記交流電動機に電力を供給するときオンすることを特徴とする電力変換装置。