JP4992253B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
図24は、従来の「燃料電池を有する直流電源」におけるモータ駆動システムの概略構成を示すブロック図である。図24に示すように、従来のモータ駆動システム1は、燃料電池2aとバッテリ2bとを並列接続して電源システムを構成する。DC−DCコンバータ3をバッテリ2b側に接続する。燃料電池2aとバッテリ2bとの最大出力比は、前者が全体出力の65〜80%になる範囲で設定する。こうすることにより、DC−DCコンバータ3での損失を抑制し、高いエネルギ効率を実現することができる。つまり、バッテリ2bがDC−DCコンバータ3を介して燃料電池2aと並列に接続されており、DC−DCコンバータ3の出力電圧を制御することで、電源の出力効率を改善することを狙っている。
これに対し、「電力変換装置、及びこれを搭載した燃料電池車両」(特許文献2参照)が知られている。
この「電力変換装置、及びこれを搭載した燃料電池車両」は、燃料電池の出力電圧から交流電圧波形をパルス状電圧で生成する電力変換装置を提供する。本装置は、低電位側同士または高電位側同士が接続されて共通電位が形成されている、前記燃料電池及び蓄電手段で構成された3つの電位の電圧を出力する直流電圧源と、前記3つの電位の電圧の1つに接続し、電圧を前記電力変換装置の出力部に印加するスイッチング手段を各々備え、前記スイッチング手段は各々前記3つの電位に接続してオン・オフのパルス幅を制御することにより前記パルス状電圧を生成する、ことを特徴とする。
この発明の目的は、DC−DCコンバータを介さずに、複数の電源電力を利用・配分して、全体の体積・損失を低減することができると共に、半導体素子で実現可能な最小オンパルス幅を考慮し、各素子の耐圧を不要に高くすることのない電力変換装置を提供することである。
このため、DC−DCコンバータを介さずに、複数の電源電力を利用・配分して、全体の体積・損失を低減することができると共に、半導体素子で実現可能な最小オンパルス幅を考慮し、各素子の耐圧を不要に高くすることがない。
(第1実施の形態)
図1は、この発明の第1実施の形態に係る電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。図1に示すように、電力変換制御システム10は、複数(この例では2個)の直流電源11a,11b、電力変換器(電力変換装置)12、トルク制御装置13、及び電力制御装置14を有しており、電力変換器12から、モータ(多相交流モータ)15に必要な電圧を供給する。ここで、モータ15は、三相交流モータである。
図2は、図1の電力変換器の構成を示す回路図である。図2に示すように、電力変換器12は、モータ15の各相(U相、V相、W相)毎に、複数組のスイッチ手段を有している。
また、この電力変換制御システム10では、特に、直流電源11aに燃料電池を用いている。よって、充電は不可能であることから、ダイオード30を配置している。
なお、この発明にあっては、上述した、一方の電源が燃料電池であるものに限定されないが、コンデンサから電流が負荷方向にしか流れない燃料電池の場合には、コンデンサを保護することができるので、特に好適である。充電可能でダイオードを配置しない電源を用いた場合であっても、コンデンサへ不要な電荷が蓄積されるとコンデンサ容量を増やさなければならいので、やはり、本件発明を適用することが好ましい。
図1に示すように、電力制御装置14は、電流制御部31、電力制御・変調率演算部32、PWM(Pulse Width Modulation)パルス生成部33、駆動信号処理回路部34、及び3相/dq変換部35を有している。電流制御部31は、d軸電流指令値id*、q軸電流指令値iq*と、d軸電流値id、q軸電流値iqから、これらを一致させるための電流制御を行う。この制御によって、3相交流の各相の電圧指令値vu*,vv*,vw*を出力する。
図1に示すように、電力制御・変調率演算部32は、直流電源11aと直流電源11bから供給される電力の分配目標値rto_pa,rto_pbを用いて、電力制御を行う。電力の分配目標値は、直流電源11aと直流電源11bの電力の比率を意味しており、電力の分配目標値rto_pa,rto_pbは、次の関係を有する。
rto_pa+rto_pb=1
vv_a=vv*・rto_pa
vw_a=vw*・rto_pa
一方、直流電源11b側の電圧指令値は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値vu*,vv*,vw*から、直流電源11a側の電圧指令値vu_a*,vv_a*,vw_a*を、減算器39で演算し求める。
vv_b*=vv*−vv_a*
vw_b*=vw*−vw_a*
以下、変調率演算とPWMパルス生成の説明は、U相についてのみ行うが、V相、W相についても全く同様の操作を行う。
mu_b*=vu_b*/(Vdc_b/2)
変調率補正手段41は、変調率オフセット演算器44、加算器45,46を有しており、得られた変調率を出力するために、PWM周期の時間幅を配分し、最終的な変調率指令値の演算を行う。
rto_pb=1−rto_pa
最終的な変調率指令値mu_a_c*,mu_b_c*を、以下の式で求める。
mu_a_c*=mu_a*+ma_offset*−1
mu_b_c*=mu_b*+mb_offset*−1
A:直流電源11aから出力端子の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
B:出力端子から負極の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
C:出力端子から直流電源11aの方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
D:直流電源11bから出力端子の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
E:出力端子から直流電源11bの方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
例えば、同時に駆動信号Aをオン状態からオフ(OFF)状態へ、駆動信号Eをオフ状態からオン状態へ切り換えた場合、駆動信号Aが完全にオフ状態になる迄に時間を要するため、駆動信号Eのオン状態時と重なり、共にオン状態になる時間が生じて、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。
この駆動信号Aと駆動信号Eにデッドタイムを付加するのと同様に、駆動信号Eと駆動信号Cにデッドタイムを付加し、更に、正極と負極の短絡防止のためには、駆動信号Aと駆動信号B、駆動信号Eと駆動信号Bにデッドタイムを付加する。
mu_a_c_up*=mu_a_c*+Hd
mu_a_c_down*=mu_a_c*−Hd
ここで、Hdは、三角波の振幅(底辺から頂点まで)Htrと周期Ttr、及びデッドタイムTdから、次のように求める。
Hd=2Td×Htr/Ttr
mu_a_c_down*≧電源11a用キャリアならば、駆動信号A=ON
mu_a_c*≦電源11a用キャリアならば、駆動信号A=OFF
mu_a_c*≧電源11a用キャリアならば、駆動信号E=OFF
mu_a_c_up* ≦電源11a用キャリアならば、駆動信号E=ON
このように、駆動信号を生成することで、駆動信号Aと駆動信号Eの間には、デッドタイムTdを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
mu_b_c_up*=mu_b_c*+Hd
mu_b_c_down*=mu_b_c*−Hd
mu_b_c_down*≧電源11b用キャリアならば、駆動信号D=ON
mu_b_c*≦電源11b用キャリアならば、駆動信号D=OFF
mu_b_c*≧電源11b用キャリアならば、駆動信号C=OFF
mu_b_c_up* ≦電源11b用キャリアならば、駆動信号C=ON
このようにして、駆動信号Dと駆動信号Cの間にもデッドタイムTdを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
駆動信号Bは、生成された駆動信号Eと駆動信号CのAND処理から生成する。
B=E・C
これら各スイッチ手段の駆動信号A〜駆動信号Eは、駆動信号処理回路部34に入力する。
図10に示すように、駆動信号処理回路部34は、NOT回路47a,47b,47c、AND回路48a,48b,48c,48d,48e,48f、NOR回路49、及びOR回路50a,50b,50cを有している。
運転・停止判定信号pwm_enableは、電力変換器12の運転時にH、停止時にLとする。この信号は、例えば、電気自動車であれば、運転者がキーを通常のエンジン車両のイグニッション位置に投入した際に、そのキーの回路から、運転(H)の信号を得る。それ以外の位置、若しくはキーを抜いた場合には、停止(L)の信号を出力する。
また、信号Co,Eoと、運転・停止判定信号pwm_enableをNOT回路47cで反転した信号との論理和を、OR回路50b,50cで演算し、駆動信号Cと駆動信号Eを出力する。この論理演算によって、運転・停止判定信号pwm_enableがL、即ち、電力変換器12の停止信号を受けて、駆動信号Cと駆動信号Eは共にHになり、駆動信号Cと駆動信号Eをオンする。
図12は、図11のC_OFF判定器の動作を示すフローチャートである。図12に示すように、C_OFF判定器51は、先ず、分配目標値rto_paと予め設定されたr_thの大小判定(rto_pa<r_th?)を行う(ステップS101)。判定の結果、rto_paがr_thより大きい(yes)場合、C_OFF信号をHにし(ステップS102)、rto_paがr_thより大きくない(no)場合、C_OFF信号をLにし(ステップS103)て、処理を終了する。
このようにして駆動する電力変換器12は、直流電源11aと直流電源11bの電力配分を操作することが可能であり、従来の「燃料電池を有する直流電源」(特許文献1参照)に示されているような直流電圧を調整するDC−DCコンバータを用いずに、電源電力を配分制御することができる。このため、電力変換制御システム全体を小形化・高効率化することができる。
これに加えて、C_OFF判定器51とC_OFF判定信号を用いることにより、次に示す効果を得ることができる。
図14は、計測した電圧波形の一例を示す波形説明図である。図14に示すように、分配目標値rto_paが小さくなると、変調率指令値mu_a_c*の値も小さくなり、その結果、駆動信号Aのパルス幅は短くなる。パルス幅が短くなると、スイッチ手段のオン時の遅れ等により、パルス幅に相当するオン時間を実現できなくなってくる。図中、点線で囲んだ区間では、出力電圧Vuに、駆動信号Aのオンにより電圧E1のパルスが出力されるべきであるが、パルス幅が小さくなると、パルス電圧が実現できなくなる。
図15は、第1実施の形態の構成適用後のスイッチ手段の動きを示す波形説明図である。図15に示すように、駆動信号AがONしている期間中は、駆動信号A〜E(直流電源11a→直流電源11b)へ流れる経路ができてしまうが、そもそも直流電源11aのONにより電流は流れないので問題はない。また、当然に電源11a<電源11bの関係であれば、電流は流れない。
次に、この発明の第2実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。ここでは、第1実施の形態との差異のみを説明する。この電力変換制御システムは、C_OFF判定器51に代えて、C_OFF判定器52を有している。その他の構成及び作用は、第1実施の形態の電力変換制御システム10と同様である。
図16は、第2実施の形態に係るC_OFF判定器によるC_OFF信号の生成を説明するブロック図である。図16に示すように、C_OFF判定器52は、電力の分配の指令値である分配目標値rto_pa0を入力とし、C_OFF信号と電力制御への分配目標値rto_paを出力する。
つまり、直流電源11aの分配目標値rto_paを0にすると、直流電源11bの分配目標値rto_pbの計算段階で、他の電源の比率に加算して出力される。
次に、この発明の第3実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。ここでは、第2実施の形態との差異のみを説明する。この電力変換制御システムは、駆動信号処理回路部34に代えて、駆動信号処理回路部53を有している。その他の構成及び作用は、第2実施の形態の電力変換制御システムと同様である。
図18は、第3実施の形態に係る駆動信号処理回路部の構成を説明する回路図である。図18に示すように、駆動信号処理回路部53は、C_OFF判定信号を用いない回路構成を有しており、第2実施の形態の駆動信号処理回路部34からNOT回路47b及びAND回路48cが除かれている。
図20は、図19のC_OFF判定器の動作を示すフローチャートである。図20に示すように、C_OFF判定器54は、先ず、電力の分配の指令値である分配目標値rto_pa0と、予め設定されたr_thの大小判定(rto_pa<r_th?)を行う(ステップS301)。判定の結果、分配目標値rto_pa0がr_thより小さい(yes)場合、分配目標値rto_pa0=0とし(ステップS302)、分配目標値rto_pa0がr_thより小さくない(no)場合、分配目標値rto_pa0=rto_paとし、入力値をそのまま出力し(ステップS303)て、処理を終了する。
上記構成を有することにより、駆動信号処理回路部53の構成を簡略化することができ、より低コストでコンデンサ28の電圧上昇を抑えることができる。
なお、駆動信号Cにより駆動されるスイッチ手段はONするが、分配目標値rto_pa=0のもとでは、駆動信号Cにより駆動されるスイッチ手段がオンするときには駆動信号Bにより駆動されるスイッチ手段もオンしており、コンデンサ28への充電は殆ど生じない。しかし、駆動信号B及び駆動信号Cにより駆動されるスイッチ手段の動作にバラツキが生じると、コンデンサ28への充電も起こり得るため、この実施例では、スイッチ手段の動作バラツキが小さいというのが前提になる。
次に、この発明の第4実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。ここでは、第2実施の形態との差異のみを説明する。この電力変換制御システムは、第2実施の形態におけるC_OFF判定器52に代えて、C_OFF判定器52とは構成及び動作が異なるC_OFF判定器55を有している。その他の構成及び作用は、第2実施の形態の電力変換制御システムと同様である。
図22は、図21のC_OFF判定器の動作を示すフローチャートである。図23は、図21のC_OFF判定器の動作による分配目標値である。
判定の結果、分配目標値rto_pa0がr_th1より小さい(yes)場合、C_OFF信号をHにすると同時に、分配目標値rto_pa=0とし(ステップS403)、一方、分配目標値rto_pa0がr_th1より小さくない(no)場合、C_OFF信号をLにすると同時に、分配目標値rto_pa=rto_pa0として入力値をそのまま出力し(ステップS404)、処理を終了する。
電力制御・変調率演算部32における分配目標値rto_paは、このC_OFF判定器55から出力された分配目標値rto_paを用いる。
従って、電源から電力を配分する目標値に応じて、配分する目標値を制限することで、電源への充電を防止し、電圧が上昇することを未然に防止することが可能になる。これによって、不要な充電が生じ、耐圧の高い素子を選定する必要がなく、小型・低コストの電力変換器を提供することが可能になる。
従って、電源から電力を配分する目標値に応じて、配分する目標値を0にすることで、電源への充電を防止することが可能になる。
また、前記還流経路を遮断する手段は、前記電力配分目標値が所定値以下の場合、前記所定値以下の電力配分目標値を他の直流電源の電力配分目標値に加算すると共に、前記所定値以下の電力配分目標値を0として出力することを特徴とする。
また、前記還流経路を遮断する手段は、前記電力配分目標値が所定値以下の場合、前記所定値以下の電力配分目標値を0として出力すると共に、負荷から該当する直流電源への還流経路を遮断することを特徴とする。
従って、スイッチのオン・オフの個体ばらつきがあるような場合にも、配分目標値を制限するだけでなく、電源への電流経路を遮断することで、確実に電源への充電を防止することができる。
従って、電源への電流経路を遮断するとともに、他の電源への電流経路をオンすることで、還流電流の電流経路を確保することができる。これによって、端子に発生する電圧を抑え、耐圧の低い回路素子を使用できるようにすることで、電力変換装置のコストを低減することが可能になる。
従って、C_OFF判定信号を生成することで、コンデンサへの充電を防止できると同時に、一方の直流電源(電源11a)の電力分配目標値を0にすることで、交流モータの出力電圧の指令値に対して、誤差の小さい電圧パルスを出力でき、高い精度でモータトルクを制御することができる。また、C_OFF判定信号と電力分配目標値の判定に、ヒステリシスを設けることで、微小なノイズ等によって、分配目標値rto_pa0が乱されるような場合にも、不要なC_OFF切り替えを発生させずに済み、電力配分制御性を高めることができる。
従って、充電不可能な電源の配分目標値に基づいて、電圧の配分目標値の操作を行うことで、不要な充電電流を未然に防止することができ、電力変換装置と電源システムを保護することが可能になる。これにより、保護機器の削減等の効果が得られる。
また、前記第1直流電源の電力配分目標値が所定以下のときに、前記第1直流電源の通電を制限する手段を更に備えることを特徴とする。
このため、DC−DCコンバータを介さずに、複数の電源電力を利用・配分して、全体の体積・損失を低減することができると共に、半導体素子で実現可能な最小オンパルス幅を考慮し、各素子の耐圧を不要に高くすることがない。
11a,11b 直流電源
12 電力変換器
13 トルク制御装置
14 電力制御装置
15 モータ
16 共通負極母線
17a,18a,19a,21a,21b,22a,22b,23a,23b,25a,25b,26a,26b,27a,27b 半導体スイッチ
17b,18b,19b,30 ダイオード
20,24 正極母線
28,29 平滑コンデンサ
31 電流制御部
32 電力制御・変調率演算部
33 PWMパルス生成部
34,53 駆動信号処理回路部
35 3相/dq変換部
36 制御部
37 dq/3相変換部
38,42,43 乗算器
39 減算器
40 変調率演算手段
41 変調率補正手段
44 変調率オフセット演算器
45,46 加算器
47a,47b,47c NOT回路
48a,48b,48c,48d,48e,48f AND回路
49 NOR回路
50a,50b,50c OR回路
51,52,54,55 C_OFF判定器
Claims (10)
- 複数の直流電源と負荷との間に接続される複数のスイッチを動作させ、前記複数の電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで前記負荷を駆動するための駆動電圧を生成する電力変換装置であって、
前記駆動電圧を前記複数の直流電源の出力が所定の電力配分となるように各直流電源ごとに電力配分目標値を設定し、前記電力配分目標値に基づき前記各直流電源に各々対応させた電圧指令値を生成する手段と、
前記負荷から前記スイッチを介し所定の電源へ電流を還流させる還流経路を前記電力配分目標値に基づいて遮断する手段と
を備えることを特徴とする電力変換装置。 - 前記還流経路を遮断する手段は、前記電力配分目標値が所定値以下の場合、前記還流経路に備えられたスイッチをOFFするスイッチ駆動信号を出力する駆動信号処理回路であることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記還流経路を遮断する手段は、前記電力配分目標値が所定値以下の場合、前記所定値以下の電力配分目標値を0として出力することを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換装置。
- 前記還流経路を遮断する手段は、前記電力配分目標値が所定値以下の場合、前記所定値以下の電力配分目標値を他の直流電源の電力配分目標値に加算すると共に、前記所定値以下の電力配分目標値を0として出力することを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換装置。
- 前記還流経路を遮断する手段は、前記電力配分目標値が所定値以下の場合、前記所定値以下の電力配分目標値を0として出力すると共に、負荷から該当する直流電源への還流経路を遮断することを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換装置。
- 負荷から該当する直流電源への還流経路を遮断すると共に、他の直流電源への還流経路をオンすることを特徴とする請求項5に記載の電力変換装置。
- 前記電力配分目標値の所定値にヒステリシスを設けることを特徴とする請求項1〜6のいずれか一項に記載の電力変換装置。
- 前記複数の直流電源の内の充電不可能な直流電源に対応した配分比率に基づいて、前記電力配分目標値を判定することを特徴とする請求項1〜7のいずれか一項に記載の電力変換装置。
- 第1直流電源及び第2直流電源と、前記複数の電源のそれぞれの出力電圧から生成した電圧が供給される負荷と、前記第1直流電源の正極と前記負荷の間に設けられた第1通電経路スイッチ及び第1還流経路スイッチと、前記第2直流電源の正極と前記負荷の間に設けられた第2通電経路スイッチ及び第2還流経路スイッチと、前記第1直流電源及び前記第2直流電源の負極共通母線と前記負荷の間に設けられた第3通電経路スイッチとを備え、
前記第1直流電源及び前記第2直流電源の電圧指令値に応じて、前記第1通電経路スイッチ及び前記第2通電経路スイッチを通電状態にし、
前記第1通電経路スイッチがONのとき前記第2還流経路スイッチがOFF、前記第2通電経路スイッチがONのとき前記第1還流経路スイッチがOFF、前記第1通電経路スイッチ又は前記第2通電経路スイッチがONのとき前記第2直流電源の通電を禁止する状態において、前記第1直流電源の電力配分目標値が所定以下のときに前記第1還流経路スイッチをOFFすると共に、前記第2還流経路スイッチをONするC−OFF回路を備えることを特徴とする電力変換装置。 - 前記第1直流電源の電力配分目標値が所定以下のときに、前記第1直流電源の通電を制限する手段を更に備える請求項9に記載の電力変換装置。
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