JPWO2019008637A1 - 電力変換装置、電動パワーステアリング装置 - Google Patents
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Abstract
Description
複数の電力変換器、
複数のモータ指令演算部、
複数のキャリア発生部を備え、
複数のキャリア発生部は複数のキャリア信号をそれぞれ発生し、
キャリア周波数制御部は、複数のキャリア信号の周波数を制御し、複数のキャリア信号の周波数を、複数のキャリア信号に対応した複数の予め定められた設定周波数範囲内で変動させるように制御する。そして、複数の設定周波数範囲は、それぞれの周波数範囲が互いに重ならないように予め設定させることによって、電力変換器のスイッチングによって生じる騒音を抑制する(特許文献1参照)。
一方のインバータ部においては、3相の電圧指令信号のうち最も小さい電圧指令信号が設定された下限値となるように、最も小さい相の電圧指令信号から前記設定された下限値を差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算する「下べた二相変調処理」を行い、
他方のインバータ部においては、3相の電圧指令信号のうち最も大きい電圧指令信号が設定された上限値となるように、最も大きい相の電圧指令信号から前記設定された上限値を差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算する「上べた二相変調処理」を行う、
ことにより、有効電圧ベクトル発生期間の重複を回避することができ、コンデンサのリップル電流を低減することができる(特許文献2参照)。
また、制御装置を一度マイコン等のCPUに実装してしまうと、インバータのPWM搬送波の変更には、膨大な時間を要するという課題がある。これにより、例えば、製品が完成した後にノイズを計測したところ、ある周波数成分のノイズレベルが基準値を超えており、更なるノイズ低減が必要となった、等という場合には、更にもう1つや2つの異なる周波数のPWM搬送波を追加することでノイズレベルを調整する必要があるが、このような場合には、マイコンへの追加プログラムの設計や実装に膨大な時間を要することになり、またマイコンのメモリ容量の不足を招く可能性もある。
k2・fc/fr・Vdc[V] (1)
ただし、k2は1以上の奇数、
になるように前記第1平均電圧調節部および前記第2平均電圧調節部を制御する電圧調整制御部と、を備えた電力変換装置等にある。
k2・fc/fr・Vdc[V] (1)
但し、
Vdc:電力変換装置のための直流電源からの直流電圧
fc:第1の多相インバータおよび第2の多相インバータが出力するPWM信号(Vu1、Vv1、Vw1)の周波数
fr:準拠すべきノイズ規格の下限周波数
k2:1以上の奇数である。
すなわち、第1の平均電圧と第2の平均電圧との差である差電圧の絶対値を上記の式以下とする構成としたことで、ノイズ規格の下限周波数fr以上の周波数成分のノイズを、PWM信号の周波数fcを変動させることなく、抑制することが可能である。よって、マイコン等のCPUのメモリを大幅に削減でき、マイコン等のCPUのメモリ容量が少ない廉価なマイコン(CPU)への実装が可能となり、コスト削減に寄与できる。
図1はこの発明の実施の形態1における電力変換装置の全体構成を示す図である。
交流回転機1は、2組の3相巻線を有する交流回転機であり、第1の3相巻線U1、V1、W1および第2の3相巻線U2、V2、W2を有する。交流回転機1では、図2に示すように、(a)に示す第1の3相巻線U1−V1−W1と、(b)に示す第2の3相巻線U2−V2−W2が電気角で同相に配置されており、それぞれの中性点N1、N2が電気的に接続されない。
直流電源2は、第1の3相インバータ3aおよび第2の3相インバータ3bに直流電圧Vdcを出力する。この直流電源2として、バッテリー、DC−DCコンバータ、ダイオード整流器、PWM整流器等、直流電圧を出力する全ての機器を含む。直流電源2の正極側電位をVp、負極側電位をVnとする。
第1の3相駆動電圧指令Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_refおよび第2の3相駆動電圧指令Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_refの演算方法としては、以下の公知技術を使用する。
1つの例として、図1における制御指令CCOとして交流回転機1の、速度指令または周波数指令fを設定した上で、第1の3相駆動電圧指令および第2の3相駆動電圧指令の振幅を決定とするV/F制御がある。
また別の例として、制御指令CCOとして交流回転機1の電流指令を設定し、この電流指令と第1の3相巻線U1、V1、W1を流れる電流との偏差に基づいてその偏差を零とすべく比例積分制御によって第1の3相駆動電圧指令Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_refを演算すると共に、
電流指令と第2の3相巻線U2、V2、W2を流れる電流との偏差に基づいてその偏差を零とすべく比例積分制御によって第2の3相駆動電圧指令Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_refを演算する電流フィードバック制御、などを使用する。
以下、第1のオフセット電圧Voffset1を調節することにより、第1の3相電圧指令Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’の平均電圧である第1平均電圧Vave1が調節できることについて述べる。
第1の3相駆動電圧指令Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_refは、下記式(1−1)から(1−3)のように3相交流電圧で表せる。ただし、Vamp1は第1の3相駆動電圧指令の振幅、θv1は第1の3相駆動電圧指令の位相である。
Vv1_ref=Vamp1・sin(θv1−2π/3) (1−2)
Vw1_ref=Vamp1・sin(θv1+2π/3) (1−3)
=Vamp1・sin(θv1)+Voffset1
(1−4)
Vv1_ref’=Vv1_ref+Voffset1
=Vamp1・sin(θv1−2π/3)
+Voffset1 (1−5)
Vw1_ref’=Vw1_ref+Voffset1
=Vamp1・sin(θv1+2π/3)
+Voffset1 (1−6)
/3
=Voffset1 (1−7)
以上より、第1平均電圧Vave1が第1のオフセット電圧Voffset1に一致することから、第1のオフセット電圧Voffset1を調整することにより、第1平均電圧Vave1の調整が行える。
以下、第2のオフセット電圧Voffset2を調節することにより、第2の3相電圧指令Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’の平均電圧である第2平均電圧Vave2が調節できることについて述べる。
第2の3相駆動電圧指令Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_refは、式(1−8)から(1−10)のように3相交流電圧で表せる。ただし、Vamp2は第2の3相駆動電圧指令の振幅、θv2は第2の3相駆動電圧指令の位相である。
Vv2_ref=Vamp2・sin(θv2−2π/3) (1−9)
Vw2_ref=Vamp2・sin(θv2+2π/3) (1−10)
=Vamp2・sin(θv2)+Voffset2
(1−11)
Vv2_ref’=Vv2_ref+Voffset2
=Vamp2・sin(θv2−2π/3)
+Voffset2 (1−12)
Vw2_ref’=Vw2_ref+Voffset2
=Vamp2・sin(θv2+2π/3)
+Voffset2 (1−13)
/3
=Voffset2 (1−14)
続いて、第1の3相インバータ3aにおいて、第1の3相インバータ3aから出力される交流電圧Vu1、Vv1、Vw1の指令値である第1の3相電圧指令Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’に基づいた、交流電圧Vu1、Vv1、Vw1の生成法について述べる。図3は、この発明の実施の形態1による交流電圧Vu1、Vv1、Vw1の生成法を説明する図である。
なお、図3は第1の3相インバータ3aの正極側のスイッチSup1,Svp1,Swp1の動作を示しているが、負極側のスイッチSun1,Svn1,Swn1の動作は正極側のスイッチの動作と反対の動作をするため、図示を省略している。
一方、Vu1_ref’がPWMCより小さければ、スイッチSup1を「0」(オフ)とし、かつ、スイッチSun1を「1」(オン)に設定することで、交流電圧Vu1として、直流電源2の負極側電位Vnが出力される。
なお、上記説明では相電圧指令とPWMCとの比較で、「より大きい」「より小さい」とし、双方が同じ場合を除外している。実際には各3相インバータのスイッチのオンオフは、直列接続されたスイッチ同士が共にオンまたはオフにならないように切替えに緩衝帯を設けている。詳細は省略する。
一方、Vv1_ref’がPWMCより小さければ、スイッチSvp1を「0」(オフ)とし、かつ、スイッチSvn1を「1」(オン)に設定することで、交流電圧Vv1として、直流電源2の負極側電位Vnが出力される。
一方、Vw1_ref’がPWMCより小さければ、スイッチSwp1を「0」(オフ)とし、かつ、スイッチSwn1を「1」(オン)に設定することで、交流電圧Vw1として、直流電源2の負極側電位Vnが出力される。
続いて、第2の3相インバータ3bにおいて、第2の3相インバータ3bから出力される交流電圧Vu2、Vv2、Vw2の指令値である第2の3相電圧指令Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’に基づいた、交流電圧Vu2、Vv2、Vw2の生成法について述べる。図4は、この発明の実施の形態1による交流電圧Vu2、Vv2、Vw2の生成法を説明する図である。
なお、図4は第2の3相インバータ3bの正極側のスイッチSup2,Svp2,Swp2の動作を示しているが、負極側のスイッチSun2,Svn2,Swn2の動作は正極側のスイッチの動作と反対の動作をするため、図示を省略している。
一方、Vu2_ref’がPWMCより小さければ、スイッチSup2を「0」(オフ)とし、かつ、スイッチSun2を「1」(オン)に設定することで、交流電圧Vu2として、直流電源2の負極側電位Vnが出力される。
一方、Vv2_ref’がPWMCより小さければ、スイッチSvp2を「0」(オフ)とし、かつ、スイッチSvn2を「1」(オン)に設定することで、交流電圧Vv2として、直流電源2の負極側電位Vnが出力される。
一方、Vw2_ref’がPWMCより小さければ、スイッチSwp2を「0」(オフ)とし、かつ、スイッチSwn2を「1」(オン)に設定することで、交流電圧Vw2として、直流電源2の負極側電位Vnが出力される。
以下、Voffset1とVoffset2との差、即ち、第1平均電圧Vave1と第2平均電圧Vave2との差の調節による、ノイズ抑制手法について述べる。
V:ノイズの高さ
Y:ノイズの幅
X:2つのノイズの発生間隔
とする。PWM搬送波PWMCの周期をTcとしているので、この近似波形は周期Tcで繰り返される。よって、図7をフーリエ級数展開すると、PWM搬送波PWMCの周波数fcに対するn次成分anは、式(1−15)のように表される。ただし、
f(x):近似波形
2π:PWM搬送波PWMCの周期Tc
としている。
以下、式(1−20)におけるnの設定方法について述べる。
例えば、frを150kHz、fcを20kHzにそれぞれ設定した場合、「frをfcで除して得た除算値以上の整数値」における最小値は8であるので、式(1−20)においてk2を1に設定し、第1の平均電圧と第2の平均電圧との差である差電圧Vave_difがVdc/8を満たすようにVoffset1、Voffset2を設定すると、160kHz成分のノイズが抑制できる。
例えば、直流電圧Vdcを12Vに設定する場合、図9の(a)に示すように、Voffset1とVoffset2との差を常に零に設定すると、図9の(b)、(c)のようにノイズの160kHz成分は、(b)のアベレージでXave1だけ生じx5より大きく、(c)のピークではXpeak1だけ生じx5より大きい。
x6に比べx5の方がノイズレベルが低く、
x5に比べx4の方がノイズレベルが低く、
x4に比べx3の方がノイズレベルが低く、
x3に比べx2の方がノイズレベルが低く、
x3に比べx2の方がノイズレベルが低く、
x2に比べx1の方がノイズレベルが低く、
x1に比べx0の方がノイズレベルが低い
ことを意味する。
−1.5V(−Vdc/8)→1.5V(Vdc/8)→−1V(−Vdc/12)→1V(Vdc/12)→−1.5V(−Vdc/8)
のように100μsで変動するように設定すると、図12の(b)のように150kHzから300kHzにおけるノイズがアベレージでバランスよく低減され、その範囲の最悪値を、図11の(b)におけるX4とX5の間に位置するXave3bから、図12の(b)のX3とX4の間に位置するXave4bまで改善できる。また、図12の(c)に示すように、ピークノイズにおいても、図11の(c)におけるX5にほぼ等しいXpeak3bから、図12の(c)のX4とX5の間に位置するXpeak4bまで改善できる。
以上の説明においては、nが整数の場合について述べたが、nは整数でない場合も考えられる。そこで、以下の説明では、nを整数に限定せずにノイズを抑制する手法について説明する。式(1−20)において、電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の下限周波数fr以上の成分を低減するには、nは次式を満たす必要がある。
図13はVdc=12V、fc=20kHzの場合の、縦軸の第1平均電圧Vave1と第2平均電圧Vave2との差である差電圧Vave_difの絶対値Vave_dif_absと、横軸のノイズを低減したい周波数の関係を示している。
また、製品が完成した後に、異なる周波数帯のノイズを低減したい場合において、特許文献1ではPWM搬送波PWMCを変更させる必要があり、調整に時間がかかる課題があるのに対し、この発明においては、例えば図13を参照して、第1平均電圧と第2平均電圧との差である差電圧の調節のみでノイズを抑制が可能であるため、変更が容易であり、調整にかかる時間を短縮できる効果を奏する。例えば、図13において、200kHzのノイズを低減したければ、第1平均電圧と第2平均電圧との差である差電圧の絶対値を1.2Vに設定すればよい。同様に、例えば、120kHzのノイズを低減したければ、第1平均電圧と第2平均電圧との差である差電圧の絶対値を2Vに設定すればよい。
第1の多相インバータ(3a)に対する2つの零電圧ベクトル
(V0(全相において直流電源負極側スイッチSun1,Svn1,Swn1がオンとなるスイッチパターン。図3に示した3相の例では、スイッチSup1=0(オフ)かつスイッチSvp1=0(オフ)かつスイッチSwp1=0(オフ))、
V7(全相において直流電源正極側スイッチSup1,Svp1,Swp1がオンとなるスイッチパターン。図3に示した3相の例では、スイッチSup1=1(オン)かつスイッチSvp1=1(オン)かつスイッチSwp1=1(オン))の生成割合と、
第2の多相インバータ(3b)に対する2つの零電圧ベクトル
(V0(全相において直流電源負極側スイッチSun2,Svn2,Swn2がオンとなるスイッチパターン。図4に示した3相の例では、スイッチSup2=0(オフ)かつスイッチSvp2=0(オフ)かつスイッチSwp2=0(オフ))、
V7(全相において直流電源正極側スイッチSup2,Svp2,Swp2がオンとなるスイッチパターン。図4に示した3相の例においては、スイッチSup2=1(オン)かつスイッチSvp2=1(オン)かつスイッチSwp2=1(オン))
の生成割合を調節することによって、第1平均電圧Vave1と第2平均電圧Vave2を調整すればよい。
図14はこの発明の実施の形態2に係る電動パワーステアリング装置の全体構成図である。
運転手は,ハンドル901を左右に回転させて前輪902の操舵を行う。トルク検出器903は,ステアリング系の操舵トルクTsを検出し,検出トルクTsを後述する制御指令生成部905に出力する。交流回転機1は、ギア904を介して運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生するものであり、そのロータがギア904と機械的に接続されている他は図1の交流回転機1と同じである。
制御指令COO(I_target)、
電流検出器201aにて検出した電流信号Iu1_c,Iv1_c,Iw1_c、
電流検出器201bにて検出した電流信号Iu2_c,Iv2_c,Iw2_c、
に基づいて、交流回転機1を駆動するための
第1の3相駆動電圧指令Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_refおよび
第2の3相駆動電圧指令Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_refを演算する。
第1の3相駆動電圧指令Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_refは、
電流信号Iu1_c,Iv1_c,Iw1_cを交流回転機1の回転位置または公知の回転位置推定手法を用いて座標変換した回転二軸電流と、トルク電流指令I_targetおよび励磁電流指令との偏差を比例・積分制御して得た回転二軸上の電圧を静止三相軸上の電圧指令に座標変換することによって求める。
また、第2の3相駆動電圧指令Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_refは、電流信号Iu2_c,Iv2_c,Iw2_cを交流回転機1の回転位置または公知の回転位置推定手法を用いて座標変換した回転二軸電流と、制御指令I_targetおよび励磁電流指令との偏差を比例・積分制御して得た回転二軸上の電圧を静止三相軸上の電圧指令に座標変換することによって求める。
そこで、本実施の形態2では,電流検出のタイミングをPWM搬送波PWMCのピーク近傍とすることによって,PWM信号に起因するリップル成分を含む電流からその基本波を検出することが可能となる。よって、電流を高精度に検出することが可能となり、交流回転機1により生じるトルクリップルが増大せず、運転者の良好なハンドルの操舵感が得られる。
この点に関し、これらの機能を実現する処理回路は、専用のハードウェアであっても、メモリに格納されるプログラムを実行するCPU(Central Processing Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、DSPともいう)であっても構成可能である。
上記各部の機能を図15の(a)に示すハードウェアで構成した場合、処理回路1000は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ASIC、FPGA、またはこれらを組み合わせたものが該当する。上記各部の機能それぞれを処理回路で実現してもよいし、各部の機能をまとめて処理回路で実現してもよい。
また処理に必要な各種情報は、ハードウェア構成の場合は回路に予め設定され、またソフトウェア構成の場合にはメモリに予め記憶させておく。
直流電源(2)から出力される直流電圧の供給を受けて電力変換を行い交流電圧を出力する第1の多相インバータ(3a)および第2の多相インバータ(3b)と、
外部からの制御指令(CCO)に基づいて第1の多相インバータ(3a)および第2の多相インバータ(3b)が負荷を駆動するための第1の多相駆動電圧指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)および第2の多相駆動電圧指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)を演算する駆動電圧指令演算部(4a)と、
前記第1の多相駆動電圧指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)を第1のオフセット電圧(Voffset1)で調整した値を第1の多相電圧指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)として出力して前記1の多相インバータ(3a)を制御する第1平均電圧調節部(5a)と、
前記第2の多相駆動電圧指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)を第2のオフセット電圧(Voffset2)で調整した値を第2の多相電圧指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)として出力して前記2の多相インバータ(3b)を制御する第2平均電圧調節部(5b)と、
前記直流電源(2)の直流電圧をVdcとし、
前記第1の多相インバータ(3a)および前記第2の多相インバータ(3b)のPWM信号(Vu1、Vv1、Vw1,Vu2、Vv2、Vw2)の周波数をfcとし、
電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の下限周波数をfrとしたとき、
前記第1の多相インバータ(3a)が出力する前記交流電圧の指令値である前記第1の多相電圧指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)の各相の平均値である第1平均電圧(Vave1)と、前記第2の多相インバータ(3b)が出力する前記交流電圧の指令値である前記第2の多相電圧指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)の各相の平均値である第2平均電圧(Vave2)との差である差電圧(Vave_dif)の絶対値(Vave_dif_abs)が下記式(1)以下
k2・fc/fr・Vdc[V] (1)
ただし、k2は1以上の奇数、
になるように前記第1平均電圧調節部(5a)および前記第2平均電圧調節部(5b)を制御する電圧調整制御部(6a)と、
を備える。
また、前記電圧調整制御部(6a)は、前記電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数をfhとしたとき、前記差電圧の絶対値(Vave_dif_abs)が、下記(2)式以上
k2・fc/fh・Vdc[V] (2)
になるように前記第1平均電圧調節部(5a)および前記第2平均電圧調節部(5b)を制御する。
また、前記電圧調整制御部(6a)は、前記差電圧の絶対値(Vave_dif_abs)が、前記PWM信号の半周期に対し正の整数倍の時間毎に、上記(1)式以下かつ上記(2)式以上の範囲で変動するように前記第1平均電圧調節部(5a)および前記第2平均電圧調節部(5b)を制御する。
直流電源(2)から出力される直流電圧の供給を受けて電力変換を行い交流電圧を出力する第1の多相インバータ(3a)および第2の多相インバータ(3b)と、
外部からの制御指令(CCO)に基づいて第1の多相インバータ(3a)および第2の多相インバータ(3b)が負荷を駆動するための第1の多相駆動電圧指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)および第2の多相駆動電圧指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)を演算する駆動電圧指令演算部(4a)と、
前記第1の多相駆動電圧指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)を第1のオフセット電圧(Voffset1)で調整した値を第1の多相電圧指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)として出力して前記1の多相インバータ(3a)を制御する第1平均電圧調節部(5a)と、
前記第2の多相駆動電圧指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)を第2のオフセット電圧(Voffset2)で調整した値を第2の多相電圧指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)として出力して前記2の多相インバータ(3b)を制御する第2平均電圧調節部(5b)と、
前記直流電源(2)の直流電圧をVdcとし、
前記第1の多相インバータ(3a)および前記第2の多相インバータ(3b)のPWM信号(Vu1、Vv1、Vw1,Vu2、Vv2、Vw2)の周波数をfcとし、
電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の下限周波数をfrとしたとき、
前記第1の多相インバータ(3a)が出力する前記交流電圧の指令値である前記第1の多相電圧指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)の各相の平均値である第1平均電圧(Vave1)と、前記第2の多相インバータ(3b)が出力する前記交流電圧の指令値である前記第2の多相電圧指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)の各相の平均値である第2平均電圧(Vave2)との差である差電圧(Vave_dif)の絶対値(Vave_dif_abs)が下記式(3)
k2・Vdc/n[V] (3)
ただし、
nはfrをfcで除して得た除算値(fr/fc)以上の整数値、
k2は1以上の奇数
になるように前記第1平均電圧調節部(5a)および前記第2平均電圧調節部(5b)を制御する電圧調整制御部(6a)と、
を備える。
また、前記電圧調整制御部(6a)は、前記電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数をfhとしたとき、上記(3)式における前記nを、fhをfcで除して得た除算値(fh/fc)以下の整数値とする。
また、前記電圧調整制御部(6a)は、前記差電圧として、PWM信号の半周期に対し正の整数倍の時間毎に、前記nを変動させることより前記差電圧の絶対値(Vave_dif_abs)を変動させるように前記第1平均電圧調節部(5a)および前記第2平均電圧調節部(5b)を制御する。
直流電源(2)から出力される直流電圧の供給を受けて電力変換を行い交流電圧を出力する第1の多相インバータ(3a)および第2の多相インバータ(3b)と、
外部からの制御指令(CCO)に基づいて第1の多相インバータ(3a)および第2の多相インバータ(3b)が負荷を駆動するための第1の多相駆動電圧指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)および第2の多相駆動電圧指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)を演算する駆動電圧指令演算部(4a)と、
前記第1の多相駆動電圧指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)を第1のオフセット電圧(Voffset1)で調整した値を第1の多相電圧指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)として出力して前記1の多相インバータ(3a)を制御する第1平均電圧調節部(5a)と、
前記第2の多相駆動電圧指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)を第2のオフセット電圧(Voffset2)で調整した値を第2の多相電圧指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)として出力して前記2の多相インバータ(3b)を制御する第2平均電圧調節部(5b)と、
前記直流電源(2)の直流電圧をVdcとし、
前記第1の多相インバータ(3a)および前記第2の多相インバータ(3b)のPWM信号の周波数が20kHz、
電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数を150kHzとした場合に、
前記第1の多相インバータ(3a)が出力する前記交流電圧の指令値である前記第1の多相電圧指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)の各相の平均値である第1平均電圧(Vave1)と、前記第2の多相インバータ(3b)が出力する前記交流電圧の指令値である前記第2の多相電圧指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)の各相の平均値である第2平均電圧(Vave2)との差である差電圧(Vave_dif)が下記式(4)
Vdc/8[V] (4)
を含めて、正の整数倍の時間毎に切り替わるように前記第1平均電圧調節部(5a)および前記第2平均電圧調節部(5b)を制御する電圧調整制御部(6a)と、
を備える。
また、前記電圧調整制御部(6a)は、前記差電圧(Vave_dif)として、下記式(5)
−Vdc/8[V] (5)
を含める。
また、前記電圧調整制御部(6a)は、前記差電圧(Vave_dif)として、下記式(6)、(7)
Vdc/12[V] (6)、
−Vdc/12[V] (7)
の少なくとも一方を含める。
上記いずれかの電力変換装置と、
前記第1の多相インバータ(3a)および前記第2の多相インバータ(3b)による前記交流電圧の印加により、運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生する交流回転機(1)と、
を備える。
Claims (10)
- 直流電源から出力される直流電圧の供給を受けて電力変換を行い交流電圧を出力する第1の多相インバータおよび第2の多相インバータと、
外部からの制御指令に基づいて第1の多相インバータおよび第2の多相インバータが負荷を駆動するための第1の多相駆動電圧指令および第2の多相駆動電圧指令を演算する駆動電圧指令演算部と、
前記第1の多相駆動電圧指令を第1のオフセット電圧で調整した値を第1の多相電圧指令として出力して前記1の多相インバータを制御する第1平均電圧調節部と、
前記第2の多相駆動電圧指令を第2のオフセット電圧で調整した値を第2の多相電圧指令として出力して前記2の多相インバータを制御する第2平均電圧調節部と、
前記直流電源の直流電圧をVdcとし、
前記第1の多相インバータおよび前記第2の多相インバータのPWM信号の周波数をfcとし、
電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の下限周波数をfrとしたとき、
前記第1の多相インバータが出力する前記交流電圧の指令値である前記第1の多相電圧指令の各相の平均値である第1平均電圧と、前記第2の多相インバータが出力する前記交流電圧の指令値である前記第2の多相電圧指令の各相の平均値である第2平均電圧との差である差電圧の絶対値が下記式(1)以下
k2・fc/fr・Vdc[V] (1)
ただし、k2は1以上の奇数、
になるように前記第1平均電圧調節部および前記第2平均電圧調節部を制御する電圧調整制御部と、
を備えた電力変換装置。 - 前記電圧調整制御部は、前記電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数をfhとしたとき、前記差電圧の絶対値が、下記(2)式以上
k2・fc/fh・Vdc[V] (2)
になるように前記第1平均電圧調節部および前記第2平均電圧調節部を制御する、請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記電圧調整制御部は、前記差電圧の絶対値が、前記PWM信号の半周期に対し正の整数倍の時間毎に、上記(1)式以下かつ上記(2)式以上の範囲で変動するように前記第1平均電圧調節部および前記第2平均電圧調節部を制御する、請求項2に記載の電力変換装置。
- 直流電源から出力される直流電圧の供給を受けて電力変換を行い交流電圧を出力する第1の多相インバータおよび第2の多相インバータと、
外部からの制御指令に基づいて第1の多相インバータおよび第2の多相インバータが負荷を駆動するための第1の多相駆動電圧指令および第2の多相駆動電圧指令を演算する駆動電圧指令演算部と、
前記第1の多相駆動電圧指令を第1のオフセット電圧で調整した値を第1の多相電圧指令として出力して前記1の多相インバータを制御する第1平均電圧調節部と、
前記第2の多相駆動電圧指令を第2のオフセット電圧で調整した値を第2の多相電圧指令として出力して前記2の多相インバータを制御する第2平均電圧調節部と、
前記直流電源の直流電圧をVdcとし、
前記第1の多相インバータおよび前記第2の多相インバータのPWM信号の周波数をfcとし、
電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の下限周波数をfrとしたとき、
前記第1の多相インバータが出力する前記交流電圧の指令値である前記第1の多相電圧指令の各相の平均値である第1平均電圧と、前記第2の多相インバータが出力する前記交流電圧の指令値である前記第2の多相電圧指令の各相の平均値である第2平均電圧との差である差電圧の絶対値が下記式(3)
k2・Vdc/n[V] (3)
ただし、
nはfrをfcで除して得た除算値fr/fc以上の整数値、
k2は1以上の奇数
になるように前記第1平均電圧調節部および前記第2平均電圧調節部を制御する電圧調整制御部と、
を備えた電力変換装置。 - 前記電圧調整制御部は、前記電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数をfhとしたとき、上記(3)式における前記nを、fhをfcで除して得た除算値fh/fc以下の整数値とする、請求項4に記載の電力変換装置。
- 前記電圧調整制御部は、前記差電圧として、PWM信号の半周期に対し正の整数倍の時間毎に、前記nを変動させることより前記差電圧の絶対値を変動させるように前記第1平均電圧調節部および前記第2平均電圧調節部を制御する、請求項5に記載の電力変換装置。
- 直流電源から出力される直流電圧の供給を受けて電力変換を行い交流電圧を出力する第1の多相インバータおよび第2の多相インバータと、
外部からの制御指令に基づいて第1の多相インバータおよび第2の多相インバータが負荷を駆動するための第1の多相駆動電圧指令および第2の多相駆動電圧指令を演算する駆動電圧指令演算部と、
前記第1の多相駆動電圧指令を第1のオフセット電圧で調整した値を第1の多相電圧指令として出力して前記1の多相インバータを制御する第1平均電圧調節部と、
前記第2の多相駆動電圧指令を第2のオフセット電圧で調整した値を第2の多相電圧指令として出力して前記2の多相インバータを制御する第2平均電圧調節部と、
前記直流電源の直流電圧をVdcとし、
前記第1の多相インバータおよび前記第2の多相インバータのPWM信号の周波数が20kHz、
電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数を150kHzとした場合に、
前記第1の多相インバータが出力する前記交流電圧の指令値である前記第1の多相電圧指令の各相の平均値である第1平均電圧と、前記第2の多相インバータが出力する前記交流電圧の指令値である前記第2の多相電圧指令の各相の平均値である第2平均電圧との差である差電圧が下記式(4)
Vdc/8[V] (4)
を含めて、正の整数倍の時間毎に切り替わるように前記第1平均電圧調節部および前記第2平均電圧調節部を制御する電圧調整制御部と、
を備えた電力変換装置。 - 前記電圧調整制御部は、前記差電圧として、下記式(5)
−Vdc/8[V] (5)
を含める、請求項7に記載の電力変換装置。 - 前記電圧調整制御部は、前記差電圧として、下記式(6)、(7)
Vdc/12[V] (6)、
−Vdc/12[V] (7)
の少なくとも一方を含める、請求項8に記載の電力変換装置。 - 請求項1から9までのいずれか1項に記載の電力変換装置と、
前記第1の多相インバータおよび前記第2の多相インバータによる前記交流電圧の印加により、運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生する交流回転機と、
を備える電動パワーステアリング装置。
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