JP2016208668A - ３相回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】基本波成分に高調波成分を重畳させる構成において、相電流ピークを最も低減する３相回転機の制御装置を提供する。
【解決手段】二組の３相巻線組を有する３相回転機の駆動を制御する制御装置において、二組の巻線組に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、ｎを整数とすると、互いの位相差が（３０±６０×ｎ）ｄｅｇである交流電流を二組の巻線組に出力する第１電力変換器及び第２電力変換器と、３相回転機に通電される相電流１次成分に対して５倍の周波数を有する相電流５次成分、及び、７倍の周波数を有する相電流７次成分を相電流１次成分に重畳させ、相電流１次成分のピークを低減するように通電を制御する制御部とを備える。制御部は、相電流１次成分の振幅に対する相電流５次成分及び相電流７次成分の振幅について、相電流１次成分のピーク低減量が５％を超えるような最適の振幅の組み合わせにより、相電流５次成分、７次成分を重畳させる。
【選択図】図８

Description

本発明は、３相回転機の制御装置に関する。

従来、３相巻線組を有する３相回転機の駆動制御装置において、電圧又は電流の基本波成分（１次成分）に高調波成分を重畳する技術が知られている。例えば特許文献１には、二組の３相巻線組を備える多重巻線モータの駆動装置において、基本波成分に５次、７次等の高調波成分を重畳して電圧指令を演算する技術が開示されている。二組の巻線組は、互いに３０［ｄｅｇ］の位相差を有しているため、トルクリップルが相殺される。

特開２０１４−１２１１８９号公報

特許文献１に記載の駆動制御装置は、基本波成分に対する高調波成分の振幅及び位相の最適値に関して、モータ出力の向上に着目し、高調波成分の高調波成分に応じて基本波成分が１００％から増加する割合を評価している。
しかし、例えば電動パワーステアリング装置に適用される３相回転機の制御装置では、搭載スペースが制約され、放熱性の要求が高い。したがって、３相回転機の発熱や損失を低減する観点から、相電流ピークの低減を図ることの方がより重要である。

本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、基本波成分に高調波成分を重畳させる構成において、相電流ピークを最も低減する３相回転機の制御装置を提供することにある。

本発明は、二組の３相巻線組を有する３相回転機の駆動を制御する制御装置であって、「二組の巻線組に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、ｎを整数とすると、互いの位相差が（３０±６０×ｎ）［ｄｅｇ］である交流電流を二組の巻線組に出力する第１電力変換器及び第２電力変換器」と、「３相回転機に通電される相電流１次成分に対して５倍の周波数を有する相電流５次成分、及び、７倍の周波数を有する相電流７次成分を相電流１次成分に重畳させ、相電流１次成分のピークを低減するように通電を制御する制御部」とを備える。
以下、巻線組と当該巻線組に対応する電力変換器とを含む単位を「系統」という。本発明の制御装置は、上記構成により、高調波成分により発生するトルクリップルが二系統の合計トルクでは相殺される。

また、本発明の制御部は、相電流１次成分の振幅に対する相電流５次成分及び相電流７次成分の振幅について、８．１〜１６．１［％］の振幅を有する相電流５次成分、及び、０．６〜１１．１［％］の振幅を有する相電流７次成分を重畳させることを特徴とする。
本発明では、相電流１次成分の振幅に対し上記範囲の振幅を有する相電流５次成分及び相電流７次成分を重畳させ、相電流ピークを低減する。これにより、特に３相回転機の零速度時、低回転時において電力変換器や巻線組の発熱を低減することができる。

ここで、例えば相電流５次成分のみを相電流１次成分に重畳させる場合の最大ピーク低減率は４．９％である。したがって、相電流５次成分及び相電流７次成分の最適な振幅の組み合わせは、例えば「ピーク低減量が５％を超える振幅の組み合わせ」と考えることができる。この「ピーク低減量が５％を超える振幅の組み合わせ」の範囲は、相電流５次成分の振幅をｘ［％］、相電流７次成分の振幅をｙ［％］とすると、以下の５つの式が表す直線で囲まれた範囲として規定される。この範囲を「優位振幅範囲」という。

ｘ＝ ８．１
ｘ＝１６．１
ｙ＝０．５４ｘ− ３．８ （８．１≦ｘ≦１２．５）
ｙ＝１．１４ｘ−１１．３（１２．５≦ｘ≦１６．１）
ｙ＝１．００ｘ− ５．０ （８．１≦ｘ≦１６．１）

特に、ｘ＝１２．５、ｙ＝５．３のとき、ピーク低減量は最大７．２％となる。この振幅の組み合わせを「最大低減量振幅」という。
最大低減量振幅及び優位振幅範囲はオフラインで計算可能であるため、制御部は、座標変換によって最適振幅の相電流５次成分及び相電流７次成分が得られるように、ｄｑ軸上で６次ｄ軸電流及び６次ｑ軸電流を演算することが好ましい。

上記の最適振幅は、例えばｄｑ軸上で６次正弦波のｄ軸電流及び６次正弦波のｑ軸電流を用いた「５次、７次高調波重畳」の通電に基づいて解析される。これとは別のアプローチとして、トルクリップルが発生することなく相電流ピークが最小となるｄｑ軸電流を電気角毎に探索する「最小ピーク通電」に基づいて最適振幅を解析することもできる。
その場合、「５次、７次高調波重畳」及び「最小ピーク通電」による最大低減量振幅における相電流５次成分及び相電流７次成分の比に基づく換算により、「最小ピーク通電」による優位振幅範囲を規定することができる。

本発明の第１実施形態による３相回転機の制御装置の全体構成図。 本発明の第１実施形態による制御部のブロック図。 図２のピーク低減電流指令値演算部のブロック図。 ３相回転機の回転数とｄ軸電流制限ゲインとの関係を示す特性図。 電流振幅基準値と電流振幅制限値との関係を示す特性図。 ３相回転機の回転数と電流振幅ゲインとの関係を示す特性図。 ３相回転機の回転数と位相補償量との関係を示す特性図。 相電流ピークを最も低減させる５次、７次高調波振幅の組み合わせを示す特性図。 図８に示す振幅の組み合わせでの５次高調波振幅と相電流ピーク低減量との関係を示す特性図。 ５次高調波のみを重畳させたときの５次高調波振幅と相電流ピーク低減量との関係を示す特性図。 「５次、７次高調波重畳」及び「最小ピーク通電」にて解析した最大低減量振幅及び優位振幅範囲を示す図。 （ａ）５次、７次高調波重畳、（ｂ）最小ピーク通電によるｄｑ軸ピーク低減電流指令値の波形図。 図１２のピーク低減電流指令値を重畳させたときの相電流波形図。 同上の損失低減効果を示す図。 相電流１次成分の逆起電圧波形図。 相電流１次成分のみでの（ａ）電流波形図、（ｂ）片系統駆動時のトルク波形図。 相電流１次成分に「５次：−５％、７次：−２％」の高調波を重畳させたときの（ａ）電流波形図、（ｂ）片系統駆動時のトルク波形図。 相電流１次成分に「５次：−５％」の高調波を重畳させたときの（ａ）電流波形図、（ｂ）片系統駆動時のトルク波形図。 相電流１次成分に「５次：−１２．５％、７次：−５．３％」の高調波を重畳させたときの（ａ）電流波形図、（ｂ）片系統駆動時のトルク波形図。 ５次高調波振幅と相電流ピーク低減率及びトルクリップル率との関係を示す図。 二系統駆動時と片系統駆動時とにおけるピーク低減電流演算指令値の切替を説明するフローチャート。 本発明の第２実施形態による制御部のブロック図。

以下、本発明による３相回転機の制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態について、図１〜図２１を参照して説明する。本実施形態は、本願発明者による以前の発明であり、既に登録済である特許第５６７２２７８号に係る発明（「先行特許発明」という。）の実施形態の構成を基本とする。以下の説明では、適宜、特許第５６７２２７８号公報（特開２０１４−５０１５０号公報）の記載を援用する。

本実施形態は、先行特許発明の実施形態と同様に、電動パワーステアリング装置に適用され、操舵アシストトルクを発生するモータ（３相回転機）の通電を制御する。最初に、本実施形態の全体構成について、図１を参照する。本願の図１は、特許第５６７２２７８号公報の図１と基本的に同一であるため、重複する詳細事項の説明を適宜省略する。

「３相回転機」としてのモータ８０は、二組の３相巻線組８０１、８０２を有する３相ブラシレスモータである。第２巻線組８０２の各相コイル８２１、８２２、８２３は、第１巻線組８０１の各相コイル８１１、８１２、８１３に対し、電気角３０ｄｅｇの位置関係に配置されている（特許第５６７２２７８号公報の図３参照）。回転角センサ８５は、モータ８０の電気角θを検出し、制御部６５に出力する。
「制御装置」としてのＥＣＵ１０は、インバータ６０１、６０２、電流センサ７０１、７０２、及び、制御部６５等を備えている。

「第１電力変換器」としての第１インバータ６０１、及び、「第２電力変換器」としての第２インバータ６０２は、二組の巻線組８０１、８０２に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、ｎを整数とすると、互いの位相差が（３０±６０×ｎ）ｄｅｇである交流電流を二組の巻線組８０１、８０２に出力する。
以下、巻線組と当該巻線組に対応するインバータとを含む単位を「系統」という。構成要素符号の３桁目の数字「１」、「２」、及び、電流、電圧等の物理量を表す記号の末尾数字「１」、「２」は、第１系統又は第２系統の構成要素及び物理量であることを示す。

インバータ６０１、６０２は、それぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴ等の６つのスイッチング素子６１１〜６１６、６２１〜６２６が、高電位ラインＬｐと低電位ラインＬｇとの間にブリッジ接続されている。インバータ６０１、６０２は、制御部６５の駆動回路６８からの駆動信号によりスイッチング動作し、バッテリ５１の直流電力を変換して、二組の巻線組８０１、８０２に供給する。
インバータ６０１、６０２の入力部には、各系統の電源リレー５２１、５２２及び平滑コンデンサ５３が設けられている。

電流センサ７０１、７０２は、電流検出素子７１１、７１２、７１３、７２１、７２２、７２３により各系統の相電流を検出し、制御部６５にフィードバックする。
制御部６５は、マイコン６７、駆動回路（プリドライバ）６８等で構成され、トルクセンサ９４から入力されるトルク信号ｔｒｑ等に基づいてモータ８０の通電を制御する。

次に、第１実施形態の制御部６５の構成について、図２を参照して説明する。第１実施形態の制御部６５は、電流フィードバック制御において、二組の３相巻線組８０１、８０２に流れる実電流を系統毎に電流指令値に対してフィードバックする。
ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*は、第１系統及び第２系統のｄｑ軸電流指令値Ｉｄ１^*、Ｉｑ１^*、Ｉｄ２^*、Ｉｑ２^*として分配される。ここで、第１系統インバータ６０１と第２系統インバータ６０２との電気的特性は同等であるから、原則として各系統に２分の１ずつの電流指令値が指令される。

各系統のｄｑ軸電流指令値Ｉｄ１^*、Ｉｑ１^*、Ｉｄ２^*、Ｉｑ２^*には、ピーク低減電流指令値演算部２０で演算されたピーク低減電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｄ１、Ｉｑ＿ｒｅｄ１、Ｉｄ＿ｒｅｄ２、Ｉｑ＿ｒｅｄ２が加算される。「ピーク低減電流指令値」とは、相電流１次成分（基本波成分）のピークを低減するように高調波成分を組み合わせて生成される電流値であり、詳細は後述する。

以下、電流指令値にピーク低減電流指令値を加算した値を「重畳電流指令値」という。ｄｑ軸重畳電流指令値Ｉｄ＿ｓｕｐ１、Ｉｑ＿ｓｕｐ１、Ｉｄ＿ｓｕｐ２、Ｉｑ＿ｓｕｐ２は、式（１．１）〜（１．４）で定義される。
Ｉｄ＿ｓｕｐ１＝Ｉｄ１^*＋Ｉｄ＿ｒｅｄ１・・・（１．１）
Ｉｑ＿ｓｕｐ１＝Ｉｑ１^*＋Ｉｑ＿ｒｅｄ１・・・（１．２）
Ｉｄ＿ｓｕｐ２＝Ｉｄ２^*＋Ｉｄ＿ｒｅｄ２・・・（１．３）
Ｉｑ＿ｓｕｐ２＝Ｉｑ２^*＋Ｉｑ＿ｒｅｄ２・・・（１．４）

第１実施形態の電流フィードバック演算部３０は、第１系統の第１制御器３３１、及び、第２系統の第２制御器３３２を含む。なお、本明細書では、「指令値と実値との偏差に基づくフィードバック演算を行う部分」であって、第１実施形態と第２実施形態との相違部分のみを「電流フィードバック演算部」と定義する。したがって、フィードバック演算の前後の座標変換ブロックを「電流フィードバック演算部」の枠外に図示している。

以下、図２では、制御部６５の第１系統の制御ブロックに「第１」、第２系統の制御ブロックに「第２」を付して記す。ただし、二系統の各制御ブロックの機能は基本的に同じであるため、明細書中では「第１」、「第２」を適宜省略し、一括して説明する。
制御器３３１、３３２には、ｄｑ軸重畳電流指令値Ｉｄ＿ｓｕｐ１、Ｉｑ＿ｓｕｐ１、Ｉｄ＿ｓｕｐ２、Ｉｑ＿ｓｕｐ２と、３相２相変換部３５１、３５２からフィードバックされた実電流Ｉｄ１、Ｉｑ１、Ｉｄ２、Ｉｑ２との偏差が入力される。制御器３３１、３３２は、これらの偏差をそれぞれ０に収束させるように、比例積分制御演算によって電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１、Ｖｄ２、Ｖｑ２を演算する。

２相３相変換部３４１、３４２は、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１、Ｖｄ２、Ｖｑ２を３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に座標変換する。なお、後述する電流２相３相変換部３８１、３８２と区別するため、図２では、「（電圧）２相３相変換部」と記す。

３相２相変換部３５１、３５２は、電流センサにて検出された実電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２をｄｑ軸電流Ｉｄ１、Ｉｑ１、Ｉｄ２、Ｉｑ２に座標変換してフィードバックする。
上記の座標変換演算において、第１系統では電気角として「θ」を用い、第２系統では位相が３０ｄｅｇずれた「θ−３０」を用いて演算する。

インバータ６０１、６０２の駆動制御においては、一般的なＰＷＭ制御のように、３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を直接Ｄｕｔｙに換算し、搬送波との比較によりＰＷＭパルス信号を生成するようにしてもよい。ただし、本実施形態の制御部６５は、３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に対し、さらにデッドタイム補償を実行する。デッドタイム補償は、特許第５３３３４２２号公報（特開２０１２−１２５０２２号公報）に開示された技術であり、デッドタイムの影響を打ち消すように電圧指令値を補償することにより、電圧利用率の向上や線間電圧の歪み低減を実現するものである。

デッドタイム補償部（図中、「ＤＴ補償部」と記す。）３９１、３９２は、デッドタイムの影響を打ち消すように３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を補償し、補償後の電圧Ｖｕ＿ｄｔ１、Ｖｖ＿ｄｔ１、Ｖｗ＿ｄｔ１、Ｖｕ＿ｄｔ２、Ｖｖ＿ｄｔ２、Ｖｗ＿ｄｔ２を出力する。この演算でデッドタイム補償部３９１、３９２は、相電流の極性を判別する必要がある。

図２に、「相電流１次成分に相電流５次成分及び相電流７次成分を加算した電流値」に基づいて相電流の極性を判別する構成における入出力信号を二点鎖線で示す。
電流２相３相変換部３８１、３８２は、それぞれ、電気角「θ」及び「θ−３０」を用いて、ｄｑ軸重畳電流指令値Ｉｄ＿ｓｕｐ１、Ｉｑ＿ｓｕｐ１、Ｉｄ＿ｓｕｐ２、Ｉｑ＿ｓｕｐ２を３相重畳電流指令値Ｉｕ＿ｓｕｐ１、Ｉｖ＿ｓｕｐ１、Ｉｗ＿ｓｕｐ１、Ｉｕ＿ｓｕｐ２、Ｉｖ＿ｓｕｐ２、Ｉｗ＿ｓｕｐ２に２相３相変換し、デッドタイム補償部３９１、３９２に出力する。

３相重畳電流指令値Ｉｕ＿ｓｕｐ１、Ｉｖ＿ｓｕｐ１、Ｉｗ＿ｓｕｐ１、Ｉｕ＿ｓｕｐ２、Ｉｖ＿ｓｕｐ２、Ｉｗ＿ｓｕｐ２は、「相電流１次成分に相電流５次成分及び相電流７次成分を加算した電流値」に相当する。デッドタイム補償部３９１、３９２は、取得したこの電流値に基づいて相電流の極性を判別する。

また、デッドタイム補償部３９１、３９２が実電流に基づいて相電流の極性を判別する構成における入出力信号を破線で示す。この構成では、電流センサ７０１、７０２にて検出された実電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２は、３相２相変換部３５１、３５２に入力されるとともにデッドタイム補償部３９１、３９２にも入力される。

続いて、ピーク低減電流指令値演算部２０の構成について、図３〜図７を参照する。
図３に示すように、ピーク低減電流指令値演算部２０は、ｄ軸電流指令値制限部２１、電流振幅算出部２２、電流振幅制限部２３、電流振幅ゲイン設定部２４、電流位相算出部２５、位相補償量算出部２６、及び、最終電流指令値算出部２７を備える。ピーク低減電流指令値演算部２０は、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に基づき、ピーク低減電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｄ１、Ｉｑ＿ｒｅｄ１、Ｉｄ＿ｒｅｄ２、Ｉｑ＿ｒｅｄ２を演算する。ピーク低減電流は、相電流１次成分（基本波成分）のピークを低減するために相電流１次成分に重畳される電流である。ピークを低減することにより、特にモータ８０の零速度時、低回転時において、インバータ６０１、６０２や巻線組８０１、８０２の発熱の低減を図る。

ピーク低減電流指令値演算部２０には、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*の他に、回転角センサ８５で検出された電気角θ、及び、電気角θを時間微分して得られた電気角速度ωが入力される。電気角速度ωは、比例定数を乗じることによりモータ回転数［ｒｐｍ］に換算される。以下の明細書及び図面では「電気角速度ωを換算した回転数」を省略して、適宜「回転数ω」と記す。また、回転数ωの正負は、電気角θの正負、すなわちモータ８０の回転方向が反映される。

本実施形態のピーク低減電流指令値演算部２０は、ｄｑ軸座標でピーク低減電流を演算するため、相電流の（６ｎ−１）次、（６ｎ＋１）次の高調波成分について、（６ｎ）次のｄｑ軸電流により演算する。典型的には、「ｎ＝１」に相当する相電流の５次、７次成分について、６次のｄｑ軸電流により演算する。相電流５次成分、相電流７次成分は、それぞれ相電流１次成分の５倍、７倍の周波数を有する。また、６次のｄｑ軸電流は、相電流１次成分の６倍の周波数を有する。
以下、各ブロックにおける演算について説明する。各ブロックの演算は、マップの参照により実行してもよく、数式の演算により実行してもよい。

ｄ軸電流指令値制限部２１は、モータ８０の回転数ωに応じてｄ軸電流指令値Ｉｄ^*を制限し、ｄ軸電流指令制限値Ｉｄ^*＿ｌｉｍとして出力する。具体的には、図４に示すように、回転数ωの絶対値がωｄ₁以上のとき、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*にｄ軸電流制限ゲインｋｄとして「１」を乗じる。また、回転数ωの絶対値がωｄ₀未満のとき、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*にｄ軸電流制限ゲインｋｄとして「０」を乗じる。回転数ωの絶対値がωｄ₀からωｄ₁までの間では、ゲインｋｄを「０」から「１」まで漸増させる。

すなわち、回転数ωの絶対値がωｄ₁以上のとき、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*をそのまま維持し、回転数ωの絶対値がωｄ₀未満のとき、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*を０として電流位相θｉを０ｄｅｇに固定する。また、回転数ωの絶対値がωｄ₀からωｄ₁までの間では、それらの間を徐変させる。これにより、回転数ωの絶対値がωｄ₀未満である低回転数領域において、ｄｑ軸電流位相θｉの演算を省略することができる。
ここで、特許第５６７２２７８号公報の図７に示す通り、電流位相θｉは、ｄｑ軸座標においてＩｄ^*、Ｉｑ^*をそれぞれｄ軸、ｑ軸成分とする電流ベクトルの＋ｑ軸を基準とした角度に相当する。電流位相θｉは、＋ｑ軸から反時計回り方向を正と定義する。

電流振幅算出部２２は、ｄｑ軸電流の６次成分の電流振幅基準値Ｉｐ₀を算出する。
電流振幅制限部２３は、電流振幅基準値Ｉｐ₀の値を制限し、電流振幅制限値Ｉｐ_LIMとして出力する。具体的には、図５に示すように、電流振幅基準値Ｉｐ₀の絶対値がＩｐ＿ｎｅｇ以上Ｉｐ＿ｇｒｄ以下のとき、電流振幅基準値Ｉｐ₀をそのまま維持する。一方、電流振幅基準値Ｉｐ₀の絶対値がＩｐ＿ｎｅｇ未満のとき、電流振幅制限値Ｉｐ_LIMを０とする。また、電流振幅基準値Ｉｐ₀の絶対値がＩｐ＿ｇｒｄを超えたとき、電流振幅制限値Ｉｐ_LIMをガード値±Ｉｐ＿ｇｒｄに制限する。

電流振幅基準値Ｉｐ₀の絶対値がＩｐ＿ｎｅｇより小さいときには相電流１次成分のピークが比較的低く、発熱が問題とならないため、あえてピークを低減する必要性が低い。したがって、電流振幅制限値Ｉｐ_LIMを０とし、ピーク低減電流指令値演算部２０が出力するピーク低減電流指令値を０とする。

電流振幅ゲイン設定部２４は、モータ８０の回転数ωに応じて電流振幅ゲインｋｐを設定する。電流振幅制限部２３が出力した電流振幅制限値Ｉｐ_LIMに電流振幅ゲインｋｐが乗算されて得られた電流振幅Ｉｐは、最終電流指令値算出部２７に出力される。
図６（ａ）、（ｂ）に示すように、回転数ωの絶対値がωｐより大きいとき、電流振幅ゲインｋｐは「０」に設定される。すなわち、回転数ωの絶対値がωｐより大きい高回転数領域では、ピーク低減電流指令値を０とし、相電流１次成分のピークを低減するための通電を実施しない。したがって、電流振幅ゲイン設定部２４の回転数閾値ωｐと、ｄ軸電流指令値制限部２１の回転数閾値ωｄ₀との関係を「ωｄ₀≧ωｐ」にすると、すべての回転数領域で、電流位相θｉの演算を省略することができる。

一方、回転数ωの絶対値がωｐ以下のとき、図６（ａ）に示す例では、回転数ωが０に近づくほど直線的に増加するように電流振幅ゲインｋｐを設定する。また、図６（ｂ）に示す例では、電流制御の応答遅れに伴い発生する振幅低下分を補正するように電流振幅ゲインｋｐを設定する。例えば、電流振幅ゲインｋｐは、回転数ωの絶対値がωｐから減少するに伴って増加し、さらに回転数ωの絶対値が０の近傍では再び減少するように設定される。

電流位相算出部２５は、電流振幅ゲイン設定部２４の回転数閾値ωｐと、ｄ軸電流指令値制限部２１の回転数閾値ωｄ₀との関係が「ωｄ₀＜ωｐ」である場合、回転数ωの絶対値が「ωｄ₀＜｜ω｜＜ωｐ」の領域で、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に基づいて、ｄｑ軸電流位相θｉを算出し、最終電流指令値算出部２７に出力する。

位相補償量算出部２６は、モータ８０の回転数ωに応じた位相補償量θｃを算出する。回転数ωが高いほど、通電しようとする電流の周波数が高くなり、電流制御の応答遅れに伴い発生する位相遅れ分を補償する必要が生ずる。そこで、位相補償量算出部２６は、図７に示すように、下限値θｃ＿ｍｉｎと上限値θｃ＿ｍａｘとの間で回転数ωに応じて正の相関を有する位相補償量θｃを算出し、最終電流指令値算出部２７に出力する。

最終電流指令値算出部２７は、電流振幅Ｉｐ、位相補償量θｃ、及び、場合によってはｄｑ軸電流位相θｉが入力される。また、回転角センサ８５から電気角θを取得し、ピーク低減電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｄ１、Ｉｑ＿ｒｅｄ１、Ｉｄ＿ｒｅｄ２、Ｉｑ＿ｒｅｄ２を演算する。具体的な演算式は後述する（図２１参照）。

上記構成による第１実施形態の制御部６５では、二系統のｄｑ軸電流指令値Ｉｄ１^*、Ｉｑ１^*、Ｉｄ２^*、Ｉｑ２^*に、ｄｑ軸６次成分のピーク低減電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｄ１、Ｉｑ＿ｒｅｄ１、Ｉｄ＿ｒｅｄ２、Ｉｑ＿ｒｅｄ２が加算されたｄｑ軸重畳電流指令値Ｉｄ＿ｓｕｐ１、Ｉｑ＿ｓｕｐ１、Ｉｄ＿ｓｕｐ２、Ｉｑ＿ｓｕｐ２に対してフィードバック制御が実行される。これにより、二組の巻線組８０１、８０２には、相電流１次成分に５次成分、７次成分の高調波が重畳された相電流が通電される。

ここで、二組の巻線組８０１、８０２は電気角が３０ｄｅｇずれた位置関係に設けられている。二系統が正常であることを前提とすると、二系統のインバータ６０１、６０２が出力する交流電流の振幅は、互いに同一であり、互いの位相差が３０ｄｅｇである。したがって、先行特許発明の通り、二系統の合計トルクでは６次のトルクリップルを相殺することができる。さらに、トルクリップルを相殺可能な位相差は、ｎを整数として一般化すると、（３０±６０×ｎ）ｄｅｇと表される。

先行特許発明では、相電流１次成分の基本波電流に対して重畳させる高調波として５次成分を用いる構成、及び、ｄｑ軸６次成分を用いる構成が記載されている。それに対し本発明では、相電流５次成分及び相電流７次成分を最適な振幅の組み合わせで相電流１次成分に重畳させることを特徴とする。

ところで、特許文献１（特開２０１４−１２１１８９号公報）には、二組の３相巻線組を備える多重巻線モータの駆動装置において、基本波成分に５次、７次等の高調波成分を重畳させ電圧指令を演算する技術が開示されている。しかし、特許文献１の従来技術は、モータ出力の向上に着目し、高調波成分の高調波成分に応じて基本波成分が１００％から増加する割合を評価したものであり、相電流ピークの低減には主眼を置いていない。
そこで本発明は、特に相電流ピーク低減の観点から、５次高調波及び７次高調波の最適な振幅の組み合わせを見出すことを目的とする。

［５次、７次高調波通電による相電流ピークの低減］
次に、５次、７次高調波通電による相電流ピークの低減について、図８〜図１４を参照して説明する。
まず、相電流１次成分の振幅を１００％とし、相電流１次成分に重畳させたとき相電流ピークを最も低減する５次、７次高調波の振幅比率についての解析結果を、図８、図９に示す。この解析で相電流５次、７次の高調波は、６次正弦波のｄ軸電流及び６次正弦波のｑ軸電流で構成されたピーク低減電流指令値を座標変換して生成される。

５次、７次高調波を重畳させた相電流のピークが、例えば、相電流１次成分のピークの９５％であるとき、「相電流ピーク低減量が５％である」という。なお、本明細書では、後述の通り、相電流ピーク低減量に出力トルク平均を乗じた値を「相電流ピーク低減率」として、「相電流ピーク低減量」とは区別して用いる。
図８の特性線は、各５次高調波振幅（横軸）に対して、相電流ピーク低減量が最も高くなる７次高調波振幅（縦軸）の最適組み合わせを示している。
図９の特性線は、図８に示す最適組み合わせにおける５次高調波振幅と相電流ピーク低減量との関係を示している。

対比のため、５次高調波のみを重畳させたときの相電流ピーク低減量を図１０に示す。５次高調波のみでは、最大４．９％のピーク低減が見込める。
そこで、５次高調波のみの場合に比べ、プラス約１％の優位性が得られる「ピーク低減量６％以上」を目標値に設定すると、図９にて、５次高調波振幅が８．１〜１６．１％の範囲が抽出される。図８に示すように、この範囲に対応する７次高調波の振幅は、２．０〜１０．０％となる。

図８に示す５次、７次成分の最適の振幅組み合わせを表す特性線は、５次高調波振幅をｘ（８．１≦ｘ≦１６．１）［％］、７次高調波振幅をｙ（２．０≦ｘ≦１０．０）［％］とすると、例えば式（２．１）、（２．２）による折れ線で近似される。
ｙ＝０．７５ｘ− ４．１ （８．１≦ｘ≦１２．５） ・・・（２．１）
ｙ＝１．３１ｘ−１１．１ （１２．５≦ｘ≦１６．１） ・・・（２．２）
上記式は、傾きについて小数点３桁目を四捨五入して小数点２桁で表し、切片について小数点２桁目を四捨五入して小数点１桁で表現しているが、丸め桁数は適宜変更可能である。したがって、同一の技術思想の下に丸め桁数のみを変更した数式は、本明細書に開示した数式と実質的に同一の式であるとみなす。以下の数式についても同様に考える。

５次高調波振幅が１２．５％、７次高調波振幅が５．３％のとき、ピーク低減量は最大７．２％となる。この振幅の組み合わせを「最大低減量振幅」といい、図１１に「○」印で示す。図１２（ａ）に、最大低減量振幅を生成する６次正弦波のｄ軸電流及び６次正弦波のｑ軸電流の波形を示す。６次正弦波のｄ軸電流の振幅を２１．８％、６次正弦波のｑ軸電流の振幅を８．８％に設定したとき、５次成分の振幅は、座標変換演算式（３．１）により１２．５％となり、７次成分の振幅は、式（３．２）により５．３％となる。
（２１．８＋８．８）／２×√（２／３）＝１２．５ ・・・（３．１）
（２１．８−８．８）／２×√（２／３）＝ ５．３ ・・・（３．２）
また、最大低減量振幅の５次、７次成分が重畳されたピーク低減量７．２％の相電流波形を図１３（ａ）に示す。

さらに、５次高調波振幅が８．１％、１２．５％、１６．１％のとき、相電流ピーク低減量が５％を超える７次高調波振幅の上限値及び下限値を、表１に示す。また、表１の範囲を図１１にて破線で表す。この範囲を「優位振幅範囲」という。優位振幅範囲の５次、７次高調波振幅の組み合わせでは、５次高調波のみを重畳させたときの最大ピーク低減量（４．９％）よりも大きい、５％を超えるピーク低減量が得られる。

図１１に破線で示す優位振幅範囲は、５次高調波振幅をｘ［％］、７次高調波振幅をｙ［％］とすると、式（４．１）〜（４．５）の５つの式が表す直線で囲まれた範囲として規定される。
ｘ＝ ８．１ ・・・（４．１）
ｘ＝１６．１ ・・・（４．２）
ｙ＝０．５４ｘ− ３．８ （８．１≦ｘ≦１２．５） ・・・（４．３）
ｙ＝１．１４ｘ−１１．３ （１２．５≦ｘ≦１６．１） ・・・（４．４）
ｙ＝１．００ｘ− ５．０ （８．１≦ｘ≦１６．１） ・・・（４．５）

このように、ピーク低減電流指令値演算部２０は、５次、７次の高調波振幅について、原則として最大低減量振幅が得られるようにピーク低減電流指令値を演算する。ただし、制御ばらつき等を考慮した場合、少なくとも優位振幅範囲の振幅が得られるようにピーク低減電流指令値を算出すれば、相電流ピーク低減量は５％を超える。よって、５次高調波のみを重畳させたときに比べ、相電流ピークをより低減することができる。

上記の最適振幅は、例えばｄｑ軸上で６次正弦波のｄ軸電流及び６次正弦波のｑ軸電流からなるピーク低減電流指令値を用いた「５次、７次高調波重畳」の通電に基づいて解析される。次に、これとは別のアプローチとして、「最小ピーク通電」に基づく最適振幅の解析について説明する。
「最小ピーク通電」に基づく解析では、「トルクリップルが発生することなく相電流ピークが最小となるｄｑ軸電流」を電気角毎に探索する。この探索結果に基づくと、図１２（ｂ）に示すように、ｄ軸電流として６次の略三角波とｑ軸電流として６次の略正弦波とを流すことで相電流ピークを最小とすることができる。そこで、ｄ軸電流を三角波に類似する擬似三角波で近似し、６次ｑ軸電流を正弦波で近似する。ｄ軸電流の擬似三角波およびｑ軸電流の正弦波は、６次成分、１８次成分、３０次成分等の正弦波を合成した波形で近似したものとしてもよい。

フーリエ級数分解によると、擬似三角波中の三角波と同じ周波数の次数成分は、三角波振幅（３３．２％）の８１％となるため、擬似三角波の振幅を（３３．２×０．８１＝）２６．８％とみなす。また、６次正弦波のｑ軸電流の振幅は８．２％である。５次成分の振幅は、座標変換演算式（５．１）により１４．３％となり、７次成分の振幅は、式（５．２）により７．６％となる。
（２６．８＋８．２）／２×√（２／３）＝１４．３ ・・・（５．１）
（２６．８−８．２）／２×√（２／３）＝ ７．６ ・・・（５．２）

つまり、「５次：１４．３％、７次：７．６％」の振幅の組み合わせが「最小ピーク通電」による最大低減量振幅に相当する。この振幅での相電流波形を図１３（ｂ）に示す。「最小ピーク通電」に基づき解析された最大低減量振幅でのピーク低減量は、７．２％であり、「５次、７次高調波重畳」による最大低減量振幅でのピーク低減量と同等である。ただし、実機試験でのピーク低減量は、近似の影響により６．７％となった。

また、「最小ピーク通電」による最大低減量振幅である「５次：１４．３％、７次：７．６％」を図１１に「◇」印で示す。この振幅は、「５次、７次高調波重畳」による最大低減量振幅に対し、５次振幅が（１４．３／１２．５）＝１．１５倍、７次高調波振幅が（７．６／５．３）＝１．４４倍に相当する。
したがって、「最小ピーク通電」において相電流ピーク低減量が５％を超える優位振幅範囲は、「５次、７次高調波重畳」による優位振幅範囲にこの比を乗じることで、表２、及び、図１１の一点鎖線範囲のように換算される。

図１１に一点鎖線で示す優位振幅範囲は、５次高調波振幅をｘ［％］、７次高調波振幅をｙ［％］とすると、式（６．１）〜（６．５）の５つの式が表す直線で囲まれた範囲として規定される。
ｘ＝ ９．３ ・・・（６．１）
ｘ＝１８．５ ・・・（６．２）
ｙ＝０．６７ｘ− ５．３ （９．３≦ｘ≦１４．４） ・・・（６．３）
ｙ＝１．４４ｘ−１６．４（１４．４≦ｘ≦１８．５） ・・・（６．４）
ｙ＝１．２５ｘ− ７．１ （９．３≦ｘ≦１８．５） ・・・（６．５）

このように、「最小ピーク通電」による最大低減量振幅及び優位振幅範囲は、「５次、７次高調波重畳」による最大低減量振幅及び優位振幅範囲に対し、５次、７次高調波振幅がいずれも増加する方向にシフトする。いずれにせよ、優位振幅範囲の振幅が得られるようにピーク低減電流指令値を演算すれば、５次高調波のみを重畳させたときに比べ、相電流ピークをより低減することができる。

次に、相電流ピーク低減に伴う損失の低減効果について図１４を参照する。
モータ８０の零速度時及び低回転時における損失低減効果を図１４（ａ）に示す。零速度時及び低回転時には、相電流ピーク値による発熱への影響が大きい。そこで、式（７）を用いて、ピーク電流の二乗値に基づいて損失を算出すると、ピーク低減量が７．２％のときの損失低減効果は１３．９％となる。
｛１−（１−０．０７２）²｝×１００＝１３．９ ・・・（７）
したがって、「５次、７次高調波重畳」、「最小ピーク通電」のいずれの方法でピーク低減電流指令値を演算した場合でも、正弦波（相電流１次成分）駆動に比べ、電気角１周期の最大電流に基づく損失を１３．９％低減することができる。

一方、モータ８０の中回転〜高回転時における損失低減効果を図１４（ｂ）に示す。中、高回転時にはピーク値よりも実効値の方が発熱に影響するため、電流実効値の二乗値に基づいて評価する。すると、「５次、７次高調波重畳」では１．８％、「最小ピーク通電」では２．８％、正弦波駆動に比べ、損失が増大する。
よって、モータ８０の零速度時及び低回転時には高調波成分を重畳させて電流ピークを下げ、高回転時には高調波成分を重畳させないことが好ましいと考えられる。図６の特性図は、この結果を反映したものである。

［片系統駆動時の通電］
次に、二系統のうち一方が故障した場合等に実行される片系統駆動中の通電について、図１５〜図２１を参照して説明する。二組の巻線組の位相が３０ｄｅｇずれている構成により、二系統駆動中は高調波成分によるトルクリップルが相殺されるのに対し、片系統駆動中には相殺効果が得られない。したがって、相電流ピーク低減、及び、トルクリップル低減の二つの目的に対する優先度のバランスを考慮する必要がある。

図１５に、モータ８０に発生する逆起電圧Ｅｕ１、Ｅｖ１、Ｅｗ１を示す。本実施形態のモータ８０の場合、５％の５次高調波成分、及び、２％の７次高調波成分が逆起電圧に含まれているものとする。高調波成分の振幅は、適用されるモータ８０の仕様によって異なる。また、トルクリップルの大きさは、逆起電圧によって決まる。

図１６に、参照として、相電流１次成分のみでの（ａ）電流波形、及び、（ｂ）片系統駆動時のトルク波形を示す。
特許第５６７２２７８号公報の式（４）にも参照されるように、１次、５次、７次の電流振幅をＩ₁、Ｉ₅、Ｉ₇とし、１次、５次、７次の磁束振幅をψ₁、ψ₅、ψ₇とすると、モータ８０のトルクＴは、１２次以上の項を省略して、式（８）で表される。式（８）中の加減算の符号は、成分の正負の定義によって逆転し得る。

このように、１次の電流振幅Ｉ₁と１次の磁束振幅をψ₁との積を１００％とすると、トルクＴは、基準値１５０％を平均とする脈動となる。

ここで、「平均トルク率」及び「トルクリップル率」を以下のように定義する。
平均トルク率［％］＝平均トルク［％］／１．５
トルクリップル率［％］＝（トルクリップル［％］／平均トルク［％］）×１００
図１６〜図１９で、平均トルクを「Ａｖｒ」、トルクリップル率を「Ｒｔｒ」と記す。図１６（ｂ）の波形の平均トルク率は１００％、トルクリップル率は２．８％である。

トルクリップルを最小とするように通電する場合、図１７に示すように、逆起電圧を打ち消す方向に逆起電圧の５次、７次成分と同じ大きさの「５次：−５％、７次：−２％」の高調波を重畳させることが好ましい。このとき、図１７（ｂ）の波形の平均トルク率は９９．７％、トルクリップル率は０．３％である。また、図１７（ａ）に示す相電流ピーク低減量は、３．０％である。

トルクリップル低減と相電流ピーク低減とをいずれも中程度に確保する場合、図１８に示すように、例えば、−５％の５次高調波のみを重畳する。この例では、図１８（ａ）に示す相電流ピーク低減量は４．７％である。また、図１８（ｂ）の波形の平均トルク率は９９．８％、トルクリップル率は２．０％である。

相電流ピークを最小とするように通電する場合、図１９に示すように、二系統通電中と同じ「５次：−１２．５％、７次：−５．３％」の高調波を重畳させることが好ましい。このとき、図１９（ａ）に示す相電流ピーク低減量は、二系統通電中と同じ７．２％である。また、図１９（ｂ）の波形の平均トルク率は９９．８％、トルクリップル率は４．２％である。

図２０は、片系統駆動時に５次高調波のみを重畳させたときの相電流ピーク低減率とトルクリップル率との関係を示す。ここで、「相電流ピーク低減率」を以下のように定義する。
相電流ピーク低減率［％］＝相電流ピーク低減量［％］×平均トルク率［％］／１００
ここで、平均トルク率は、数％〜十数％の高調波振幅同士の積を１００％から差し引いた値であり、図１７〜図１９に示すように、ほぼ９９％以上となる。したがって、相電流ピーク低減率に対する平均トルク率の寄与度は低い。そのため、相電流ピーク低減率は、「５次高調波のみを重畳させたときの相電流ピーク低減量」（図１０参照）に主に依存する。

また、トルクリップル率は、５次高調波振幅が３％のとき０であり、３％から増加又は減少するにつれ対称的に増加する。「３％」という振幅は、トルクリップルを最小とするように通電する場合（図１７参照）に採用される振幅（５次：−５％、７次：−２％）における５次高調波振幅と７次高調波振幅との差分に相当する。

次に、ピーク低減電流指令値演算部２０で実行される通常通電時（二系統駆動時）と片系統駆動時とのピーク低減電流演算の切替処理について、図２１のフローチャートを参照して説明する。図２１中、記号「Ｓ」はステップを意味する。
Ｓ１では、現在、二系統駆動中である場合（Ｓ１：ＹＥＳ）、Ｓ２にて、式（９．１）、（９．２）を用いて、ピーク低減電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｄ、Ｉｑ＿ｒｅｄを演算する。

一系統の故障等により、現在、片系統で駆動中の場合（Ｓ１：ＮＯ、Ｓ３：ＹＥＳ）、Ｓ４にて、式（１０．１）、（１０．２）を用いて、ピーク低減電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｄ、Ｉｑ＿ｒｅｄを演算する。なお、二系統とも故障している場合（Ｓ３：ＮＯ）にはモータ８０を駆動不可であるため、処理を終了する。

（効果）
本実施形態のＥＣＵ１０の作用効果について説明する。
（１）上述のインバータ６０１、６０２及び巻線組８０１、８０２の構成により、二系統駆動時には、６次のトルクリップルを相殺することができる。また、ピーク低減電流指令値演算部２０は、相電流１次成分の振幅に対する相電流５次成分及び相電流７次成分の振幅について、「５次、７次高調波重畳」又は「最小ピーク通電」による最大低減量振幅又は優位振幅範囲を狙い値としてピーク低減電流指令値を算出する。これにより、ピーク低減電流指令値が重畳された相電流のピーク低減量を最適とすることができる。

（２）ピーク低減電流指令値演算部２０は、ｄｑ軸電流指令値に対し、オフラインで算出した最適な６次成分の振幅を重畳する。これにより、５次、７次高調波をｄｑ変換する構成や、ＵＶＷ相に制御量を加算する構成に比べ、演算を簡単にすることができる。
（３）「５次、７次高調波重畳」により、ｄ軸及びｑ軸に６次正弦波電流を通電する構成では、正弦波電流のみを単純に組み合わせることができる。また、「最小ピーク通電」により、ｄ軸に６次の擬似三角波の電流を通電し、ｑ軸に６次正弦波電流を通電する構成では、全電気角で効果的に相電流ピークを最小とすることができる。

（４）ピーク低減電流指令値演算部２０は、モータ８０の回転数ωの絶対値が所定値ωｄ₀未満のとき、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*を０とする（図４参照）。これにより、低回転領域でのｄｑ軸電流位相θｉの演算を省略することができる
（５）ピーク低減電流指令値演算部２０は、相電流１次成分の振幅の絶対値が所定値Ｉｐ＿ｎｅｇ未満のとき、振幅を０とする（図５参照）。これにより、ピークを低減する必要性が低いとき、ピーク低減電流指令値の演算を省略することができる。

（６）ピーク低減電流指令値演算部２０は、モータ８０の回転数ωに応じて、相電流５次成分及び相電流７次成分の振幅を変更する。具体的には、回転数ωの絶対値が閾値ωｐより大きいときには高調波成分の重畳を行わないようにする（図６参照）。つまり、発熱に対するピーク値の影響が大きい零速度時及び低回転時には高調波成分を重畳させ、発熱に対する実効値の影響が大きい中、高回転時には高調波成分を重畳させないようにする。これにより、ニーズに応じた効果的な制御が可能となる。
（７）ピーク低減電流指令値演算部２０は、モータ８０の回転数ωに応じて、相電流５次成分及び相電流７次成分の位相を補償する（図７参照）。これにより、電流制御の応答遅れに伴い発生する位相遅れ分を補償することができる。

（８）制御部６５は、モータ８０に印加される電圧に対しデッドタイムの影響を打ち消すように、相電流の極性に応じて電圧を補償するデッドタイム補償部３９１、３９２を備える。これにより、電圧利用率を向上させ、線間電圧の歪みを低減することができる。
デッドタイム補償部３９１、３９２は、実電流、又は、相電流１次成分に相電流５次成分及び相電流７次成分を加算した電流値に基づいて相電流の極性を判別可能である。

（９）二系統のうちいずれか一系統が故障したとき、制御部６５は、正常な一系統によりモータ８０の駆動を継続する。このとき、ピーク低減電流指令値演算部２０は、二系統駆動時とは異なる振幅の相電流５次成分及び相電流７次成分を重畳させるように、ピーク低減電流を演算する。
片系統駆動時にはトルクリップルの相殺効果が得られない。そこで、相電流ピーク低減とトルクリップル低減との優先度のバランスにより、通電する相電流５次成分及び相電流７次成分の振幅を決めることが好ましい。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態について図２２を参照して説明する。第２実施形態の制御部６６は、電流フィードバック制御において、二組の３相巻線組８０１、８０２に流れる実電流の和と差を二系統の電流指令値の和と差に対してフィードバックする。第１実施形態との相違点を除き、実質的に同一の構成には、図２と同一の符号を付して説明を省略する。

第２実施形態の制御部６６の電流指令値加減算部４１では、ｄ軸、ｑ軸毎に電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*が加減算され、電流指令値の和であるＩｄ和^*、Ｉｑ和^*、及び、電流指令値の差であるＩｄ差^*、Ｉｑ差^*が生成される。二系統の電気的特性は同等であるから、Ｉｄ和^*、Ｉｑ和^*はＩｄ^*、Ｉｑ^*の２倍に相当し、Ｉｄ差^*、Ｉｑ差^*は「０」に相当する。

ピーク低減電流指令値演算部２０で演算されたピーク低減電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｄ１、Ｉｑ＿ｒｅｄ１、Ｉｄ＿ｒｅｄ２、Ｉｑ＿ｒｅｄ２は、ｄ軸、ｑ軸毎に加減算部２９にて加減算される。電流位相が３０ｄｅｇずれた二系統の６次成分の和は相殺するから、ピーク低減電流指令値の和は０となり、Ｉｄ＿ｒｅｄ差、Ｉｑ＿ｒｅｄ差のみが出力される。Ｉｄ＿ｒｅｄ差、Ｉｑ＿ｒｅｄ差は、電流指令値の差、つまり「０」に加算される。
そして、「ｄｑ軸電流指令値にピーク低減電流指令値が加算された重畳電流指令値」として、「Ｉｄ和^*、Ｉｑ和^*、Ｉｄ＿ｒｅｄ差、Ｉｑ＿ｒｅｄ差」の４つの値が、和制御器４２１、差制御器４２２、及び、系統電圧算出部４７に出力される。

第２実施形態の電流フィードバック演算部４０は、和制御器４２１、差制御器４２、二系統電圧算出部４３、及び、フィードバック電流加減算部４６を含む。
和制御器４２１には、Ｉｄ和^*、Ｉｑ和^*と、フィードバック電流加減算部４６で算出されたＩｄ和、Ｉｑ和との偏差が入力される。和制御器４２１は、この偏差を０に収束させるように、比例積分制御演算によって、二系統の電圧指令値の和であるＶｄ和、Ｖｑ和を演算する。差制御器４２２には、Ｉｄ＿ｒｅｄ差、Ｉｑ＿ｒｅｄ差と、フィードバック電流加減算部４６で算出されたＩｄ差、Ｉｑ差との偏差が入力される。差制御器４２２は、この偏差を０に収束させるように、比例積分制御演算によって二系統の電圧指令値の差であるＶｄ差、Ｖｑ差を演算する。

系統電圧算出部４３は、Ｖｄ和、Ｖｑ和、Ｖｄ差、Ｖｑ差を、第１系統及び第２系統の電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１、Ｖｄ２、Ｖｑ２に変換し、（電圧）２相３相変換部３４１、３４２に出力する。
フィードバック電流加減算部４６は、３相２相変換部３５１、３５２から入力された電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１、Ｉｄ２、Ｉｑ２を加減算し、Ｉｄ和、Ｉｑ和、Ｉｄ差、Ｉｑ差を算出する。

また、系統電圧算出部４７は、Ｉｄ和^*、Ｉｑ和^*、Ｉｄ＿ｒｅｄ差、Ｉｑ＿ｒｅｄ差を、第１系統及び第２系統のｄｑ軸重畳電流指令値Ｉｄ＿ｓｕｐ１、Ｉｑ＿ｓｕｐ１、Ｉｄ＿ｓｕｐ２、Ｉｑ＿ｓｕｐ２に変換し、電流２相３相変換部３８１、３８２に出力する。
以下、電流２相３相変換部３８１、３８２及びデッドタイム補償部３９１、３９２に関しては、第１実施形態と同様である。

第２実施形態では、電流指令値の和と差を用いてフィードバック制御することにより、演算をより簡単にすることができる。なお、電流指令値加減算部４１及び加減算部２９を含む構成で説明したが、電流指令値加減算部４１及び加減算２９部を設けず、Ｉｄ和＝Ｉｄ^*、Ｉｑ和＝Ｉｑ^*、Ｉｄ差＝０、Ｉｑ差＝０とするとともに、最終電流指令値算出部２７で直接Ｉｄ＿ｒｅｄ差、Ｉｑ＿ｒｅｄ差を算出する構成としてもよい。

（その他の実施形態）
（ア）上記実施形態のピーク低減電流指令値の演算では、ｄｑ軸電流指令値に６次成分を重畳しており、この構成は、特許第５６７２２７８号公報の第３、第４実施形態（図１２、図１３）に対応する。この構成に限らず、特許第５６７２２７８号公報の第１、第２実施形態（図５、図１１）に対応するように、５次、７次高調波をｄｑ変換する構成や、ＵＶＷ相に制御量を加算する構成を採用してもよい。その場合でも、「５次、７次高調波重畳」による最大低減量振幅及び優位振幅範囲を援用可能である。

（イ）上記第２実施形態のピーク低減電流指令値の演算は、Ｉｄ差とＩｑ差に相当する電流を用いるものであったが、Ｉｄ和がほとんどトルクに寄与しないモータでは、Ｉｄ和に相当する電流を変えることで相電流ピークの低減を図ることも考えられる。
（ウ）ＥＣＵ１０の具体的な構成は、上記実施形態の構成に限らない。例えばスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタやＩＧＢＴ等であってもよい。

（エ）本発明の３相回転機の制御装置は、電動パワーステアリング装置用のモータの制御装置に限らず、他の３相モータまたは発電機用の制御装置として適用されてもよい。
以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。

１０ ・・・ＥＣＵ（制御装置）、
６０１・・・第１インバータ（第１電力変換器）、
６０２・・・第２インバータ（第２電力変換器）、
６５、６６ ・・・制御部、
８０ ・・・モータ（３相回転機）、
８０１、８０２・・・巻線組。

Claims (15)

1. 二組の３相巻線組（８０１、８０２）を有する３相回転機（８０）の駆動を制御する制御装置（１０）であって、
   前記二組の巻線組に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、ｎを整数とすると、互いの位相差が（３０±６０×ｎ）［ｄｅｇ］である交流電流を前記二組の巻線組に出力する第１電力変換器（６０１）及び第２電力変換器（６０２）と、
   前記３相回転機に通電される相電流１次成分に対し５倍の周波数を有する相電流５次成分、及び、７倍の周波数を有する相電流７次成分を前記相電流１次成分に重畳させ、前記相電流１次成分のピークを低減するように通電を制御する制御部（６５、６６）と、
   を備え、
   前記制御部は、前記相電流１次成分の振幅に対する前記相電流５次成分及び前記相電流７次成分の振幅について、８．１〜１６．１［％］の振幅を有する前記相電流５次成分、及び、０．６〜１１．１［％］の振幅を有する前記相電流７次成分を重畳させることを特徴とする３相回転機の制御装置。
2. 前記制御部は、前記相電流５次成分の振幅をｘ［％］、前記相電流７次成分の振幅をｙ［％］とすると、以下の５つの式
   ｘ＝ ８．１
   ｘ＝１６．１
   ｙ＝０．５４ｘ− ３．８ （８．１≦ｘ≦１２．５）
   ｙ＝１．１４ｘ−１１．３（１２．５≦ｘ≦１６．１）
   ｙ＝１．００ｘ− ５．０ （８．１≦ｘ≦１６．１）
   が表す直線で囲まれた範囲の振幅の組み合わせにより、前記相電流５次成分及び前記相電流７次成分を重畳させることを特徴とする請求項１に記載の３相回転機の制御装置。
3. 前記制御部は、座標変換によって前記相電流５次成分及び前記相電流７次成分が得られるように、ｄｑ軸上で、前記相電流１次成分に対し６倍の周波数を有する６次ｄ軸電流及び６次ｑ軸電流を演算することを特徴とする請求項２に記載の３相回転機の制御装置。
4. 前記制御部は、座標変換によって前記相電流５次成分及び前記相電流７次成分が得られるように、ｄｑ軸上で、前記相電流１次成分に対し６倍の周波数を有する６次の擬似三角波のｄ軸電流、及び６次ｑ軸電流を演算することを特徴とする請求項１に記載の３相回転機の制御装置。
5. 前記巻線組と当該巻線組に対応する前記電力変換器とを含む系統について、前記制御部は、前記二組の巻線組に流れる実電流を系統毎に電流指令値に対してフィードバック制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。
6. 前記巻線組と当該巻線組に対応する前記電力変換器とを含む系統について、前記制御部は、前記二組の巻線組に流れる実電流の和と差を二系統の電流指令値の和と差に対してフィードバック制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。
7. 前記制御部は、前記３相回転機の回転数に応じて、前記相電流５次成分及び前記相電流７次成分の振幅を変更することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。
8. 前記制御部は、座標変換によって前記相電流５次成分及び前記相電流７次成分が得られるように、ｄｑ軸上でｄ軸電流及びｑ軸電流を演算し、
   前記３相回転機の回転数の絶対値が所定値未満のとき、ｄ軸電流指令値を０とすることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。
9. 前記制御部は、前記相電流１次成分の振幅の絶対値が所定値未満のとき、前記相電流１次成分の振幅を０とすることを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。
10. 前記制御部は、前記３相回転機の回転数に応じて、前記相電流５次成分及び前記相電流７次成分の位相を補償することを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。
11. 前記制御部は、前記３相回転機に印加される電圧に対しデッドタイムの影響を打ち消すように、相電流の極性に応じて電圧を補償するデッドタイム補償部（３９１、３９２）を備えることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。
12. 前記デッドタイム補償部は、実電流に基づいて相電流の極性を判別することを特徴とする請求項１１に記載の３相回転機の制御装置。
13. 前記デッドタイム補償部は、前記相電流１次成分に前記相電流５次成分及び前記相電流７次成分を加算した電流値に基づいて相電流の極性を判別することを特徴とする請求項１１に記載の３相回転機の制御装置。
14. 前記巻線組と当該巻線組に対応する前記電力変換器とを含む系統について、前記制御部は、二系統のうちいずれか一系統が故障したとき、正常な一系統により前記３相回転機の駆動を継続し、二系統駆動時とは異なる振幅の前記相電流５次成分及び前記相電流７次成分を重畳させることを特徴とする請求項１〜１３のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。
15. 前記巻線組と当該巻線組に対応する前記電力変換器とを含む系統について、前記制御部は、二系統のうちいずれか一系統が故障したとき、正常な一系統により前記３相回転機の駆動を継続し、二系統駆動時と同じ振幅の前記相電流５次成分及び前記相電流７次成分を重畳させることを特徴とする請求項１〜１３のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。

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