JP2014050150A - ３相回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 トルクリップルを増大することなく発熱を低減する３相回転機の制御装置を提供する。
【解決手段】 ２系統のインバータを備えるＥＣＵ（制御装置）は、振幅が互いに同一であり互いの位相差が３０°である交流電流（Ｕ相電流Ｉｕ１、Ｉｕ２を例示）を出力する（ｂ）。これにより、モータ磁束（Ｕ相磁束ψｕ１、ψｕ２を例示）が５次の歪成分を含む（ｃ）とき、各系統におけるトルク（Ｔ１、Ｔ２）には６次のトルクリップルが発生するが、２系統の合計トルク（Ｔsum）では６次のトルクリップルが相殺される（ａ）。また、電流の１次成分（Ｉｕ１₁、Ｉｕ２₁）に対して５倍の周波数の５次高調波電流を重畳することにより１次成分（基本波電流）のピーク値を低減する（ｂ）。よって、トルクリップルを増大することなく、電流ピーク値に起因する発熱を低減することができる。
【選択図】図９

Description

本発明は、３相回転機の制御装置に関する。

従来、３相巻線組を有する３相回転機の駆動制御装置において、交流電流の主成分にｎ次高調波を重畳することでトルクリップルを低減する技術が知られている（例えば特許文献１）。この場合のｎ次高調波は、主に５次高調波に代表される。

特許第３８０４６８６号公報

回転機のトルクは電流と磁束との積で決まるため、電流と磁束との積が位相に関わらず一定であればトルクリップルは発生しない。しかし、磁束が歪成分を含む場合には、歪成分に基づくトルクの影響でトルクリップルが発生する可能性がある。
特許文献１に記載の駆動制御装置は、１系統の電力変換器によりモータを駆動するものである。例えば磁束が５次の歪成分を含む場合、特許文献１に開示された技術に基づいて、適当な振幅を有する５次高調波電流を交流電流の主成分に重畳することで、磁束の歪成分に基づくトルクと、５次高調波電流に基づくトルクとが相殺される方向に作用する。

しかし、磁束の歪成分の振幅と重畳した高調波電流の振幅との関係によっては、それらに基づくトルクが常に相殺されるとは限らず、トルクリップルが残る場合がある。一方、相電流のピーク値が高いと、電力変換器や巻線組の発熱が大きくなるおそれがある。
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、トルクリップルを増大することなく発熱を低減する３相回転機の制御装置を提供することにある。

本発明は、２組の３相巻線組を有する３相回転機の駆動を制御する制御装置であって、
２組の巻線組に対応して設けられる２系統の電力変換器は、振幅が互いに同一であり、互いの位相差が（３０±６０×ｎ）°（ｎは整数）である交流電流を２組の巻線組に出力すること、また、制御部は、３相回転機の出力の主成分となる交流電流である基本波電流に対して５倍の周波数の５次高調波電流を重畳することにより基本波電流のピーク値を低減することを特徴とする。

ここで、３相回転機の出力の主成分となる基本波電流は、正弦波１次成分の交流電流に相当し、５次高調波電流は、１次成分の５倍の周波数の５次成分の交流電流に相当する。なお、本発明での「高調波」は積極的に利用されるものであって、ノイズのように否定的な意味合いを持つものではない。

電流の５次高調波成分と磁束の５次歪成分とによって、各系統におけるトルクには６次のトルクリップルが発生する。しかし、２系統の交流電流の振幅が互いに同一であって、互いの位相が（３０±６０×ｎ）°であるため、２系統のトルクリップルは、互いに絶対値が等しく、正負の符号を反転した関係となる。したがって、２系統の合計トルクでは６次のトルクリップルが相殺され、位相に関わらず一定の合計トルクが得られる。

また、基本波電流に５次高調波電流を重畳することで、相電流のピーク値を例えば５％程度低減することができる。言い換えれば、相電流ピーク値を下げつつ、１次成分の電流で得られるのと同等のトルクを確保することができる。よって、トルクリップルを増大することなく、相電流ピーク値に起因する発熱を低減することができる。

さらに、制御部は、基本波電流に重畳する５次高調波電流の振幅を、３相回転機の回転角速度に応じて変更するようにしてもよい。具体的には、３相回転機の回転角速度がゼロに近いときほど、５次高調波電流の振幅を大きくするように設定することが好ましい。
相電流ピーク値に起因する発熱は、３相回転機の回転角速度がゼロに近い低回転時ほど問題となりやすく、一方、高回転時にはピーク値ではなく実効値が発熱に効いてくる。そこで、このように回転角速度に応じて５次高調波電流の振幅を変更することで、ニーズに応じた効率的な制御が可能となる。

例えば、車両の操舵をアシストする電動パワーステアリング装置では、発進時のハンドル切り出し操作等により、モータ停止状態から大きなトルクを要する。したがって、本発明の３相回転機の制御装置は、このような電動パワーステアリング装置に適用された場合に特に効果を発揮する。

本発明の実施形態による３相回転機の制御装置により制御される２系統インバータの回路模式図。 本発明の実施形態による３相回転機の制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の概略構成図。 本発明の実施形態による制御装置が適用される３相モータの模式図。 本発明の実施形態による３相回転機の制御装置のブロック図。 本発明の第１実施形態による３相回転機の制御装置の制御部ブロック図。 ３相回転機の回転角速度と重畳電流の振幅との関係を示す特性図。 ｄｑ軸座標での電流位相を説明する説明図。 本発明の実施形態の３相回転機の制御装置において５次高調波電流を重畳しないときの（ａ）トルク、（ｂ）電流、（ｃ）磁束の波形図。 本発明の実施形態の３相回転機の制御装置において５次高調波電流を重畳したときの（ａ）トルク、（ｂ）電流、（ｃ）磁束の波形図。 図９（ｂ）の相電流ピーク部の拡大図。 本発明の第２実施形態による３相回転機の制御装置の制御部ブロック図。 本発明の第３実施形態による３相回転機の制御装置の制御部ブロック図。 本発明の第４実施形態による３相回転機の制御装置の制御部ブロック図。

以下、本発明による３相回転機の制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。
最初に、複数の実施形態に共通の構成について、図１〜図４を参照して説明する。この実施形態の３相回転機の制御装置は、車両の電動パワーステアリング装置に適用される。

［３相回転機の制御装置の構成］
図２は、電動パワーステアリング装置１を備えたステアリングシステム９０の全体構成を示す。ハンドル９１に接続されたステアリングシャフト９２には、操舵トルクを検出するためのトルクセンサ９４が設置されている。ステアリングシャフト９２の先端にはピニオンギア９６が設けられており、ピニオンギア９６はラック軸９７に噛み合っている。ラック軸９７の両端には、タイロッド等を介して一対の車輪９８が回転可能に連結されている。ステアリングシャフト９２の回転運動は、ピニオンギア９６によってラック軸９７の直線運動に変換され、ラック軸９７の直線運動変位に応じた角度について一対の車輪９８が操舵される。

電動パワーステアリング装置１は、回転軸を回転させるアクチュエータ２、及び、回転軸の回転を減速してステアリングシャフト９２に伝達する「動力伝達手段」としての減速ギア８９を含む。
アクチュエータ２は、操舵アシストトルクを発生する「３相回転機」としてのモータ８０と、モータ８０を駆動する「制御装置」としてのＥＣＵ１０とから構成される。本実施形態のモータ８０は３相ブラシレスモータであり、減速ギア８９を正逆回転させる。

ＥＣＵ１０は、制御部６５、及び、制御部６５の指令に従ってモータ８０への電力供給を制御する「電力変換器」としてのインバータ６０を含む。また、モータ８０の回転角を検出する回転角センサ８５が設けられる。回転角センサ８５は、例えば、モータ８０側に設けられる磁気発生手段である磁石と、ＥＣＵ１０側に設けられる磁気検出素子とによって構成される。

制御部６５は、トルクセンサ９４からの操舵トルク信号、回転角センサ８５からの回転角信号等に基づいて、インバータ６０への出力を制御する。これにより、電動パワーステアリング装置１のアクチュエータ２は、ハンドル９１の操舵を補助するための操舵アシストトルクを発生し、ステアリングシャフト９２に伝達する。

詳しくは、図１に示すように、モータ８０は、２組の巻線組８０１、８０２を有する。
第１巻線組８０１は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相巻線８１１、８１２、８１３から構成され、第２巻線組８０２は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相巻線８２１、８２２、８２３から構成される。

インバータ６０は、第１巻線組８０１に対応して設けられる第１系統インバータ６０１と、第２巻線組８０２に対応して設けられる第２系統インバータ６０２から構成される。以下、インバータ、及びそのインバータと対応する３相巻線組の組合せの単位を「系統」という。

ＥＣＵ１０は、電源リレー５２、コンデンサ５３、第１系統インバータ６０１、第２系統インバータ６０２、第１系統電流検出器７０１、第２系統電流検出器７０２、及び制御部６５等を備えている。電流検出器７０１、７０２は、インバータ６０１、６０２が巻線組８０１、８０２に供給する相電流を相毎に検出する。
バッテリ５１は、例えば１２Ｖの直流電源である。電源リレー５２は、バッテリ５１からインバータ６０１、６０２への電力供給を遮断可能である。
コンデンサ５３は、バッテリ５１と並列に接続され、電荷を蓄え、インバータ６０１、６０２への電力供給を補助したり、サージ電流などのノイズ成分を抑制したりする。

第１系統インバータ６０１は、第１巻線組８０１の各巻線８１１、８１２、８１３への通電を切り替えるべく、６つのスイッチング素子６１１〜６１６がブリッジ接続されている。本実施形態のスイッチング素子６１１〜６１６は、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）である。以下、スイッチング素子６１１〜６１６をＭＯＳ６１１〜６１６という。

高電位側のＭＯＳ６１１、６１２、６１３は、ドレインがバッテリ５１の正極側に接続されている。また、ＭＯＳ６１１、６１２、６１３のソースは、低電位側のＭＯＳ６１４、６１５、６１６のドレインに接続されている。ＭＯＳ６１４、６１５、６１６のソースは、電流検出器７０１を構成する電流検出素子７１１、７１２、７１３を介してバッテリ５１の負極側に接続されている。高電位側のＭＯＳ６１１、６１２、６１３と低電位側のＭＯＳ６１４、６１５、６１６との接続点は、それぞれ、巻線８１１、８１２、８１３の一端に接続されている。
電流検出素子７１１、７１２、７１３は、それぞれ、第１系統Ｕ、Ｖ、Ｗ相の巻線８１１、８１２、８１３に通電される相電流を検出する。

第２系統インバータ６０２についても、スイッチング素子（ＭＯＳ）６２１〜６２６、電流検出器７０２を構成する電流検出素子７２１、７２２、７２３の構成は、第１系統インバータ６０１と同様である。
制御部６５は、マイコン６７、駆動回路（プリドライバ）６８等で構成される。マイコン６７は、トルク信号、回転角信号等の入力信号に基づき、制御に係る各演算値を制御演算する。駆動回路は、ＭＯＳ６１１〜６１６、６２１〜６２６のゲートに接続され、マイコン６７の制御に基づいてスイッチング出力する。

モータ８０の構成について、さらに図３を参照して説明する。図３（ａ）に示すように、モータ８０は、回転軸Ｏを中心としてロータ８３がステータ８４に対して回転する。
本実施形態による３相ブラシレスモータは、ｍを自然数とすると、ステータ８４のコイル数が（１２×ｍ）であり、ロータ８３の永久磁石８７の極数が（２×ｍ）であることを特徴とする。図３は、ｍ＝２の例を示す。なお、ｍは２以外の自然数であってもよい。

図３（ｂ）は、スラスト方向Ｚ（図３（ａ）参照）から視たロータ８３の永久磁石８７およびステータ８４の模式図である。永久磁石８７は、Ｎ極とＳ極が交互に２個ずつ、計４（＝２×２）極設けられている。ステータコイルは、６個のコイルからなるコイル群が４群、すなわち２４（＝１２×２）個のコイルから構成される。１つのコイル群は、Ｕ１コイル、Ｕ２コイル、Ｖ１コイル、Ｖ２コイル、Ｗ１コイル及びＷ２コイルが、この順に電気角３０°間隔で時計回りに配列される。また、２つのコイル群が「１組の巻線組」を構成する。
図３（ｃ）は、スラスト方向Ｚから視たステータ８４の展開図であり、図３（ｄ）は、ラジアル方向Ｒ（図３（ａ）参照）から視た巻線の展開図である。図３（ｄ）に示すように、例えばＵ１コイルを形成する巻線は、１本の導線が、６個おきに配置される突出部８６に順に巻回されることにより形成される。

これにより、Ｕ相では、Ｕ１コイル８１１の電気角は０°、Ｕ２コイル８２１の電気角は＋３０°であり、Ｕ２コイル８２１は、Ｕ１コイル８１１に対し＋３０°の位置関係にある。Ｗ相でも同様に、電気角＋１５０°のＷ２コイル８２３は、電気角＋１２０°のＷ１コイル８１３に対し＋３０°の位置関係にある。Ｖ相では、逆向きに通電することにより、Ｖ１コイル８１２の電気角は（６０°−１８０°＝）−１２０°、Ｖ２コイル８２２の電気角は（９０°−１８０°＝）−９０°となり、Ｖ２コイル８２２は、Ｖ１コイル８１２に対し＋３０°の位置関係にある。
よって、第２巻線組８０２に供給する３相交流電流の位相を、第１巻線組８０１に供給する３相交流電流の位相に対して３０°遅らせることが可能となる。また、２組の巻線組８０１、８０２に供給する３相交流電流の振幅は互いに同一とする。

次に、ＥＣＵ１０全体のブロック図を図４に示す。ＥＣＵ１０は、図２で説明したとおり、第１系統及び第２系統のインバータ６０１、６０２から第１、第２巻線組８０１、８０２へ供給する電流を制御部６５によって制御することでモータ８０の駆動を制御する。ここで、モータ８０の出力の主成分となる交流電流を「基本波電流」という。基本波電流は、正弦波の１次成分の電流に相当する。
電流検出器７０１、７０２は、インバータ６０１、６０２が巻線組８０１、８０２に供給する相電流を相毎に検出し、制御部６５にフィードバックする。

図４に２点鎖線で示すように、制御部６５は、電流フィードバック演算部３０、第１系統及び第２系統の３相２相変換部３８１、３８２、２相３相変換部３９１、３９２等から構成される。
図４以降の図では、電流および電圧を示す記号の末尾に、第１系統と第２系統とを区別するための数字「１」、「２」を付している。

電流フィードバック演算部３０については、ここで各実施形態に共通の入出力の概略のみ説明し、詳しい構成については実施形態毎に後述する。
電流フィードバック演算部３０には、回転角θ、及び、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*が入力される。ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*は、磁束の向きに平行なｄ軸電流についての電流指令値であり、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*は、ｄ軸と直交するｑ軸電流についての電流指令値である。入力されたｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*は、実施形態により、２系統に共通の値として制御に用いる場合と、電流指令値の和、差を算出して制御に用いる場合とがある。

また電流フィードバック演算部３０には、各系統の３相２相変換部３９１、３９２によってｄｑ変換された電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１、Ｉｄ２、Ｉｑ２が入力される。そして、電流フィードバック演算部３０は、電流指令値と電流検出値とに基づく制御演算により、各系統の２相３相変換部３８１、３８２に電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１、Ｖｄ２、Ｖｑ２を出力する。
さらに本発明の実施形態の電流フィードバック演算部３０は、後述するように、回転角θ、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*、及び電流位相（θｉ）に基づいて算出した６次ｄｑ軸電流を電流指令値ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に重畳することを特徴とする。

第１系統の２相３相変換部３８１は、回転角センサ８５からフィードバックされた回転角θに基づき、２相の電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に変換して第１系統インバータ６０１に出力する。
第２系統の２相３相変換部３８２は、回転角（θ−３０°）に基づき、２相の電圧指令値Ｖｄ２、Ｖｑ２をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に変換して第２系統インバータ６０２に出力する。

第１系統の３相２相変換部３９１は、回転角センサ８５からフィードバックされた回転角θに基づき、電流検出器７０１が検出した３相の相電流検出値Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を、ｄ軸電流検出値Ｉｄ１およびｑ軸電流検出値Ｉｑ１に変換する。
第２系統の３相２相変換部３９２は、回転角（θ−３０°）に基づき、電流検出器７０２が検出した３相の相電流検出値Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を、ｄ軸電流検出値Ｉｄ２およびｑ軸電流検出値Ｉｑ２に変換する。

［電流フィードバック演算部の構成と高調波電流の重畳］
以下、特に電流フィードバック演算部３０の構成を第１〜第４実施形態毎に説明する。「電流フィードバック演算部３０」の符号の末尾に、実施形態の番号を示す数字「１」〜「４」を付す。
（第１実施形態）
第１実施形態の電流フィードバック演算部３０１の構成について、図５〜図７を参照して説明する。

電流フィードバック演算部３０１は、フィードバックの主流部分として、矢印の合流部分に示す複数の加減算器と各系統の制御器３１１、３１２を含む。また、傍流の重畳電流算出部２０１に、速度算出部２１、振幅算出部２２、ローパスフィルタ２４、５次電流算出部２５、電流位相算出部２７、及び３相２相変換部２８を含む。
主流部分では、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*は、第１系統及び第２系統のｄｑ軸電流指令値Ｉｄ１^*、Ｉｑ１^*、Ｉｄ２^*、Ｉｑ２^*として分配される。ここで、第１系統インバータ６０１と第２系統インバータ６０２との電気的特性は同等であるから、原則として各系統に２分の１ずつの電流指令値が指令されることとなる。

重畳電流算出部２０１では、入力された回転角θに基づき、速度算出部２１で回転角速度ωを算出する。振幅算出部２２では、回転角速度ωに応じて５次成分の交流電流の振幅Ｉ₅’を算出する。「５次成分の交流電流」は、基本波電流すなわち１次成分の５倍の周波数の「５次高調波電流」に相当する。なお、本発明での「高調波」は積極的に利用されるものであって、ノイズのように否定的な意味合いを持つものではない。また、「算出」は、演算の他にマップの参照等の方法を含む。
例えば図６（ａ）に示すように、回転角速度ωと５次成分の交流電流の振幅Ｉ₅’との関係は、「回転角速度ωがゼロに近いときほど５次成分の電流振幅Ｉ₅’が大きくなる」ように設定される。ここで、回転角速度ωの正負はモータ８０の回転方向を示しており、回転角速度ωが閾値−ω₀より小さいとき、又は閾値＋ω₀より大きいときには、５次成分の振幅Ｉ₅’を０に設定し、５次高調波電流の重畳を行わない。

図６（ａ）に示す例では、回転角速度ωがゼロと±ω₀との間で電流振幅Ｉ₅’を直線的に変化させている。この他の変形例では、図６（ｂ）に示すように、回転角速度ωがゼロと±ω₀との間で電流振幅Ｉ₅’を段階的に変化させてもよい。或いは、図６（ｃ）に示すように、電流振幅Ｉ₅’を所定の最大値Ｉ₅’max以下の範囲で回転角速度ωに対して略反比例型に変化させてもよい。

このように回転角速度ωに応じて算出された５次成分の電流振幅Ｉ₅’は、ローパスフィルタ２４で処理され、フィルタ処理後の電流振幅Ｉ₅として５次電流算出部２５に入力される。
電流位相算出部２７は、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に基づいて電流位相θｉを算出する。ここで、図７に示すように、電流位相θｉは、ｄｑ軸座標においてＩｄ^*、Ｉｑ^*をそれぞれｄ軸、ｑ軸成分とする電流ベクトルＩａ^*のｑ軸を基準とした角度に相当する。
電流位相θｉは、ｑ軸から時計回り方向を正、反時計回り方向を負と定義する。

５次電流算出部２５では、電流振幅Ｉ₅及び電流位相θｉを用いて、以下の式１．１〜１．６により５次の相電流を算出する。ここで、θは、第１系統Ｕ相軸を基準とした位相又は電気角である。また、以下の式中、角度単位の「°」の表示を省略する。
Ｉｕ１₅＝Ｉ₅ｓｉｎ（５θ−θｉ） ・・・（１．１）
Ｉｖ１₅＝Ｉ₅ｓｉｎ（５（θ−１２０）−θｉ） ・・・（１．２）
Ｉｗ１₅＝Ｉ₅ｓｉｎ（５（θ＋１２０）−θｉ） ・・・（１．３）
Ｉｕ２₅＝Ｉ₅ｓｉｎ（５（θ−３０）−θｉ） ・・・（１．４）
Ｉｖ２₅＝Ｉ₅ｓｉｎ（５（θ−１５０）−θｉ） ・・・（１．５）
Ｉｗ２₅＝Ｉ₅ｓｉｎ（５（θ＋９０）−θｉ） ・・・（１．６）

３相２相変換部２８は、５次電流算出部２５が算出した各系統の相電流Ｉｕ１₅、Ｉｖ１₅、Ｉｗ１₅、Ｉｕ２₅、Ｉｖ２₅、Ｉｗ２₅をｄｑ変換して６次成分の各系統重畳電流指令値Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*とする。そして、これらの重畳電流指令値Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*は、主流部分にてｄｑ軸電流指令値Ｉｄ１^*、Ｉｑ１^*、Ｉｄ２^*、Ｉｑ２^*にそれぞれ加算される。

こうして第１系統の制御器３１１には、重畳電流指令値が加算されたｄｑ軸電流指令値である（Ｉｄ１^*＋Ｉｄ１₆ ^*）、（Ｉｑ１^*＋Ｉｑ１₆ ^*）と、３相２相変換部３９１からフィードバックされたｄｑ軸電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１との偏差が入力される。制御器３１１は、この偏差を０に収束させるように、比例積分制御演算によって第１系統の電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１を演算する。
同様に、第２系統の制御器３１２には、（Ｉｄ２^*＋Ｉｄ２₆ ^*）、（Ｉｑ２^*＋Ｉｑ２₆ ^*）と、Ｉｄ２、Ｉｑ２との偏差が入力される。制御器３１２は、この偏差を０に収束させるように、比例積分制御演算によって第２系統の電圧指令値Ｖｄ２、Ｖｑ２を演算する。

続いて、以上の構成による電流フィードバック演算部３０１を含む制御部６５によって実現される作用効果について、図８〜図１０を参照して説明する。
この説明では、まず、一般的な１系統モータ制御での電流及び磁束とトルクとの関係を説明した後、本実施形態の「位相差３０°の交流電流を出力する２系統モータ用ＥＣＵ１０」において、１次成分の基本波電流に５次成分の高調波電流を重畳しない場合（図８）と重畳する場合（図９、図１０）の電流及びトルク特性について説明する。なお、図８〜図１０では、電流及び磁束については、代表としてＵ相のみの波形を示している。

以下の説明に使用する記号を次のように定義する。
Ｉ⁺⁺ ₁：１系統モータの１次成分の電流振幅
Ｉ⁺⁺ ₅：１系統モータの５次成分の電流振幅
Ｉ₁：本実施形態の２系統モータの１次成分の電流振幅（＝（１／２）×Ｉ⁺⁺ ₁）
Ｉ₅：本実施形態の２系統モータの５次成分の電流振幅（＝（１／２）×Ｉ⁺⁺ ₅）
ψ₁：１系統モータ、２系統モータ共通の１次成分の磁束振幅
ψ₅：１系統モータ、２系統モータ共通の５次成分の磁束振幅（≧０）
θ：位相又は電気角（°）（１次成分の１周期はθ＝３６０°）
Ｔ⁺⁺：１系統モータのトルク
Ｔ１：本実施形態の２系統モータの第１系統のトルク
Ｔ２：本実施形態の２系統モータの第２系統のトルク
Ｔsum：本実施形態の２系統モータの合計トルク（＝Ｔ１＋Ｔ２）

ここで、１系統モータの出力と２系統モータの出力とを合わせるため、２系統モータの電流振幅Ｉ₁、Ｉ₅を１系統モータの電流振幅Ｉ⁺⁺ ₁、Ｉ⁺⁺ ₅の（１／２）とする。
また、電流の次元は［Ａ］、磁束の次元は［Ｗｂ］＝［Ｗ・ｓ／Ａ］＝［Ｎｍ／Ａ］であり、トルクの次元は［Ｎｍ］であることから、「電流×磁束」の次元は、トルクの次元と一致する。なお、これら物理量の具体的な数値は問題としない。

１系統の３相交流モータにおいて、電流及び磁束が共に１次成分のみであるとき、式２に示すように、トルクＴ⁺⁺は位相θによらず一定となる。

次に、磁束に５次の歪成分が含まれる場合を考える。以下の説明では、磁束の５次成分の振幅ψ₅は原則として「ゼロ又は正の値」と定義し、磁束の１次成分に５次の歪成分が含まれる場合、Ｕ相を例に取ると、「磁束１次成分（ψ₁ｓｉｎ（θ））から磁束５次成分（ψ₅ｓｉｎ（５θ））を減算する」という形式で表すこととする。なお、５次成分の振幅ψ₅を「ゼロ又は負の値」で定義する場合には、「磁束１次成分（ψ₁ｓｉｎ（θ））に磁束５次成分（ψ₅ｓｉｎ（５θ））を加算する」形式で表すこととすればよい。

すると、トルクＴ⁺⁺は、式３．１のように表される。

式３．１の第２項の「｛ｓｉｎ（θ）×ｓｉｎ（５θ）｝＋・・・｝の部分の計算は、式３．２によって得られるとおり、位相θの６倍の周波数６θに基づく６次成分となる。

式３．２の計算結果が「−１．５×ｓｉｎ（６θ＋９０）」であるので、式３．１の最終行第２項の符号は「＋」となることに注意する。式３．１によると、磁束に５次の歪成分が含まれたとき、トルクＴ⁺⁺は定数項（１．５×Ｉ⁺⁺ ₁ψ₁）と６次項との和となり、６次のトルクリップルが発生することがわかる。
１系統モータにおける５次成分を含む磁束波形は、２系統モータに対応する図８（ｃ）又は図９（ｃ）において、第１系統（Ｕ相）波形ψｕ１のみに注目して参照すればよい。図示のように、５次成分を含む磁束波形は、１次成分のピーク部分が平滑化されている。なお、図８（ｃ）及び図９（ｃ）は、５次成分の振幅ψ₅を１次成分の振幅ψ₁の５％と仮定して、５次成分を含んだ磁束波形を示している。
また、図８（ａ）に「第１系統のトルク波形Ｔ１」として示すように、６次のトルクリップルは６０°周期の正弦波で表される。

次に、電流の１次成分に５次成分を重畳する場合を考える。上記の磁束と同様、電流についても、１次成分に５次成分を重畳する場合、「電流１次成分（Ｉ⁺⁺ ₁ｓｉｎ（θ））から電流５次成分（Ｉ⁺⁺ ₅ｓｉｎ（５θ））を減算する」という形式で表すこととする。
すると、トルクＴ⁺⁺は、式４のように表される。

式４の最終行の第１項及び第４項は定数項であり、第２項及び第３項（下線部）は６次項であることから、６次のトルクリップルが発生することがわかる。
ところで、特許文献１の技術的思想によれば、第２項及び第３項において電流及び磁束の振幅を「−（Ｉ⁺⁺ ₁ψ₅）≒Ｉ⁺⁺ ₅ψ₁」となるように設定することによって、理論的に６次のトルクリップルを相殺することができる。しかし、５次成分の磁束振幅ψ₅、及び５次成分の電流振幅Ｉ₅の関係によっては、必ずしも６次のトルクリップルを相殺できるとは限らない。

次に、本実施形態のＥＣＵ１０を用い、電流の１次成分に５次高調波電流を重畳しないで、位相差３０°の２系統モータ８０を制御する場合について図８を参照して説明する。磁束に５次の歪成分が含まれるときの磁束波形は、図８（ｃ）のようになる。また、図８（ｂ）に示すように、電流は１次成分の基本波のみで表される。
図８（ｂ）、（ｃ）において、第２系統の電流Ｉｕ２及び磁束ψｕ２は、第１系統の電流Ｉｕ１及び磁束ψｕ１に対して振幅が等しく、位相が３０°遅れている。

この場合、第１系統のトルクＴ１は、上記式３．１と同様に、式５．１のように表される。

図８（ａ）に示すように、周期６０°、振幅１．５Ｉ₁ψ₅のトルクリップルが発生する。

一方、第２系統のトルクＴ２は、式５．１に対し、θを（θ−３０）に置き換え、式５．２のように表される。

式５．２の「｛ｓｉｎ（θ−３０）×ｓｉｎ（５（θ−３０））｝＋・・・｝の部分の計算は、式３．２に準じた式５．３により、式３．２の計算結果に対して符号が反転した結果が得られる。

トルクＴ１、Ｔ２の合計トルクＴsumは、式５．１、５．２の最終行第２項（下線部）の６次のトルクリップルが相殺されるため、式５．４のようになる。
Ｔsum＝３×Ｉ₁ψ₁＝１．５×Ｉ⁺⁺ ₁ψ₁ ・・・（５．４）
すなわち、合計トルクＴsumは、式２に示す１系統モータのトルクと等しくなる。
このように、本実施形態による位相差３０°の２系統モータ８０では、位相によらず、また、５次成分の磁束歪の振幅ψ₅の影響を受けることなく、常に６次のトルクリップルが相殺される。

次に、本実施形態のＥＣＵ１０を用い、電流の１次成分に５次高調波電流を重畳して、位相差３０°の２系統モータ８０を制御する場合について図９を参照して説明する。この場合、電流、及び、５次の歪成分を含む磁束の波形は、図９（ｂ）、（ｃ）のようになる。
図９（ｂ）、（ｃ）において、第２系統の電流Ｉｕ２及び磁束ψｕ２は、第１系統の電流Ｉｕ１及び磁束ψｕ１に対して振幅が等しく、位相が３０°遅れている。

図９（ｂ）、及び、ピーク部の拡大図である図１０にて、図８（ｂ）の電流波形に相当する「１次成分のみの電流波形Ｉｕ１₁、Ｉｕ２₁」を参照のため細線で示している。なお、図では、５次成分の電流振幅Ｉ₅を１次成分の電流振幅Ｉ₁の６．３％の正の値と仮定して示している。
図１０に示すように、５次成分の高調波電流を重畳させた電流波形Ｉｕ１、Ｉｕ２は、１次成分のピーク部分が平滑化されており、１次成分のみの電流波形Ｉｕ１₁、Ｉｕ２₁に比べてピーク値が約５％低減している。

この場合、第１系統のトルクＴ１は、式６．１のように表される。

図９（ａ）に示すように、周期６０°、振幅１．５（Ｉ₁ψ₅＋Ｉ₁ψ₅）のトルクリップルが発生する。すなわち、５次高調波電流を重畳しないときに比べ、系統毎のトルクリップルは大きくなっている。

一方、第２系統のトルクＴ２は、式６．１に対し、θを（θ−３０）に置き換え、式６．２のように表される。

トルクＴ１、Ｔ２の合計トルクＴsumは、式６．１、６．２の最終行第２項及び第３項（下線部）の６次のトルクリップルが相殺されるため、式６．３のようになる。
Ｔsum＝３×（Ｉ₁ψ₁＋Ｉ₅ψ₅）
＝１．５×（Ｉ⁺⁺ ₁ψ₁＋Ｉ⁺⁺ ₅ψ₅） ・・・（６．３）
ここで、（Ｉ₅／Ｉ₁）＝６．３％、（ψ₅／ψ₁）＝５％のとき、（Ｉ₅ψ₅／Ｉ₁ψ₁）＝０．３１５％であるため、Ｉ₁ψ₁とＩ₅ψ₅が同符号であれば５次成分の電流振幅×磁束振幅項「Ｉ₅ψ₅」により合計トルクＴsumが増加する。但し寄与度は小さく、合計トルクＴsumは、式５．４に示す「５次成分を重畳しないときの合計トルクＴsum」、及び、式２に示す１系統モータのトルクと同程度となる。

このように、本実施形態による位相差３０°の２系統モータ８０では、５次成分の電流を重畳した場合でも、位相によらず、また、５次成分の電流振幅Ｉ₅及び５次成分の磁束振幅ψ₅の影響を受けることなく、常に６次のトルクリップルが相殺される。

本実施形態のＥＣＵ１０の作用効果について説明する。
（１）本実施形態のＥＣＵ１０では、２系統のインバータ６０１、６０２が出力する交流電流の振幅が互いに同一であり、互いの位相差が３０°である。これにより、磁束に５次の歪成分が含まれるとき、５次高調波電流を重畳しない場合、重畳する場合のいずれにおいても、２系統の合計トルクでは６次のトルクリップルを相殺することができる。

（２）１次成分の基本波電流に対し、５次高調波電流を重畳することで、電流ピーク値を低減することができる。これにより、電流ピーク値に起因する発熱を低減することができる。

（３）振幅算出部２２は、５次成分の交流電流の振幅Ｉ₅’を回転角速度ωに応じて、具体的には、回転角速度ωがゼロに近いときほど大きくなるように設定し、回転角速度ωの絶対値が閾値ω₀より大きいときには５次成分の交流電流の重畳を行わない。
相電流ピーク値に起因する発熱は、モータ８０の回転角速度ωがゼロに近い低回転時ほど問題となりやすく、一方、高回転時にはピーク値ではなく実効値が発熱に効いてくる。そこで、このように回転角速度ωに応じて５次高調波電流の振幅Ｉ₅を変更することで、ニーズに応じた効率的な制御が可能となる。

本実施形態のＥＣＵ１０が適用される電動パワーステアリング装置１では、発進時のハンドル９１切り出し操作等により、モータ８０の停止状態から大きなトルクを要するため、上述の効果が特に有効に発揮される。

次に、第１実施形態の図５の制御部ブロック図に示す電流フィードバック演算部３０１に対し、電流フィードバック演算部の構成が異なる第２、第３、第４実施形態について、図１１、図１２、図１３を参照して説明する。以下の実施形態の説明において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。

（第２実施形態）
図１１に示す第２実施形態の電流フィードバック演算部３０２は、第１実施形態に対し、系統毎のｄｑ軸電流をフィードバック制御するのではなく、「２系統のｄｑ軸電流の和及び差」をフィードバック制御する。以下、電流または電圧について「２系統の差」という場合、第１系統の値から第２系統の値を差し引いた値を意味するものとする。
第２実施形態では、フィードバック主流部分に、各系統の制御器に代えて、和制御器３２及び差制御器３３が設けられる。またｄｑ軸電流指令値として、２系統の電流指令値の和であるＩｄ和^*、Ｉｑ和^*、及び、２系統の軸電流指令値の差であるＩｄ差^*、Ｉｑ差^*が生成される。ここで、第１系統インバータ６０１と第２系統インバータ６０２との電気的特性は同等であるから、２系統の電流指令値の差であるＩｄ差^*、Ｉｑ差^*は原則として０である。

重畳電流算出部２０２については、３相２相変換部２８で５次相電流からｄｑ変換された６次のｄｑ軸電流Ｉｄ１₆、Ｉｑ１₆、Ｉｄ２₆、Ｉｑ２₆は、次に、重畳電流和差算出部２９で重畳電流指令値Ｉｄ和₆ ^*、Ｉｑ和₆ ^*、Ｉｄ差₆ ^*、Ｉｑ差₆ ^*に変換され、それぞれ電流指令値Ｉｄ和^*、Ｉｑ和^*、Ｉｄ差^*（０）、Ｉｑ差^*（０）に加算される。

和制御器３２には、重畳電流指令値が加算されたｄｑ軸電流指令値である（Ｉｄ和^*＋Ｉｄ和₆ ^*）、（Ｉｑ和^*＋Ｉｑ和₆ ^*）と、フィードバック電流和差算出部３７で算出されたｄｑ軸電流検出値の和であるＩｄ和、Ｉｑ和との偏差が入力される。和制御器３２は、この偏差を０に収束させるように、比例積分制御演算によって２系統の電圧指令値の和であるＶｄ和、Ｖｑ和を演算する。
同様に、差制御器３３には、（Ｉｄ差^*（０）＋Ｉｄ差₆ ^*）、（Ｉｑ差^*（０）＋Ｉｑ差₆ ^*）と、Ｉｄ差、Ｉｑ差との偏差が入力される。差制御器３３は、この偏差を０に収束させるように、比例積分制御演算によって２系統の電圧指令値の差であるＶｄ差、Ｖｑ差を演算する。

系統電圧算出部３４は、Ｖｄ和、Ｖｑ和、Ｖｄ差、Ｖｑ差を、第１系統および第２系統の電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１、Ｖｄ２、Ｖｑ２に変換し、２相３相変換部３８１、３８２に出力する。フィードバック電流和差算出部３７は、３相２相変換部３９１、３９２から入力された電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１、Ｉｄ２、Ｉｑ２を、Ｉｄ和、Ｉｑ和、Ｉｄ差、Ｉｑ差に変換する。

（第３実施形態）
図１２に示す第３実施形態の電流フィードバック演算部３０３は、第１実施形態に対し、５次相電流を算出してからｄｑ変換により６次ｄｑ軸電流を算出するのではなく、６次ｄｑ軸電流算出部２６にて６次ｄｑ軸電流を直接算出する点が異なる。
重畳電流算出部２０３の振幅算出部２２は、第１、第２実施形態における５次成分の電流振幅Ｉ₅’に代えて、６次成分の電流振幅Ｉ₆’を算出する。６次成分の電流振幅Ｉ₆’は、図６に示すように、第１、第２実施形態における５次成分の電流振幅Ｉ₅’と同様、回転角速度ωに応じて、具体的には回転角速度ωがゼロに近いときほど大きくなるように算出される。そして、ローパスフィルタ２４で処理され、フィルタ処理後の電流振幅Ｉ₆として６次ｄｑ軸電流算出部２６に入力される。

６次ｄｑ軸電流算出部２６では、電流振幅Ｉ₆及び電流位相θｉを用いて、以下の式７．１〜７．４により６次のｄｑ軸電流を算出する。
Ｉｄ１₆＝ Ｉ₆ｓｉｎ（６θ−５θｉ） ・・・（７．１）
Ｉｑ１₆＝ Ｉ₆ｃｏｓ（６θ−５θｉ） ・・・（７．２）
Ｉｄ２₆＝−Ｉ₆ｓｉｎ（６θ−５θｉ） ・・・（７．３）
Ｉｑ２₆＝−Ｉ₆ｃｏｓ（６θ−５θｉ） ・・・（７．４）
これにより、５次相電流を算出してからｄｑ変換する第１実施形態に対し、演算負荷を小さくすることができる。

（第４実施形態）
図１３に示す第４実施形態の電流フィードバック演算部３０４は、第２実施形態による「ｄｑ軸電流の和及び差のフィードバック制御」と、第３実施形態による「６次ｄｑ軸電流の算出」とを組み合わせたものである。重畳電流算出部２０４は、６次ｄｑ軸電流算出部２６及び重畳電流和差算出部２９を含む。
第４実施形態では、第２実施形態に対し演算負荷を小さくすることができる。

（その他の実施形態）
（ア）系統間の電流位相差について、上記実施形態では、第１系統の交流電流に対する第２系統の交流電流の位相が、電気角３０°に相当する角度だけ遅れた位相、すなわち＋３０°である例を示した。この他、第１系統の交流電流に対する第２系統の交流電流の位相が、電気角３０°に相当する角度だけ進んだ位相、すなわち−３０°の場合も同様に扱うことができる。また、第２系統のＵ相の位相が、第１系統のＶ相又はＷ相（Ｕ相に対し±１２０°）に対して±３０°である±９０°又は±１５０°の場合も同様である。
一般化すると、系統間の電流位相差が（３０±６０×ｎ）°（ｎは整数）であれば、上記実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

（イ）ＥＣＵ１０の具体的な構成は、上記実施形態の構成に限らない。例えばスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタやＩＧＢＴ等であってもよい。
（ウ）本発明の３相回転機の制御装置は、電動パワーステアリング装置用のモータの制御装置に限らず、他の３相モータまたは発電機用の制御装置として適用されてもよい。
以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。

１０ ・・・ＥＣＵ（制御装置）、
６０、６０１、６０２ ・・・インバータ（電力変換器）、
６５ ・・・制御部、
８０ ・・・モータ（３相回転機）、
８０１、８０２ ・・・巻線組。

Claims (4)

1. ２組の３相巻線組（８０１、８０２）を有する３相回転機（８０）の駆動を制御する制御装置（１０）であって、
   前記２組の巻線組に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、ｎを整数とすると、互いの位相差が（３０±６０×ｎ）°である交流電流を前記２組の巻線組に出力する２系統の電力変換器（６０１、６０２）と、
   前記３相回転機の出力を制御する制御部（６５）と、
   を備え、
   前記制御部は、前記３相回転機の出力の主成分となる交流電流である基本波電流に対して５倍の周波数の５次高調波電流を重畳することにより前記基本波電流のピーク値を低減することを特徴とする３相回転機の制御装置。
2. 前記制御部は、前記基本波電流に重畳する前記５次高調波電流の振幅を、前記３相回転機の回転角速度に応じて変更することを特徴とする請求項１に記載の３相回転機の制御装置。
3. 前記制御部は、前記基本波電流に重畳する前記５次高調波電流の振幅を、前記３相回転機の回転角速度がゼロに近いときほど大きくするように設定することを特徴とする請求項２に記載の３相回転機の制御装置。
4. 運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生する３相回転機と、
   請求項１〜３のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置と、
   前記３回転機の回転をステアリングシャフトに伝達する動力伝達手段（８９）と、
   を備えた電動パワーステアリング装置（１）。

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