CN106464192A - 电动机控制装置和使用该电动机驱动电路的电动动力转向系统 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于除了降低纹波电流之外，还减小发热来提高动作效率。本发明的电动机控制装置利用n组逆变器对n组绕组进行驱动，其特征在于，在所述n组逆变器的输出为高输出时，使所述n组逆变器中的至少1个以上的逆变器的输出占空因数为100％，其中n定义为2以上的整数。

Description

电动机控制装置和使用该电动机驱动电路的电动动力转向 系统

技术领域

本发明涉及使用半导体开关元件对从电源供给的电力进行转换的电动机控制装置。

背景技术

随着控制自动化的进展，对电子控制装置的安全性和可靠性的要求越来越高。为了确保电子控制装置的安全性，要求能在发生异常时立即检测出该异常并停止动作。

另外，为了安全起见有时不仅在故障时要可靠地停止动作，还要求在确保了安全性的基础上继续进行动作。例如，随着电动动力转向系统的性能提升，开始将其应用到重量更大的大型车上，若在发生故障时停止动作则需要以人力来实现较大的转向力，所以即使在发生故障时也需要在确保了安全性的基础上使动作继续进行。

关于使电动动力转向系统在故障时也能够继续动作的技术，例如专利文献1(日本特开2012-161154号公报)所记载的那样，公开了一种在电动机中设置2组绕组的组，利用2组逆变器对该2组绕组进行驱动的技术。在该专利文献1中，公开了通过对2组逆变器的PWM调制的占空因数施加偏移量来降低纹波电流，并根据转向状态来切换偏移量以减小热损耗出现偏倚的技术。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2012-161154号公报

发明内容

发明要解决的技术问题

在上述专利文献1记载的技术中，为了在发生故障时也使动作继续进行需要2组逆变器，存在成本上升的可能。因此，进一步希望在发生故障以外的正常情况下也能够享受高于成本上升的好处。上述专利文献1公开了通过对2组逆变器的PWM调制的占空因数施加偏移量来降低纹波电流的技术。

本发明鉴于上述问题而完成，其目的在于除了降低纹波电流之外，还减小发热来提高动作效率。

解决问题的技术方案

为解决上述问题，本发明的电动机控制装置利用n组逆变器对n组绕组进行驱动，其特征在于，在所述n组逆变器的输出为高输出时，使所述n组逆变器中的至少1个以上的逆变器的输出占空因数为100％，其中n定义为2以上的整数。

发明效果

如以上说明，根据本发明能够降低对电动机进行驱动的逆变器的开关损耗，能够提高效率。

附图说明

图1是本实施方式的电动机逆变器的系统框图。

图2是表示Dall≥50％时的电动机驱动波形的实施例的波形图。

图3是在Dall＜50％时使Da＝2Dall、Db＝0，在Dall≥50％时使Da＝100％、Db＝(2Dall-100)％的映射图。

图4是表示Dall＜50％时的电动机驱动波形的实施例的波形图。

图5是在Dall＜50％时使Da＝Db＝Dall，在Dall≥50％时使Da＝100％、Db＝(2Dall-100)％的映射图。

图6是2组逆变器的电动机驱动的波形图。

图7是表示在图5中避免Da、Db的突变的实施例的映射图。

图8是表示使Da、Db关于Dall表现为广义的单调递增 的实施例的映射图。

图9是2组逆变器的电动机驱动的波形图。

图10是MOSFET的导通电阻Ron较大的情况下的损耗的曲线图。

图11是MOSFET的导通电阻Ron较小的情况下的损耗的曲线图。

图12是MOSFET的导通电阻Ron较小的情况下的损耗的曲线图。

图13表示第一逆变器100-1和第二逆变器100-2各自的占空因数D1、D2的时间变化。

图14是表示第一逆变器100-1和第二逆变器100-2中一方发生故障，仅由剩余一方对电动机2进行驱动的实施例的波形图。

图15是表示第一逆变器100-1和第二逆变器100-2中一方发生故障，仅由剩余一方对电动机2进行驱动的实施例的波形图。

图16是表示用于实现本实施方式的控制装置200的实施例的框图。

图17是本实施方式的电动机控制装置的第一系统框图。

图18是本实施方式的电动机控制装置的第二系统框图。

图19是本实施方式的电动动力转向系统的结构图。

具体实施方式

在基于实施例对本发明进行说明之前，针对本发明的原理进行说明。

在利用多个(n个)逆变器对电动机进行驱动的情况下，与利用单一逆变器对电动机进行驱动的情况等价的占空因数(以下称综合占空因数Dall)为——如果各逆变器的额定值是一样的——各逆变器输出的占空因数Di(i：逆变器的ID号)的平均值，即以下式1。

(式1)

由于当1个逆变器的输出占空因数为100％时，Dall将为100/n％以上，所以本方式中仅在作为目标的综合占空因数Dall为100/n％以上时，即便使1个逆变器的输出占空因数为100％，也能够得到任意的Dall。

若考虑包括2个逆变器的情况，则仅在作为目标的Dall为50％以上时，即便使1个逆变器的输出占空因数为100％，也能够得到任意的Dall。

根据上述方法，通过使至少2组的逆变器中的1个逆变器的占空因数为100％，能够降低开关损耗。此处开关损耗指的是，除了因开关元件的开/关引起的损耗外，还加上因回流时的同步开关而导通之前的期间中由体二极管的结电位差造成的损耗。

另外，通过交替切换占空因数为100％的逆变器，能够减小热损耗(欧姆损耗：P＝Ron×I＾2，其中P：发热，Ron：开关元件的导通电阻，I：电流)出现偏倚。

以下基于附图对本发明实施方式进行说明。

<实施方式1>

图1是本实施方式的电动机逆变器的系统框图。

电动机2具有2组绕组，分别由2个逆变器——第一逆变器100-1、第二逆变器100-2驱动。电动机2的绕组可以考虑Δ接线、Y接线，本实施方式中Δ接线、Y接线均可适用。另外，本实施方式针对具有2组逆变器的情况进行说明，但对于具有2组以上逆变器的电动机控制装置也能够应用本实施方式的发明。

即，将n定义为逆变器的个数，并且定义m为n以下的整数，在n组逆变器输出的综合占空因数的目标值为m×100/n％以上时，使m个逆变器的输出占空因数为100％。

本实施方式中，由第一逆变器100-1对电动机2的第一组绕组施加Du1、Dv1、Dw1。同样地，由第二逆变器100-2对电动机2的第二组绕组施加Du2、Dv2、Dw2的占空因数的波形。

图2是本实施方式的电动机驱动波形图。

如图2所示，第一逆变器100-1的Du1、Dv1、Dw1以1/f1为周期，按占空因数为100％的Da、占空因数为100％以外的Db的顺序依次切换。同样地，第二逆变器100-2的Du2、Dv2、Dw2以1/f1为周期按Db、Da的顺序依次切换。另外，PWM波形的周期为1/f2。

根据以上实施例，由于占空因数Da(＝100％)时不发生开关动作所以不产生开关损耗，能够相应地降低损耗。并且，由于交替地以占空因数Da(＝100％)进行驱动，所以也能够避免发热集中于一方的逆变器。

改变角度来看的话，也能够认为Da(＝100％)时f1为开关频率，Db时f2为开关频率。这里因为f1＜f2，所以能够大幅降低f1为开关频率的Da(＝100％)时的开关损耗。

此处，f2优选为声频范围以上的频率，并且周期1/f1优选比第一逆变器100-1、第二逆变器100-2的热时间常数小。具体而言，周期1/f1优选小于逆变器的散热器的热时间常数。

<实施方式2>

图3、图5、图7、图8表示作为目标的综合占空因数Dall和由各逆变器分担的占空因数Da、Db的实施例。

图3是在Dall＜50％时使Da＝2Dall、Db＝0，在Dall≥50％时使Da＝100％、Db＝(2Dall-100)％的映射图。图4是表示Dall＜50％时的电动机驱动波形的实施例的波形图。图2是表示Dall≥50％时的电动机驱动波形的实施例的波形图。

图5是在Dall＜50％时使Da＝Db＝Dall，在Dall≥50％时使Da＝100％、Db＝(2Dall-100)％的映射图。在Dall＜50％时，如图6所示，第一逆变器100-1和第二逆变器100-2虽然以同一占空因数动作，但使各自为反相的波形，来降低电源和与电源连接的电容器中流动的纹波电流。在Dall≥50％时与图3的实施例同样地为图2所示的电动机驱动波形。

图7是表示在图5中避免Da、Db的突变的实施例的映射图。该实施例中，自即将达到Dall＝50％的Dall＝x1起，使Da、Db缓缓地从Da＝Db＝Dall增减，以Dall＝50％时达到Da＝100％、Db＝0％的方式变化，并在Dall≥50％时使Da＝100％、Db＝(2Dall-100)％。在Dall为x1至50％之间的期间，电动机驱动波形为如图9所示交替切换Da、Db的波形。

在控制环内存在Dall至Da、Db的变换的情况下，当Da、Db有突变的特性时，由于Dall的误差会导致控制系统的动作变得不稳定，存在发生振荡等的可能。本实施例中通过避免Da、Db的突变，来排除控制系统的动作变得不稳定的可能。另外，x1例如为Dall＝45％等。

图8是表示进一步使Da、Db关于Dall表现为广义的单调递增的实施例的映射图。在Dall＜x1的区域使Da＝Db＝Dall，在x1＜Dall＜x2的区域使Db＝x1，使Da增加至＝2Dall-x1，在x2＜Dall的区域使Da＝100％、Db＝2Dall-100％。

图17是本实施方式的电动机控制装置的第一系统框图。图18是本实施方式的电动机控制装置的第二系统框图。

如图17或图18所示，在系统结构包括为了避免控制装置200-1和200-2的故障的影响而进行了双重化(冗余化)的控制装置200-1、200-2的情况下，在控制装置200-1或200-2之间，可能会因图18所示的A/D转换器208-1和208-2的转换误差等导致Dall的目标值产生差异。

像这样，在Dall的目标值含有误差的情况下，在如图7所示Dall→Da、Db的变换不是单调递增而是存在减小的部分的情况下，控制可能会变得不稳定。例如，当由于误差导致在控制装置200-1、200-2中的输出Da的一侧Dall的目标值小于X1，而在输出Db的一侧Dall的目标值为X1以上时，Da的斜率为1，Db的斜率变为极端的负值，于是(Da+Db)的斜率变为负值。从而，产生了原本应当为正值的控制增益变为负值的点，有损控制系统的稳定性。

为此，如本实施例所示，通过使Da、Db关于Dall表现为广义的单调递增，则即使如图17或图18所示，系统结构包括为了避免控制装置200-1和200-2的故障的影响而进行了双重化(冗余化)的控制装置200-1、200-2，也能够稳定地进行控制动作。其中，从控制的连续性的角度出发，优选使Da、Db关于Dall表现为狭义的单调递增但从控制的稳定性的角度出发，为广义的单调递增即已足够。即，广义的单调递增指的是，n组逆变器输出的占空因数能够对综合占空因数求微分。而狭义的单调递增指的是，n组逆变器输出的占空因数对综合占空因数的1阶导数为0以上。

图10是MOSFET的导通电阻Ron较大的情况下的损耗的曲线图。虚线对应于没有使用本实施方式的现有方式，点划线对应于图3所示的控制方法，实线对应于图8所示的控制方法。

在图3所示的控制方法下，在Dall＜50％的区域，可知Da为100％附近的欧姆损耗(i＾2Ron)增大，损耗比现有方式大。而在Dall＞60％的区域，可知图3、图8的方法下损耗相比现有得到减小。

图11和图12是MOSFET的导通电阻Ron较小的情况下的损耗的曲线图。在图3所示的控制方法下，如图11所示，在Dall＜50％的区域，可知Da为100％附近的欧姆损耗(i＾2Ron)增大，损耗比现有方式大。而在Dall＞60％的区域，可知图3、图8的方法下损耗相比现有得到减小，但在Dall＝60％附近，图8的损耗的减小效果较差。可知在该区域为了单调递增性而牺牲了低损耗特性。如图12所示，在图5的方法下，在Dall＞60％的区域损耗降低。

图13表示第一逆变器100-1和第二逆变器100-2各自的占空因数D1、D2的时间变化。虽然能够使占空因数如实线所示台阶状地变化，但通过使占空因数如虚线所示地缓慢变化，能够防止因控制误差等导致发生控制阶差。

<实施方式3>

图14和图15是表示第一逆变器100-1和第二逆变器100-2中一方发生故障，仅由剩余一方(本实施方式中为第一逆变器100-1)对电动机2进行驱动的实施例的波形图。

在正常时，如实线所示使开关波形带有平缓的斜率来预防电磁噪声的发生，而在逆变器故障时如虚线所示使开关波形变得陡峭来减小开关损耗。开关波形的斜率如现有技术一样利用时间常数来实现即可，其中时间常数由作为输出级的MOSFET的栅极电路的静电电容和驱动电路的驱动力决定。即，在正常时减小驱动电路的驱动力来实现平缓的斜率，而在逆变器故障时增大驱动电路的驱动力来使斜率变得陡峭即可。

其中，进行驱动的占空因数可以如图14所示为Da、Db，或者可以如图15所示为Dall。另外，也可以在逆变器发生故障后立即使占空因数为2Dall(上限为100％)并使其缓缓减小至Dall。根据该方式，在逆变器刚发生故障时，暂时对剩余的逆变器以2倍电流进行驱动，能够防止因逆变器故障导致总扭矩减半。

<实施方式4>

图16是表示用于实现本实施方式的控制装置200的实施例的框图。第一逆变器100-1、第二逆变器100-2的各相电流Iu1、Iv1、Iw1、Iu2、Iv2、Iw2分别由3相2相变换部205、206变换为各自的d轴、q轴电流Id1、Iq1、Id2、Id2，在相加后成为d轴、q轴电流Id、Iq。从电流指令值运算部201计算出的电流指令值Id*、Iq*减去d轴、q轴电流Id、Iq成为误差信号δId、δIq，由控制器202变换为目标电压Vd、Vq，进而由2相3相变换部203变换为各相的电压目标值Vu、Vv、Vw，然后在占空因数运算部204中成为目标占空因数Duall、Dvall、Dwall。

接着，在占空因数分配部205中根据图3、图5、图7、图8按每个相变换为分配给第一逆变器100-1和第二逆变器100-2的占空因数Du1、Dv1、Dw1、Du2、Dv2、Dw2，依此通过PWM对第一逆变器100-1和第二逆变器100-2进行驱动。

图17和图18是将控制装置冗余化为200-1和200-2的实施例。尤其是，图18是将3相2相变换部205、206也冗余化为205-1、205-2、206-1、206-2的实施例，对电流值、扭矩信号进行转换的A/D转换器也冗余化为208-1、208-2。

根据以上说明的本实施例，由于控制装置200-1和200-2经过冗余化，所以不会出现因控制装置的故障引起第一逆变器100-1、第二逆变器100-2双方的动作停止的情况。

<实施方式5>

图19是本实施方式的电动动力转向系统的结构图。电动动力转向系统包括第一逆变器100-1、第二逆变器100-2，还包括方向盘11、安装于方向盘11的旋转轴16、安装于旋转轴16的扭矩传感器12、转向机构17、微处理器100-1和100-2、电动机8。相电流检测信号14、全电流检测信号15被输入到控制装置200。

转向机构17对由旋转轴16转向的车轮18的方向进行控制。转向机构17或旋转轴16由电动机2辅助提供转向力。基于控制装置200的输出控制第一逆变器100-1、第二逆变器100-2，对电动机2进行驱动。

从而，在本实施例的电动动力转向系统中，第一逆变器100-1、第二逆变器100-2的占空因数得到优化，热损耗得到降低。

附图标记说明

2…电动机，11…方向盘，12…扭矩传感器，14…相电流检测信号，15…全电流检测信号15，16…旋转轴，17…转向机构，18…车轮，100-1…第一逆变器，100-2…第二逆变器，200…控制装置，Da…占空因数，Db…占空因数，Dall…综合占空因数。

Claims (10)

1.一种利用n组逆变器对n组绕组进行驱动的电动机控制装置，其特征在于：

在所述n组逆变器的输出为高输出时，使所述n组逆变器中的至少1个以上的逆变器的输出占空因数为100％，其中n定义为2以上的整数。

2.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：

在所述n组逆变器输出的综合占空因数的目标值为m×100/n％以上时，

使m个逆变器的输出占空因数为100％，其中m定义为所述n以下的整数。

3.如权利要求1或2所述的电动机控制装置，其特征在于：

所述n组逆变器中，使所述输出占空因数为100％的逆变器按一定周期轮替。

4.如权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于：

所述一定周期小于所述逆变器的散热器的热时间常数。

5.如权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于：

所述n组逆变器输出的占空因数能够对所述综合占空因数求微分。

6.如权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于：

所述n组逆变器输出的占空因数对所述综合占空因数的1阶导数为0以上。

7.如权利要求1～6中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于：

在至少2个以上的逆变器输出的占空因数小于100％时，使该至少2个以上的逆变器输出的开关时刻具有相位差。

8.如权利要求1～7中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于：

具有斜率控制功能，以在所述n组逆变器全部正常的情况下使输出波形的开关波形的斜率平缓，在所述n组逆变器中发生故障的情况下使剩余的逆变器的该输出波形的开关波形的斜率变得陡峭的方式进行控制。

9.如权利要求1～8中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于：

所述n组逆变器由冗余化了的控制装置控制。

10.一种电动动力转向系统，具有权利要求1～9中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，包括：

方向盘；

安装于所述方向盘的旋转轴；

安装于所述旋转轴的扭矩传感器；

转向机构；和

电动机，

所述转向机构由所述旋转轴转向，

所述转向机构或所述旋转轴由所述电动机辅助提供转向力，

所述电动机控制装置对所述电动机进行控制。