JP2009100587A - 電動機の制御装置およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＷＭ信号を早く生成することができる電動機の制御装置およびその制御方法を提供することにある。
【解決手段】
本制御装置では、インバータ１の１相のデューティー比をある位相で０％または１００％に固定する２相変調を実施する中性点電圧加算部１０７を備える。また、中性点電圧加算部１０７は、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］のうち電圧指令値の最大相Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅおよび最小相Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅを判定する相判定部１０７１を備える。また、最大相Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅの電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］と、最小相Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅの電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］とを比較する比較部１０７２を備える。更に、比較部１０７２の比較結果に基づいて、中性点電圧Ｖｃを演算する演算部１０７３を備えている。
【選択図】図５

Description

本発明は、２相変調方式の電動機の制御装置およびその制御方法に関する。

従来、インバータにおけるスイッチング損失を低減させるためにインバータのある相のデューティー比をある位相で０％または１００％に固定する２相変調方式のインバータ制御装置がある（特許文献１参照）。当該インバータ制御装置では、２相変調を実施しても、各相の電圧指令値が電源電圧を超えないように制御している。すなわち、電流指令値ベクトルと電圧指令値ベクトルから位相差を演算し、当該位相差に基づいて、２相変調を実施する期間を決定している。
特開平８−３４０６９１号公報

しかしながら、従来のインバータ制御装置では、電流指令値ベクトルと電圧指令値ベクトルから位相差を演算していることから、計算処理負荷が増大し、ＰＷＭ信号の生成に時間がかかるといった問題があった。

本発明は、こうした問題に鑑みてなされたものであり、ＰＷＭ信号を早く生成することができる電動機の制御装置およびその制御方法を提供することを目的とする。

上記目的達成のため、本発明に係る電動機の制御装置では、インバータの１相のデューティー比をある位相で０％または１００％に固定する２相変調をするため、３相電圧指令値に中性点電圧を加算する中性点電圧加算手段を備える。中性点電圧加算手段は、３相電圧指令値のうち電圧指令値が最大となる最大相および最小となる最小相を判定する相判定手段と、３相電流における最大相の電流絶対値と、最小相の電流絶対値とを比較する比較手段を備える。また、中性点電圧加算手段は、上記比較手段の比較結果に基づいて、中性点電圧を演算する演算手段を備えることを特徴としている。

本発明により、位相差を演算しないので、ＰＷＭ信号を早く生成することができる。

本発明に係る電動機の制御装置を含む装置の一例として、直流電源の直流電力をＰＷＭ変調することにより３相電力をモーターに供給するインバータを備えるインバータシステムについて説明する。以下に、本発明の第１乃至第４の実施形態に係るインバータシステムについて、図１乃至図１３を参照して説明する。

（第１の実施形態）
（インバータシステムの構成）
以下、図１を参照して、インバータシステムの構成と動作について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータシステムの概略構成図、図２は、図1に示すインバータシステムの構成を示すブロック図である。本インバータシステムは、図１および図２に示すように、インバータ１、電流センサ２、電動機であるモーター３、レゾルバ４および制御装置であるモーターコントローラ１０を主に備える。

ここで、インバータ１は、直流電源Ｂ、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｖ相スイッチング素子Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｗ相スイッチング素子Ｔｗ＋、Ｔｗ−を備える。更に、Ｕ相還流素子Ｄｕ＋、Ｄｕ−、Ｖ相還流素子Ｄｖ＋、Ｄｖ−、Ｗ相還流素子Ｄｗ＋、Ｄｗ−を備える。そして、インバータ１は、モーターコントローラ１０のＵ相ＰＷＭ信号ｔｕ［％］、Ｖ相ＰＷＭ信号ｔｖ［％］、Ｗ相ＰＷＭ信号ｔｗ［％］に基づいて、直流電源Ｂから供給された直流電力を３相電力に変換してモーター３に出力する。モーター３は、インバータ１から供給された３相電力に応じたトルクを発生する。電流センサ２は、モーター３に流れる３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］を検出する。なお、３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］には、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係があり、３相のうち２相を検出すれば他の１相は演算によって求められる。これから、電流センサ２は、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］およびＶ相電流ｉｖ［Ａ］を検出する。

モーターコントローラ１０は、演算装置（ＣＰＵ）を内蔵し、微分部１０１、θ演算部１０２、３相−ｄｑ変換部１０３、電流ＭＡＰ部１０４、電圧指令値演算手段である電流制御部１０５を備える。更に、変換手段であるｄｑ−３相変換部１０６、中性点電圧加算手段である中性点電圧加算部１０７、ＰＷＭ信号生成手段であるＰＷＭ生成部１０８を備える。ここで、θ演算部１０２は、レゾルバ４からの検出信号から、モーター電気角度θ［ｒａｄ］を演算する。微分部１０１は、下記（数１）式に示すように、θ演算部１０２で演算されたモーター電気角度θ［ｒａｄ］を微分して、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］を演算する。

電流ＭＡＰ部１０４は、トルク指令値Ｔ^＊［Ｎ・ｍ］、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］に基づいて、予め格納されたＭＡＰを参照する。そして、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊［Ａ］、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊［Ａ］を求める。

３相−ｄｑ変換部１０３は、下記（数２）式に示すように、モーター電気角度θ［ｒａｄ］により、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］およびＶ相電流ｉｖ［Ａ］をｄ軸電流ｉｄ［Ａ］およびｑ軸電流ｉｑ［Ａ］に２相変換する。

電流制御部１０５は、下記（数３）式および（数４）式に示す演算を行う。すなわち、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊［Ａ］と実際のｄ軸電流ｉｄ［Ａ］との偏差（ｉｄ^＊−ｉｄ）からｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］を演算する。また、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊［Ａ］と実際のｑ軸電流ｉｑ［Ａ］との偏差（ｉｑ^＊−ｉｑ）からｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］を演算する。

但し、（数３）式および（数４）式において、Ｋｐｄ：ｄ軸比例ゲイン、Ｋｐｑ：ｑ軸比例ゲイン、Ｋｉｄ：ｄ軸積分ゲイン、Ｋｉｑ：ｑ軸積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子、ωｃ：電流応答のカットオフ角周波数［ｒａｄ／ｓ］である。また、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス［Ｈ］、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス［Ｈ］、Ｒａ：電機子抵抗［Ω］である。

ｄｑ−３相変換部１０６は、下記（数５）式に示す演算を行う。すなわち、モーター電気角度θ［ｒａｄ］により、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］を３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］に変換する。

中性点電圧加算部１０７は、下記（数６）式に示す演算を行う。すなわち、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］およびＵ相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］から中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］を演算する。同様に、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］およびＶ相電圧指令値ｖｖ^＊［Ｖ］から中性点電圧加算後Ｖ相電圧指令値ｖｖ’^＊［Ｖ］を演算する。また、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］およびＷ相電圧指令値ｖｗ^＊［Ｖ］から中性点電圧加算後Ｗ相電圧指令値ｖｗ’^＊［Ｖ］を演算する。

ＰＷＭ生成部１０８は、下記（数７）式に示すように、中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］および直流電源Ｂの電圧である直流電圧値Ｖｄｃ［Ｖ］から、Ｕ相ＰＷＭ信号（ｏｎ ｄｕｔｙ）ｔｕ［％］を演算する。そして、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕ［％］に基づいて、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−の開閉動作を制御する。同様に、中性点電圧加算後Ｖ相電圧指令値ｖｖ’^＊［Ｖ］および直流電圧値Ｖｄｃ［Ｖ］から、Ｖ相ＰＷＭ信号（ｏｎ ｄｕｔｙ）ｔｖ［％］を演算する。そして、Ｖ相ＰＷＭ信号ｔｖ［％］に基づいて、Ｖ相スイッチング素子Ｔｖ＋、Ｔｖ−の開閉動作を制御する。

また、中性点電圧加算後Ｗ相電圧指令値ｖｗ’^＊［Ｖ］および直流電圧値Ｖｄｃ［Ｖ］から、Ｗ相ＰＷＭ信号（ｏｎ ｄｕｔｙ）ｔｗ［％］を演算する。そして、Ｗ相ＰＷＭ信号ｔｗ［％］に基づいて、Ｗ相スイッチング素子Ｔｗ＋、Ｔｗ−の開閉動作を制御する。

上記のように求められたＰＷＭ信号（ｏｎ ｄｕｔｙ）ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］によって、インバータ１が制御され、モーター３がトルク指令値Ｔ^＊［Ｎ・ｍ］で指示された所望のトルクで駆動される。このようにして、モーター３に対して電流フィードバックによるベクトル制御が行なわれる。

（中性点電圧加算部１０７の動作と内部構造）
次に、中性点電圧加算部１０７の動作について、図３を参照して説明する。第１の実施形態に係るインバータシステムでは、インバータ１の３相のうちの１相のデューティー比をある位相で０％または１００％に固定する２相変調を実施している。（数６）式に示したように、中性点電圧加算部１０７は、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］の全てに同じ中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する。各相に同じ中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算しているため、各相の差分となる相間電圧は中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する前と同じになる。したがって、モーター３の相電流も中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算しても変化が無く、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する前と同じとなる。よって、モーター３の制御に影響を与えることなく、中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］、ｖｖ’^＊［Ｖ］、ｖｗ’^＊［Ｖ］を変化させることができる。すなわち、ＰＷＭ信号（ｏｎ ｄｕｔｙ）ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］を変化させることができる。そこで、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を変化させて、インバータ１の３相のうちの１相のデューティー比をある位相で０％または１００％に固定している。

更に、インバータ１の３相のうちの１相のデューティー比を固定する位相を最適化することで、インバータ１におけるスイッチング損失が最小になる２相変調を実施することができる。図３は、スイッチング損失が最小となる２相変調とスイッチング損失が最大となる２相変調における電圧電流波形を示す図である。図３（ａ）はスイッチング損失が最小になる場合、図３（ｂ）はスイッチング損失が最大になる場合である。図３（ａ）に示すように、電流の絶対値が大きい相のデューティー比が０％または１００％になるように中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を変化させることで、スイッチング損失が最小になる２相変調を実現している。この場合、電流の絶対値が大きい相を判定することで、２相変調を実施する期間、すなわち、上記１相おける固定しておく位相を決定する。

従来のインバータ制御装置では、電流指令値ベクトルと電圧指令値ベクトルから、電流位相と電圧位相の差である位相差を演算し、当該位相差に基づいて、２相変調を実施する期間を決定している。しかしながら、従来のインバータ制御装置では、上記位相差を演算しているので、計算処理負荷が増大し、ＰＷＭ信号（ｏｎ ｄｕｔｙ）ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］の生成に時間かかっていた。そこで、第１の実施形態に係る中性点電圧加算部１０７では、後述するように、上記位相差を演算することなく、２相変調を実施する期間、すなわち、上記１相における固定しておく位相を決定している。これから、計算処理負荷を低減させ、演算時間を短縮し、ＰＷＭ信号（ｏｎ ｄｕｔｙ）ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］を早く生成している。なお、図３（ｂ）に示すように、電流の絶対値が小さい相のデューティー比が０％または１００％になるように中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を変化させることで、スイッチング損失が最大になる２相変調を実現することも可能である。

次に、中性点電圧加算部１０７の内部構造について、図４を参照して説明する。図４は、図２に示す中性点電圧加算部１０７の内部ブロック図である。図４に示すように、中性点電圧加算部１０７は、相判定手段である相判定部１０７１と、比較手段である比較部１０７２と、演算手段である演算部１０７３とを備える。相判定部１０７１は、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］のうち電圧指令値が最大となる相（以下、最大相とする。）Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅを判定する。更に、上記電圧指令値が最小となる相（以下、最小相とする。）Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅを判定する。更に、比較部１０７２の比較結果に基づいて、演算部１０７３に中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算させる。

比較部１０７２は、最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］と、最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］を比較する。すなわち、最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］が最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］より大きいか否か判定する。ここで、最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］は、３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］における最大相Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅの電流値の絶対値である。例えば、最大相Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅがＵ相であった場合、｜ｉｕ｜［Ａ］である。同様に、最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］は、３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］における最小相Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅの電流値の絶対値である。例えば、最小相Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅがＷ相であった場合、｜ｉｗ｜［Ａ］である。そして、ある位相における固定する１相を決定する。演算部１０７３は、比較部１０７２の比較結果に基づいて、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。また、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］およびＶ相電流ｉｖ［Ａ］からＷ相電流ｉｗ［Ａ］を演算する。

（中性点電圧加算部１０７で実行される制御方法）
次に、第１の実施形態に係る中性点電圧加算部１０７で実行される制御方法について、図５を参照して説明する。図５は、図２に示す中性点電圧加算部１０７で実行される制御方法を示すフローチャートである。本制御方法は、図５に示すフローチャートのプログラムを中性点電圧加算部１０７に組み込み実現している。図５に示すように、相判定部１０７１は、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］のうち電圧指令値が最大の相Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅを判定する（ステップＳ１０１）。次に、相判定部１０７１は、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］のうち電圧指令値が最小の相Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅを判定する（ステップＳ１０２）。次に、相判定部１０７１は、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］およびＶ相電流ｉｖ［Ａ］からＷ相電流ｉｗ［Ａ］を演算部１０７３に演算させる（ステップＳ１０３）。

次に、相判定部１０７１は、最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］が最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］より大きいか否か比較部１０７２に判定させる（ステップＳ１０４）。最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］が最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］より大きくないと判定した場合（ステップＳ１０４：Ｎｏ）、ステップＳ１０５の制御処理に移行する。この場合、ある位相における０％または１００％に固定する上記１相を最小相に決定する。ステップＳ１０５の制御処理において、相判定部１０７１は、演算部１０７３に中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算させる。演算部１０７３は、上記の場合、インバータ出力電圧の最小値Ｖ＿ｍｉｎ［Ｖ］と最小相の電圧指令値Ｖ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）［Ｖ］との偏差（Ｖ＿ｍｉｎ−Ｖ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ））を中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］とする。なお、インバータ出力電圧の最小値Ｖ＿ｍｉｎ［Ｖ］は、直流電源Ｂの電圧である直流電圧値Ｖｄｃ［Ｖ］が一定であることから、−Ｖｄｃ／２［Ｖ］となる。

一方、最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］が最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］より大きいと判定した場合（ステップＳ１０４：Ｙｅｓ）、ステップＳ１０６の制御処理に移行する。この場合、ある位相における０％または１００％に固定する上記１相を最大相に決定する。ステップＳ１０６の制御処理において、相判定部１０７１は、演算部１０７３に中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算させる。演算部１０７３は、上記の場合、インバータ出力電圧の最大値Ｖ＿ｍａｘ［Ｖ］と最大相の電圧指令値Ｖ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）［Ｖ］との偏差（Ｖ＿ｍａｘ−Ｖ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ））を中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］とする。なお、インバータ出力電圧の最大値Ｖ＿ｍａｘ［Ｖ］は、直流電圧値Ｖｄｃ［Ｖ］が一定であることから、Ｖｄｃ／２［Ｖ］となる。

次に、相判定部１０７１は、中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］、ｖｖ’^＊［Ｖ］、ｖｗ’^＊［Ｖ］を演算部１０７３に演算させる。具体的には、（数６）式に示したように、演算部１０７３は、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］の全てに同じ中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する。その後、中性点電圧加算部１０７は、中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］、ｖｖ’^＊［Ｖ］、ｖｗ’^＊［Ｖ］をＰＷＭ生成部１０８に出力する。以降、ステップＳ１０１乃至Ｓ１０７の制御処理を順次、繰り返し実行する。

このようにして、電圧位相、電流位相および電圧位相と電流位相の差である位相差を演算することなく、ある位相における固定する１相を決定する。当該１相のデューティー比が上記位相で０％または１００％になるように、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算している。これから、計算処理負荷を低減させ、演算時間を短縮し、ＰＷＭ信号（ｏｎ ｄｕｔｙ）ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］を高速に生成できる。また、ステップＳ１０１乃至Ｓ１０７の制御処理を順次、繰り返し実行することで、図３（ａ）に示した電圧電流波形を自動的に実現できる。よって、モーター３の制御に影響を与えることなく、インバータ１におけるスイッチング損失が最小になる２相変調を自動的に高速に実施できる。

以上より、第１の実施形態に係るインバータシステムでは、インバータ１の３相のうちの１相のデューティー比をある位相で０％または１００％に固定する２相変調を実施する。モーターコントローラ１０は、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］、トルク指令値Ｔ^＊［Ｎ・ｍ］および３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］に基づいて、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］を求める。また、モーターコントローラ１０は、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］全てに同じ中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する中性点電圧加算部１０７を備える。更に、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算した後の３相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］、ｖｖ’^＊［Ｖ］、ｖｗ’^＊［Ｖ］に基づいて、インバータ１を制御するＰＷＭ信号ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］を生成するＰＷＭ生成部１０８を備える。

また、中性点電圧加算部１０７は、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］のうち電圧指令値が最大となる相Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅおよび最小となる相Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅを判定する相判定部１０７１を備える。更に、最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］と、最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］とを比較する比較部１０７２を備える。比較部１０７２は、ある位相で０％または１００％に固定する１相を決定する。また、比較部１０７２の比較結果に基づいて、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する演算部１０７３を備えている。これから、電圧位相と電流位相の差である位相差を演算することなく、ある位相で０％または１００％に固定する１相を決定でき、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算できる。よって、計算処理負荷を低減させ、演算時間を短縮し、ＰＷＭ信号（ｏｎ ｄｕｔｙ）ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］を早く生成することができる。

また、演算部１０７３は、最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］が最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］より大きいと比較部１０７２が判定した場合、次のように演算する。すなわち、演算部１０７３は、インバータ出力電圧の最大値Ｖ＿ｍａｘ［Ｖ］と最大相の電圧指令値Ｖ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）［Ｖ］との偏差（Ｖ＿ｍａｘ−Ｖ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ））を中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］とする。一方、演算部１０７３は、最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］が最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］より大きくないと比較部１０７２が判定した場合、次のように演算する。すなわち、演算部１０７３は、インバータ出力電圧の最小値Ｖ＿ｍｉｎ［Ｖ］と最小相の電圧指令値Ｖ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）［Ｖ］との偏差（Ｖ＿ｍｉｎ−Ｖ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ））を中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］とする。これから、図３（ａ）に示した電圧電流波形を自動的に実現できる。よって、モーター３の制御に影響を与えることなく、インバータ１におけるスイッチング損失が最小になる２相変調を自動的に高速に実施できる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと異なる点を中心に図６および図７を参照して説明する。また、第２の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。第２の実施形態に係るインバータシステムは、第１の実施形態とほとんど同じである。第２の実施形態に係るインバータシステムが、第１の実施形態に係るインバータシステムと異なる点は、モーターコントローラの中性点電圧加算手段である中性点電圧加算部２０７が異なる点だけである。

次に、第２の実施形態に係る中性点電圧加算部２０７の内部構造について、図６を参照して説明する。図６は、本発明の第２の実施形態に係る中性点電圧加算部２０７の内部ブロック図である。図６に示すように、中性点電圧加算部２０７は、第１の実施形態と同様に、相判定手段である相判定部２０７１と、比較手段である比較部２０７２と、演算手段である演算部２０７３とを備えている。相判定部２０７１は、第１の実施形態と同様に、最大相Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅを判定する。更に、第１の実施形態と同様に、最小相Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅを判定する。更に、比較部２０７２の比較結果に基づいて、演算部２０７３に中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算させる。比較部２０７２は、最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］と、最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］を比較する。第１の実施形態と異なり、最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］が最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］より大きいか否か判定する。そして、ある位相における固定する１相を決定する。演算部２０７３は、比較部２０７２の比較結果に基づいて、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。また、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］およびＶ相電流ｉｖ［Ａ］からＷ相電流ｉｗ［Ａ］を演算する。

（中性点電圧加算部２０７で実行される制御方法）
次に、第２の実施形態に係る中性点電圧加算部２０７で実行される制御方法について、図７を参照して説明する。図７は、図６に示す中性点電圧加算部２０７で実行される制御方法を示すフローチャートである。本制御方法は、図７に示すフローチャートのプログラムを、第２の実施形態に係る中性点電圧加算部２０７に組み込み実現している。図７に示すように、ステップＳ２０１乃至Ｓ２０３の制御処理は、図５に示したステップＳ１０１乃至Ｓ１０３の制御処理と全く同じである。次に、相判定部２０７１は、最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］が最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］より大きいか否か比較部２０７２に比較させる（ステップＳ２０４）。最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］が最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］より大きくないと判定した場合（ステップＳ２０４：Ｎｏ）、ステップＳ２０５の制御処理に移行する。この場合、ある位相における０％または１００％に固定する上記１相を最小相に決定する。一方、最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］が最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］より大きいと判定した場合（ステップＳ２０４：Ｙｅｓ）、ステップＳ２０６の制御処理に移行する。この場合、ある位相における０％または１００％に固定する上記１相を最大相に決定する。

次に、図７に示したように、図５に示したステップＳ１０５乃至Ｓ１０７の制御処理と全く同じ制御処理であるステップＳ２０５乃至Ｓ２０７の制御処理を実行する。以降、ステップＳ２０１乃至Ｓ２０７の制御処理を順次、繰り返し実行する。このようにして、電圧位相、電流位相および電圧位相と電流位相の差である位相差を演算することなく、ある位相における固定する１相を決定する。当該１相のデューティー比が上記位相で０％または１００％になるように、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算している。これから、計算処理負荷を低減させ、演算時間を短縮し、ＰＷＭ信号（ｏｎ ｄｕｔｙ）ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］を高速に生成できる。また、ステップＳ２０１乃至Ｓ２０７の制御処理を順次、繰り返し実行することで、図３（ｂ）に示した電圧電流波形を自動的に実現できる。よって、モーター３の制御に影響を与えることなく、インバータ１におけるスイッチング損失が最大になる２相変調を自動的に高速に実施できる。

以上より、演算部２０７３は、最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］が最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］より大きいと比較部２０７２が判定した場合、次のように演算する。すなわち、演算部２０７３は、インバータ出力電圧の最大値Ｖ＿ｍａｘ［Ｖ］と最大相の電圧指令値Ｖ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）［Ｖ］との偏差（Ｖ＿ｍａｘ−Ｖ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ））を中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］とする。一方、演算部２０７３は、最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］が最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］より大きくないと比較部２０７２が判定した場合、次のように演算する。すなわち、演算部２０７３は、インバータ出力電圧の最小値Ｖ＿ｍｉｎ［Ｖ］と最小相の電圧指令値Ｖ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）［Ｖ］との偏差（Ｖ＿ｍｉｎ−Ｖ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ））を中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］とする。

これから、第１の実施形態と同様に、計算処理負荷を低減させ、演算時間を短縮し、ＰＷＭ信号（ｏｎ ｄｕｔｙ）ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］を早く生成することができる。また、図３（ｂ）に示した電圧電流波形を自動的に実現できる。よって、モーター３の制御に影響を与えることなく、インバータ１におけるスイッチング損失が最大になる２相変調を自動的に高速に実施できる。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと異なる点を中心に図８乃至図１０を参照して説明する。また、第３の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。図８は、本発明の第３の実施形態に係るインバータシステムの構成を示す図である。図８に示すように、第３の実施形態に係るインバータシステムは、第１の実施形態とほとんど同じである。第３の実施形態に係るインバータシステムが、第１の実施形態に係るインバータシステムと異なる点は、変換手段であるｄｑ−３相変換部３０６の出力と、中性点電圧加算手段である中性点電圧加算部３０７が異なる点だけである。第３の実施形態に係るモーターコントローラ３０では、ｄｑ−３相変換部３０６から中性点電圧加算部３０７へｄｑ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］、ｖｑ^＊［Ｖ］および３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］を出力する。

次に、第３の実施形態に係る中性点電圧加算部３０７の内部構造について、図９を参照して説明する。図９は、図８に示す中性点電圧加算部３０７の内部ブロック図である。図９に示すように、中性点電圧加算部３０７は、第１の実施形態と同様に、相判定手段である相判定部３０７１と、比較手段である比較部３０７２と、演算手段である演算部３０７３とを備えている。相判定部３０７１は、第１の実施形態と異なり、ｄｑ−３相変換部３０６から中性点電圧加算部３０７へ出力されたｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］から電圧位相を演算部３０７３に演算させる。上記電圧位相から最大相Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅおよび最小相Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅを判定する。更に、比較部３０７２の比較結果に基づいて、演算部３０７３に中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算させる。

比較部３０７２は、最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］と、最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］を比較する。第１の実施形態と同様に、最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］が最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］より大きいか否か判定する。そして、ある位相における固定する１相を決定する。演算部３０７３は、上記のように、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］から電圧位相を演算する。また、比較部３０７２の比較結果に基づいて、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。更に、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］およびＶ相電流ｉｖ［Ａ］からＷ相電流ｉｗ［Ａ］を演算する。

（中性点電圧加算部３０７で実行される制御方法）
次に、第３の実施形態に係る中性点電圧加算部３０７で実行される制御方法について、図１０を参照して説明する。図１０は、図８に示す中性点電圧加算部３０７で実行される制御方法を示すフローチャートである。本制御方法は、図１０に示すフローチャートのプログラムを、第３の実施形態に係る中性点電圧加算部３０７に組み込み実現している。図１０に示すように、相判定部３０７１は、ｄｑ−３相変換部３０６から中性点電圧加算部３０７へ出力されたｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］から電圧位相を演算部３０７３に演算させる（ステップＳ３０１）。次に、相判定部３０７１は、上記電圧位相から最大相Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅおよび最小相Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅを判定する（ステップＳ３０２）。次に、図１０に示したように、図５に示したステップＳ１０３乃至Ｓ１０７の制御処理と全く同じ制御処理であるステップＳ３０３乃至Ｓ３０７の制御処理を実行する。以降、ステップＳ３０１乃至Ｓ３０７の制御処理を順次、繰り返し実行する。

このようにして、電流位相および電圧位相と電流位相の差である位相差を演算することなく、ある位相における固定する１相を決定する。当該１相のデューティー比が上記位相で０％または１００％になるように、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算している。これから、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。

以上より、第３の実施形態に係るモーターコントローラ３０は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］とｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］を求める電流制御部１０５を備える。当該電流制御部１０５は、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］、トルク指令値Ｔ^＊［Ｎ・ｍ］および３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］に基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］とｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］を求める。また、モーターコントローラ３０は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］とｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］を３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］に変換するｄｑ−３相変換部３０６を備える。更に、相判定部３０７１は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］から演算された電圧位相から最大相Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅおよび最小相Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅを判定している。このようにしても、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。

（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態に係るインバータシステムについて、第２の実施形態に係るインバータシステムと異なる点を中心に図１１乃至図１３を参照して説明する。また、第４の実施形態に係るインバータシステムについて、第２の実施形態に係るインバータシステムと同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。図１１は、本発明の第４の実施形態に係るインバータシステムの構成を示す図である。図１１に示すように、第４の実施形態に係るインバータシステムは、第２の実施形態とほとんど同じである。第４の実施形態に係るインバータシステムが、第２の実施形態に係るインバータシステムと異なる点は、変換手段であるｄｑ−３相変換部４０６の出力と、中性点電圧加算手段である中性点電圧加算部４０７が異なる点だけである。第４の実施形態に係るモーターコントローラ４０では、ｄｑ−３相変換部４０６から中性点電圧加算部４０７へｄｑ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］、ｖｑ^＊［Ｖ］および３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］を出力する。

次に、第４の実施形態に係る中性点電圧加算部４０７の内部構造について、図１２を参照して説明する。図１２は、図１１に示す中性点電圧加算部４０７の内部ブロック図である。図１２に示すように、中性点電圧加算部４０７は、第２の実施形態と同様に、相判定手段である相判定部４０７１と、比較手段である比較部４０７２と、演算手段である演算部４０７３とを備えている。相判定部４０７１は、第２の実施形態と異なり、ｄｑ−３相変換部４０６から中性点電圧加算部４０７へ出力されたｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］から電圧位相を演算部４０７３に演算させる。上記電圧位相から最大相Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅおよび最小相Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅを判定する。更に、比較部４０７２の比較結果に基づいて、演算部４０７３に中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算させる。

比較部４０７２は、最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］と、最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］を比較する。第２の実施形態と同様に、最小相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］が最大相の電流値の絶対値｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜［Ａ］より大きいか否か判定する。そして、ある位相における固定する１相を決定する。演算部４０７３は、上記のように、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］から電圧位相を演算する。また、比較部４０７２の比較結果に基づいて、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。更に、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］およびＶ相電流ｉｖ［Ａ］からＷ相電流ｉｗ［Ａ］を演算する。

（中性点電圧加算部４０７で実行される制御方法）
次に、第４の実施形態に係る中性点電圧加算部４０７で実行される制御方法について、図１３を参照して説明する。図１３は、図１１に示す中性点電圧加算部４０７で実行される制御方法を示すフローチャートである。本制御方法は、図１３に示すフローチャートのプログラムを、第４の実施形態に係る中性点電圧加算部４０７に組み込み実現している。図１３に示すように、相判定部４０７１は、ｄｑ−３相変換部４０６から中性点電圧加算部４０７へ出力されたｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］から電圧位相を演算部４０７３に演算させる（ステップＳ４０１）。次に、相判定部４０７１は、上記電圧位相から最大相Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅおよび最小相Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅを判定する（ステップＳ４０２）。次に、図１３に示したように、図７に示したステップＳ２０３乃至Ｓ２０７の制御処理と全く同じ制御処理であるステップＳ４０３乃至Ｓ４０７の制御処理を実行する。以降、ステップＳ４０１乃至Ｓ４０７の制御処理を順次、繰り返し実行する。

このようにして、電流位相および電圧位相と電流位相の差である位相差を演算することなく、ある位相における固定する１相を決定する。当該１相のデューティー比が上記位相で０％または１００％になるように、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算している。これから、第２の実施形態と同様の効果を取得できる。

以上より、第４の実施形態に係るモーターコントローラ４０は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］とｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］を求める電流制御部１０５を備える。当該電流制御部１０５は、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］、トルク指令値Ｔ^＊［Ｎ・ｍ］および３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］に基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］とｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］を求める。また、第４の実施形態に係るモーターコントローラ４０は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］とｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］を３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］に変換するｄｑ−３相変換部４０６を備える。更に、相判定部４０７１は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］から演算された電圧位相から最大相Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅおよび最小相Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅを判定している。このようにしても、第２の実施形態と同様の効果を取得できる。

なお、以上に述べた実施形態は、本発明の実施の一例であり、本発明の範囲はこれらに限定されるものでなく、特許請求の範囲に記載した範囲内で、他の様々な実施形態に適用可能である。例えば、第１乃至第４の実施形態に係るモーターコントローラでは、微分部１０１、θ演算部１０２、３相−ｄｑ変換部１０３および電流ＭＡＰ部１０４を含んでいるが、特にこれに限定されるものでなく、含まなくても良い。微分部１０１、θ演算部１０２、３相−ｄｑ変換部１０３および電流ＭＡＰ部１０４を備える他の装置と伝送できれば良い。

また、第１および第２の実施形態に係るモーターコントローラでは、電流制御部１０５およびｄｑ−３相変換部１０６を含んでいるが、特にこれに限定されるものでなく、含まなくても良い。電流制御部１０５およびｄｑ−３相変換部１０６を備える他の装置と伝送できれば良い。

また、第３および第４の実施形態に係るモーターコントローラでは、ｄｑ−３相変換部から中性点電圧加算部へｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］を出力しているが、特にこれに限定されるものでなく、電流制御部１０５から出力しても良い。

また、第１乃至第４の実施形態に係る中性点電圧加算部で実行される制御方法において、Ｗ相電流ｉｗ［Ａ］を毎回演算しているが、特にこれに限定されるものでなく、必要な場合のみ演算しても良い。すなわち、最大相Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅおよび最小相Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅのどちらもＷ相でない場合、Ｗ相電流ｉｗ［Ａ］を演算しないようにしても良い。

本発明の第１の実施形態に係るインバータシステムの概略構成図 図1に示すインバータシステムの構成を示すブロック図 スイッチング損失が最小となる２相変調とスイッチング損失が最大となる２相変調における電圧電流波形を示す図 図２に示す中性点電圧加算部の内部ブロック図 図２に示す中性点電圧加算部で実行される制御方法を示すフローチャート 本発明の第２の実施形態に係る中性点電圧加算部の内部ブロック図 図６に示す中性点電圧加算部で実行される制御方法を示すフローチャート 本発明の第３の実施形態に係るインバータシステムの構成を示す図 図８に示す中性点電圧加算部の内部ブロック図 図８に示す中性点電圧加算部で実行される制御方法を示すフローチャート 本発明の第４の実施形態に係るインバータシステムの構成を示す図 図１１に示す中性点電圧加算部の内部ブロック図 図１１に示す中性点電圧加算部で実行される制御方法を示すフローチャート

符号の説明

１ インバータ、２ 電流センサ、３ 電動機であるモーター、４ レゾルバ、
１０、３０、４０ 制御装置であるモーターコントローラ、
１０１ 微分部、１０２ θ演算部、１０３ ３相−ｄｑ変換部、
１０４ 電流ＭＡＰ部、１０５ 電圧指令値演算手段である電流制御部、
１０６、３０６、４０６ 変換手段であるｄｑ−３相変換部、
１０７、２０７、３０７，４０７ 中性点電圧加算手段である中性点電圧加算部、１０８ ＰＷＭ信号生成手段であるＰＷＭ生成部、
１０７１、２０７１、３０７１、４０７１ 相判定手段である相判定部、
１０７２、２０７２、３０７２、４０７２ 比較手段である比較部、
１０７３、２０７３、３０７３、４０７３ 演算手段である演算部、
Ｔ^＊ トルク指令値、ｉｄ^＊ ｄ軸電流指令値、ｉｑ^＊ ｑ軸電流指令値、
ｖｄ^＊ ｄ軸電圧指令値、ｖｑ^＊ ｑ軸電圧指令値、ｖｕ^＊ Ｕ相電圧指令値、
ｖｖ^＊ Ｖ相電圧指令値、ｖｗ^＊ Ｗ相電圧指令値、
ｖｕ’^* 中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値、
ｖｖ’^＊ 中性点電圧加算後Ｖ相電圧指令値、
ｖｗ’^＊ 中性点電圧加算後Ｗ相電圧指令値、ｔｕ Ｕ相ＰＷＭ信号、
ｔｖ Ｖ相ＰＷＭ信号、ｔｗ Ｗ相ＰＷＭ信号、ｉｕ Ｕ相電流、
ｉｖ Ｖ相電流、ｉｗ Ｗ相電流、ｉｄ ｄ軸電流、ｉｑ ｑ軸電流、
θ モーター電気角度、ω モーター角周波数、Ｖｃ 中性点電圧、
Ｂ 直流電源、Ｔｕ＋、Ｔｕ− Ｕ相スイッチング素子、
Ｔｖ＋、Ｔｖ− Ｖ相スイッチング素子、
Ｔｗ＋、Ｔｗ− Ｗ相スイッチング素子、
Ｄｕ＋、Ｄｕ− Ｕ相還流素子、Ｄｖ＋、Ｄｖ− Ｖ相還流素子、
Ｄｗ＋、Ｄｗ− Ｗ相還流素子、
Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ 最大相、Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ 最小相、
Ｖ＿ｍａｘ インバータ出力電圧の最大値、
Ｖ＿ｍｉｎ インバータ出力電圧の最小値、
Ｖ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ） 最大相の電圧指令値、
Ｖ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ） 最小相の電圧指令値、
｜Ｉ（Ｖｍａｘ＿ｐｈａｓｅ）｜ 最大相の電流値の絶対値、
｜Ｉ（Ｖｍｉｎ＿ｐｈａｓｅ）｜ 最小相の電流値の絶対値

Claims (5)

1. インバータの３相のうちの１相のデューティー比をある位相で０％または１００％に固定する２相変調を実施するために、電動機の角周波数、トルク指令値および前記電動機に流れる３相電流に基づいて求められた３相電圧指令値全てに同じ中性点電圧を加算する中性点電圧加算手段と、
   前記中性点電圧を加算した後の３相電圧指令値に基づいて、前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、を備える電動機の制御装置であって、
   前記中性点電圧加算手段は、前記３相電圧指令値のうち電圧指令値が最大となる最大相および最小となる最小相を判定する相判定手段と、
   前記３相電流における前記最大相の電流値の絶対値と、前記３相電流における前記最小相の電流値の絶対値とを比較し、前記固定する前記１相を決定する比較手段と、
   前記比較手段の比較結果に基づいて、前記中性点電圧を演算する演算手段とを備えることを特徴とする電動機の制御装置。
2. 前記演算手段は、前記最大相の前記電流値の前記絶対値が前記最小相の前記電流値の前記絶対値より大きいと前記比較手段が判定した場合、前記インバータの出力電圧の最大値と前記最大相の電圧指令値の偏差を前記中性点電圧とし、
   前記最大相の前記電流値の前記絶対値が前記最小相の前記電流値の前記絶対値より大きくないと前記比較手段が判定した場合、前記インバータの前記出力電圧の最小値と前記最小相の電圧指令値の偏差を前記中性点電圧とすることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
3. 前記演算手段は、前記最小相の前記電流値の前記絶対値が前記最大相の前記電流値の前記絶対値より大きいと前記比較手段が判定した場合、前記インバータの出力電圧の最大値と前記最大相の電圧指令値の偏差を前記中性点電圧とし、
   前記最小相の前記電流値の前記絶対値が前記最大相の前記電流値の前記絶対値より大きくないと前記比較手段が判定した場合、前記インバータの前記出力電圧の最小値と前記最小相の電圧指令値の偏差を前記中性点電圧とすることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
4. 前記電動機の前記角周波数、前記トルク指令値および前記３相電流に基づいて、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を求める電圧指令値演算手段と、
   前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値を前記３相電圧指令値に変換する変換手段とを備え、
   前記相判定手段は、前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値から演算された電圧位相から前記最大相および前記最小相を判定することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電動機の制御装置。
5. 中性点電圧加算手段の相判定手段により、電動機の角周波数、トルク指令値および前記電動機に流れる３相電流に基づいて求められた３相電圧指令値のうち電圧指令値が最大となる最大相および最小となる最小相を判定し、
   前記中性点電圧加算手段の比較手段により、前記３相電流における前記最大相の電流値の絶対値と、前記３相電流における前記最小相の電流値の絶対値とを比較し、インバータの３相のうち、デューティー比をある位相で０％または１００％に固定する１相を決定し、
   前記中性点電圧加算手段の演算手段により、前記比較手段の比較結果に基づいて、中性点電圧を演算し、前記３相電圧指令値全てに同じ前記中性点電圧を加算し、
   ＰＷＭ信号生成手段により、前記中性点電圧を加算した後の３相電圧指令値に基づいて、前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成することを特徴とする電動機の制御方法。

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