JP2014124023A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】新たな制御方式でシンクロナスリラクタンスモータを制御することができるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】ｑ軸電流指令値生成部４４は、電機子電流指令値Ｉ_ａ ^＊を、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊として設定する。ｄ軸電流指令値設定部４３は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を零に設定する。座標変換用回転角設定部５５は、座標変換部５１，５６において、座標変換に用いられる座標変換用回転角δを設定する。具体的には、座標変換用回転角設定部５５は、電動モータ１８を回転させるべき方向が第１方向である場合には、δ＝θ−（９０−β）に基づいて、座標変換用回転角δを設定する。一方、電動モータ１８を回転させるべき方向が第２方向である場合には、座標変換用回転角設定部５５は、δ＝θ＋（９０−β）に基づいて、座標変換用回転角δを設定する。
【選択図】図２

Description

この発明は、シンクロナスリラクタンスモータを制御するモータ制御装置に関する。

電磁エネルギーの位置に対する変化によって発生するリラクタンストルクのみを利用して、ロータを回転させるリラクタンスモータが知られている。リラクタンスモータには、ステータおよびロータが突極部を有するスイッチトリラクタンスモータ（ＳＲＭ：Switched Reluctance Motor）と、ステータがブラシレスモータと同様の構造のシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ：Synchronous Reluctance Motor）とがある。

特開2002-305900号公報

長谷川 勝（中部大学）、道木 慎二（名古屋大学）、佐竹 明善（オークマ）、王 道洪（岐阜大学）、「永久磁石電動機・リラクタンスモータの駆動回路技術とドライブ制御技術 −６．リラクタンスモータ制御技術− 」、平成１６年電気学会産業応用部門大会論文集、Ｉ−１１９〜Ｉ−１２４（２００４）

シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）は、ステータおよびロータのうち、ロータのみに突極部を有している。ＳｙｎＲＭでは、ロータの突極部により、磁束の流れやすい突極部の方向（以下、「ｄ軸方向」という）と磁束が流れにくい非突極部の方向（以下、「ｑ軸方向」という）とがある。このため、ｄ軸方向のインダクタンス（以下、「ｄ軸インダクタンス」という）とｑ軸方向のインダクタンス（以下、「ｑ軸インダクタンス」という）の差によりリラクタンストルクが発生し、このリラクタンストルクによってロータが回転する。

ＳｙｎＲＭをブラシレスモータと同様な方法で制御することが考えられる。つまり、電機子電流の指令値である電流指令値Ｉ_ａ ^＊を設定し、設定された電流指令値Ｉ_ａ ^＊からｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊およびｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊を演算し、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊と実ｑ軸電流との偏差およびｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊と実ｄ軸電流との偏差に基づいて、ＳｙｎＲＭを電流フィードバック制御することが考えられる。

ＳｙｎＲＭでは、ｑ軸電流ｉ_ｑおよびｄ軸電流ｉ_ｄは、それぞれ次式(1),(2)で表される。
ｉ_ｑ＝Ｉ_ａ・sinβ …(1)
ｉ_ｄ＝Ｉ_ａ・cosβ …(2)
Ｉ_ａは、回転磁界をつくるための電流ベクトルの大きさ（電機子電流）である。βは電流位相角であり、回転磁界をつくるための電流ベクトル（電機子電流ベクトル）とｄ軸との位相差である。

また、Ｌ_ｄをｄ軸インダクタンス、Ｌ_ｑをｑ軸インダクタンスとすると、極対数がＰ_ｎのＳｙｎＲＭの発生トルクＴは、次式(3) で表される。
Ｔ＝Ｐ_ｎ・（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）・ｉ_ｄ・ｉ_ｑ
＝１／２｛Ｐ_ｎ・（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）・Ｉ_ａ ^２sin２β｝ …(3)
式(3)からわかるように、ＳｙｎＲＭにおいては、ブラシレスモータと異なり、電流指令値Ｉ_ａ ^＊の極性を反転してもトルクの方向は逆にならない。したがって、ＳｙｎＲＭにおいては、電流指令値Ｉ_ａ ^＊の極性を変えても、回転方向を反転させることができない。一方、ＳｙｎＲＭにおいては、式(3)からわかるように、式(3)内のβを−βに置き換えることによって、回転方向を反転させることができる。

一方、極対数がＰ_ｎのブラシレスモータの発生トルクＴは、次式(4) で表される。
Ｔ＝Ｐ_ｎ・ψ_ａ・ｉ_ｑ …(4)
ここで、ψ_ａは電機子鎖交磁束であり、ｉ_ｑはｑ軸電流である。
ブラシレスモータでは、ロータのトルク発生に寄与するのは、ｑ軸電流ｉ_ｑおよびｄ軸電流ｉ_ｄのうちのｑ軸電流ｉ_ｑのみであるので、一般的には、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊が零に設定され、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊が有意値に設定される。

それに対してＳｙｎＲＭでは、式(3)からわかるように、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄおよびｑ軸インダクタンスＬ_ｑが電流位相角βによって変動しなければ、電流位相角βが４５度のときにモータトルクＴは最大となる。このため、電流位相角βは、たとえば４５度付近の値となる。したがって、ＳｙｎＲＭを制御する場合には、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊およびｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の両方を有意値とするのが自然な考え方である。しかながら、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊およびｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の両方を有意値とすると、電機子電流の大きさは、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊だけでなく、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の影響をも受けることになる。このため、ｑ軸電流制御とｄ軸電流制御とが干渉し合うので、ＳｙｎＲＭの制御が不安定になるおそれがある。

この発明の目的は、新たな方式でシンクロナスリラクタンスモータを制御することができるモータ制御装置を提供することである。

請求項１記載の発明は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線（１０１，１０２，１０３）を有するステータ（１０５）と複数の突極部を有するロータ（１００）とを備えたシンクロナスリラクタンスモータを制御するモータ制御装置（１２）であって、前記モータの回転角を検出する回転角検出手段（２５）と、前記モータの各ステータ巻線に流れる電流を検出する電流検出手段（３３）と、前記電流検出手段によって検出される三相の検出電流をｄｑ座標系の二相検出電流に変換する三相／二相座標変換手段（５６）と、前記モータの電流位相角を演算する電流位相角演算手段（５４）と、前記モータの電流指令値を設定する電流指令値設定手段（４１）と、前記電流指令値設定手段によって設定された電流指令値に基づいて、ｄｑ座標系の二相指示電流値を演算する二相指示電流演算手段（４３，４４）と、前記二相指示電流演算手段によって演算された二相指示電流値と、前記三相／二相座標変換手段によって得られた二相検出電流とに基づいて、ｄｑ座標系の二相指示電圧を演算する電流フィードバック手段（４５〜５０）と、前記電流フィードバック手段によって演算された二相指示電圧を、ＵＶＷ座標系の三相指示電圧に変換する二相／三相座標変換手段（５１）と、前記三相／二相座標変換手段および前記二相／三相座標変換手段において、座標変換のために用いられる座標変換用回転角を設定する座標変換用回転角設定手段（５５）とを含み、前記電流指令値設定手段は、ｄ軸電流指令値を零に設定し、ｑ軸電流指令値を有意値に設定するように構成されており、前記回転角検出手段によって検出される回転角をθとし、前記電流位相角演算手段によって演算される電流位相角をβ（≧０）とすると、前記座標変換用回転角設定手段は、｛θ−（９０−β）｝および｛θ＋（９０−β）｝のうちから、前記モータを回転させるべき方向に応じた回転角を選択して設定するように構成されている、モータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は、後述の実施形態における対応構成要素等を表すが、むろん、この発明の範囲は当該実施形態に限定されない。以下、この項において同じ。

この発明によれば、シンクロナスリラクタンスモータを制御する場合においても、ｄ軸電流指令値を零に設定し、ｑ軸電流指令値を有意値に設定することができる。これにより、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の両方を有意値としてシンクロナスリラクタンスモータを制御する場合に比べて、安定した制御を実現することができる。
請求項２記載の発明は、前記電流位相角演算手段は、前記電流検出手段によって検出される検出電流に基づいて、電流位相角を演算するように構成されている、請求項１に記載のモータ制御装置である。

図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。 図２は、ＥＣＵの電気的構成を示す概略図である。 図３は、電動モータの構成を説明するための図解図である。 図４は、検出操舵トルクＴｈの絶対値に対する電流指令値Ｉ_ａ ^＊の設定例を示すグラフである。 図５は、複数の電機子電流Ｉ_ａ毎に取得した電流位相角βに対するモータトルクＴの特性データの一例を示すグラフである。 図６は、各電機子電流Ｉ_ａに対してモータトルクＴが最大となる電流位相角βの実測データと、各電機子電流Ｉ_ａとモータトルクＴが最大となる電流位相角βとの関係を近似的に表した直線とを示すグラフである。 図７は、電流指令値Ｉ_ａ ^＊が正の値である場合に、本実施形態によるモータ制御方法によって、電動モータを正転方向に回転させることができることを説明するための模式図である。 図８は、電流指令値Ｉ_ａ ^＊が負の値である場合に、本実施形態によるモータ制御方法によって、電動モータを逆転方向に回転させることができることを説明するための模式図である。

以下では、この発明の実施形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。
電動パワーステアリング装置１は、車両を操向するための操舵部材としてのステアリングホイール２と、このステアリングホイール２の回転に連動して転舵輪３を転舵する転舵機構４と、運転者の操舵を補助するための操舵補助機構５とを備えている。ステアリングホイール２と転舵機構４とは、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して機械的に連結されている。

ステアリングシャフト６は、ステアリングホイール２に連結された入力軸８と、中間軸７に連結された出力軸９とを含む。入力軸８と出力軸９とは、トーションバー１０を介して同一軸線上で相対回転可能に連結されている。すなわち、ステアリングホイール２が回転されると、入力軸８および出力軸９は、互いに相対回転しつつ同一方向に回転するようになっている。

ステアリングシャフト６の周囲には、トルクセンサ１１が設けられている。トルクセンサ１１は、入力軸８および出力軸９の相対回転変位量に基づいて、ステアリングホイール２に与えられた操舵トルクを検出する。トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクは、ＥＣＵ（電子制御ユニット：Electronic Control Unit）１２に入力される。
転舵機構４は、ピニオン軸１３と、転舵軸としてのラック軸１４とを含むラックアンドピニオン機構からなる。ラック軸１４の各端部には、タイロッド１５およびナックルアーム（図示略）を介して転舵輪３が連結されている。ピニオン軸１３は、中間軸７に連結されている。ピニオン軸１３は、ステアリングホイール２の操舵に連動して回転するようになっている。ピニオン軸１３の先端には、ピニオン１６が連結されている。

ラック軸１４は、自動車の左右方向（直進方向に直交する方向）に沿って直線状に延びている。ラック軸１４の軸方向の中間部には、ピニオン１６に噛み合うラック１７が形成されている。このピニオン１６およびラック１７によって、ピニオン軸１３の回転がラック軸１４の軸方向移動に変換される。ラック軸１４を軸方向に移動させることによって、転舵輪３を転舵することができる。

ステアリングホイール２が操舵（回転）されると、この回転が、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して、ピニオン軸１３に伝達される。そして、ピニオン軸１３の回転は、ピニオン１６およびラック１７によって、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。
操舵補助機構５は、操舵補助用の電動モータ１８と、電動モータ１８の出力トルクを転舵機構４に伝達するための減速機構１９とを含む。電動モータ１８は、この実施形態では、シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）からなる。減速機構１９は、ウォーム軸２０と、このウォーム軸２０と噛み合うウォームホイール２１とを含むウォームギヤ機構からなる。減速機構１９は、伝達機構ハウジングとしてのギヤハウジング２２内に収容されている。

ウォーム軸２０は、電動モータ１８によって回転駆動される。また、ウォームホイール２１は、ステアリングシャフト６とは同方向に回転可能に連結されている。ウォームホイール２１は、ウォーム軸２０によって回転駆動される。
電動モータ１８によってウォーム軸２０が回転駆動されると、ウォームホイール２１が回転駆動され、ステアリングシャフト６が回転する。そして、ステアリングシャフト６の回転は、中間軸７を介してピニオン軸１３に伝達される。ピニオン軸１３の回転は、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。すなわち、電動モータ１８によってウォーム軸２０を回転駆動することによって、転舵輪３が転舵されるようになっている。

電動モータ１８のロータの回転角（ロータ回転角）は、レゾルバ等の回転角センサ２５によって検出される。回転角センサ２５の出力信号は、ＥＣＵ１２に入力される。電動モータ１８は、モータ制御装置としてのＥＣＵ１２によって制御される。
図２は、ＥＣＵ１２の電気的構成を示す概略図である。
ＥＣＵ１２は、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴｈに応じて電動モータ１８を駆動することによって、操舵状況に応じた適切な操舵補助を実現する。

電動モータ１８は、前述したようにシンクロナスリラクタンスモータであり、図３に図解的に示すように、周方向に間隔をおいて配置された複数の突極部を有するロータ１００と、電機子巻線を有するステータ１０５とを備えている。電機子巻線は、Ｕ相のステータ巻線１０１、Ｖ相のステータ巻線１０２およびＷ相のステータ巻線１０３が星型結線されることにより構成されている。

各相のステータ巻線１０１，１０２，１０３の方向にＵ軸、Ｖ軸およびＷ軸をとった三相固定座標（ＵＶＷ座標系）が定義される。また、ロータ１００の回転中心側から外周部へ磁束の流れやすい突極部の方向にｄ軸方向をとり、ロータ１００の回転中心側から外周部へ磁束が流れにくい非突極部の方向にｑ軸方向をとった二相回転座標系（ｄｑ座標系。実回転座標系）が定義される。ｄｑ座標系は、ロータ１００の回転角（ロータ回転角）θに従う実回転座標系である。ロータ回転角θ（電気角）は、この実施形態では、隣接する２つの突起部（ｄ軸）のうちの基準となる一方の突極部（ｄ軸）のＵ軸から反時計回りの回転角として定義される。基準となる前記一方の突極部の方向を＋ｄ軸方向といい、それに隣接する他方の突極部の方向を−ｄ軸方向ということにする。＋ｄ軸に対して電気角で＋９０度回転した軸を＋ｑ軸とい、＋ｄ軸に対して電気角で−９０度回転した軸を−ｑ軸ということにする。ロータ１００（突極部）に生じる磁極（Ｎ極およびＳ極）は、ｄｑ座標系における電流ベクトルＩ_ａの方向によって決定される。この実施形態では、電動モータ１８の正転方向は、図３におけるロータ１００の反時計方向に対応し、電動モータ１８の逆転方向は、図３におけるロータ１００の時計方向に対応するものとする。

通常は、ロータ回転角θを用いることによって、ＵＶＷ座標系とｄｑ座標系との間での座標変換が行われる（たとえば、特開２００９−１３７３２３号公報の式（１），（２）参照）。ただし、この実施形態では、後述するように、ロータ回転角θの代わりに、座標変換用回転角δを用いて座標変換が行われる。
図３において、Ｉ_ａは、回転磁界をつくるための電流ベクトル（電機子電流ベクトル）である。βは電流位相角であり、電機子電流ベクトルＩ_ａとｄ軸との位相差である。

ＥＣＵ１２は、マイクロコンピュータ３１と、このマイクロコンピュータ３１によって制御され、電動モータ１８に電力を供給する駆動回路（インバータ回路）３２と、電動モータ１８の各相のステータ巻線１０１，１０２，１０３に流れる電流を検出する電流検出部３３とを備えている。
電流検出部３３は、電動モータ１８の各相のステータ巻線に流れる相電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗ（以下、総称するときには「三相検出電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗ」という）を検出する。これらは、ＵＶＷ座標系における各座標軸方向の電流値である。

マイクロコンピュータ３１は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭ，ＲＡＭなど）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、電流指令値設定部４１と、ｄ軸電流指令値設定部４３と、ｑ軸電流指令値設定部４４と、ｄ軸電流偏差演算部４５と、ｑ軸電流偏差演算部４６と、ｄ軸ＰＩ（比例積分）制御部４７と、ｑ軸ＰＩ（比例積分）制御部４８と、ｄ軸指示電圧生成部４９と、ｑ軸指示電圧生成部５０と、二相／三相座標変換部５１と、ＰＷＭ制御部５２と、回転角演算部５３と、電流位相角演算部５４と、座標変換用回転角設定部５５と、三相／二相座標変換部５６とが含まれている。

電流指令値設定部４１は、電動モータ１８の電機子電流の指令値である電流指令値Ｉ_ａ ^＊を設定する。具体的には、電流指令値設定部４１は、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルク（検出操舵トルクＴｈ）に基づいて電流指令値Ｉ_ａ ^＊を設定する。検出操舵トルクＴｈに対する電流指令値Ｉ_ａ ^＊の設定例は、図４に示されている。検出操舵トルクＴｈは、たとえば左方向への操舵のためのトルクが正の値にとられ、右方向への操舵のためのトルクが負の値にとられている。電動モータ１８左方向への操舵を補助するためのモータトルクの方向は、電動モータ１８の正転方向に対応し、右方向への操舵を補助するためのモータトルクの方向は、電動モータ１８の逆転方向に対応するものとする。電流指令値Ｉ_ａ ^＊は、電動モータ１８から左方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには正の値とされ、電動モータ１８から右方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには負の値とされる。

電流指令値Ｉ_ａ ^＊は、検出操舵トルクＴｈの正の値に対しては正をとり、検出操舵トルクＴｈの負の値に対しては負の値をとる。検出操舵トルクＴｈが零のときには、電流指令値Ｉ_ａ ^＊は零とされる。そして、検出操舵トルクＴｈの絶対値が大きくなるほど、電流指令値Ｉ_ａ ^＊の絶対値は大きな値とされる。これにより、検出操舵トルクＴｈの絶対値が大きくなるほど、操舵補助力を大きくすることができる。

電流指令値設定部４１は、たとえば、図４に示されるような操舵トルクＴｈと電流指令値Ｉ_ａ ^＊との関係を記憶したマップまたはそれらの関係を表す演算式を用いて、操舵トルクＴｈに応じた電流指令値Ｉ_ａ ^＊を設定する。電流指令値設定部４１によって設定された電流指令値Ｉ_ａ ^＊は、ｑ軸電流指令値設定部４４に与えられる。
ｑ軸電流指令値生成部４４は、電流指令値設定部４１から与えられた電機子電流指令値Ｉ_ａ ^＊を、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊として設定する。つまり、電流指令値設定部４１によって設定された電機子電流指令値Ｉ_ａ ^＊がｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊となる。ｄ軸電流指令値設定部４３は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を設定する。ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊は、零に設定される。つまり、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊が有意値とされ、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊が零とされる。ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊は、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を総称して、「二相指示電流ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊」という場合がある。

回転角演算部５３は、回転角センサ２５の出力信号に基づいて、電動モータ１８のロータの回転角（ロータ回転角）θを演算する。回転角演算部５３によって演算されたロータ回転角θは、座標変換用回転角設定部５５に与えられる。
電流位相角演算部５４は、電流検出部３３によって検出された三相検出電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗに基づいて、電流位相角β（電気角）［deg］を演算する。電流位相角演算部５４の動作の詳細については、後述する。電流位相角演算部５４によって演算された電流位相角βは、座標変換用回転角設定部５５に与えられる。

座標変換用回転角設定部５５は、二相／三相座標変換部５１および三相／二相座標変換部５６において座標変換に用いられる座標変換用回転角δを演算する。具体的には、座標変換用回転角設定部５５は、回転角演算部５３によって演算されたロータ回転角θと、電流位相角演算部５４によって演算された電流位相角βと、電流指令値設定部４１によって設定された電流指令値Ｉ_ａ ^＊とに基づいて、座標変換用回転角δを演算する。座標変換用回転角設定部５５の動作の詳細については後述する。

電流検出部３３によって検出された三相検出電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗは、三相／二相座標変換部５６にも与えられる。三相／二相座標変換部５６は、座標変換用回転角設定部５５によって演算された座標変換用回転角δをロータ回転角θの代わりに用いて、三相検出電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗをｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑに変換する。以下、ｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑを総称するときには「二相検出電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑ」という。

三相／二相座標変換部５６によって得られたｄ軸電流ｉ_ｄは、ｄ軸電流偏差演算部４５に与えられる。三相／二相座標変換部５６によって得られたｑ軸電流ｉ_ｑは、ｑ軸電流偏差演算部４６に与えられる。
ｄ軸電流偏差演算部４５は、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊に対するｄ軸電流ｉ_ｄの偏差を演算する。ｄ軸電流偏差演算部４５によって演算された電流偏差は、ｄ軸ＰＩ制御部４７に与えられて、ＰＩ演算処理を受ける。ｄ軸指示電圧生成部４９は、ｄ軸ＰＩ制御部４７の演算結果に応じて、ｄ軸指示電圧ｖ_ｄ ^＊を生成する。

ｑ軸電流偏差演算部４６は、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊に対するｑ軸電流ｉ_ｑの偏差を演算する。ｑ軸電流偏差演算部４６によって演算された電流偏差は、ｑ軸ＰＩ制御部４８に与えられて、ＰＩ演算処理を受ける。ｑ軸指示電圧生成部５０は、ｑ軸ＰＩ制御部４８の演算結果に応じて、ｑ軸指示電圧ｖ_ｑ ^＊を生成する。以下、ｄ軸指示電圧ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸指示電圧ｖ_ｑ ^＊を総称するときには「二相指示電圧ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊」という。

二相指示電圧ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊は、二相／三相座標変換部５１に与えられる。二相／三相座標変換部５１は、座標変換用回転角設定部５５によって演算された座標変換用回転角δをロータ回転角θの代わりに用いて、ｄ軸指示電圧ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸指示電圧ｖ_ｑ ^＊を、Ｕ相，Ｖ相およびＷ相の指示電圧ｖ_Ｕ ^＊，ｖ_Ｖ ^＊，ｖ_Ｗ ^＊に変換する。以下、Ｕ相，Ｖ相およびＷ相の指示電圧ｖ_Ｕ ^＊，ｖ_Ｖ ^＊，ｖ_Ｗ ^＊を総称するときには「三相指示電圧ｖ_Ｕ ^＊，ｖ_Ｖ ^＊，ｖ_Ｗ ^＊」という。

ＰＷＭ制御部５２は、Ｕ相指示電圧ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ相指示電圧ｖ_Ｖ ^＊およびＷ相指示電圧ｖ_Ｗ ^＊にそれぞれ対応するデューティ比のＵ相ＰＷＭ制御信号、Ｖ相ＰＷＭ制御信号およびＷ相ＰＷＭ制御信号を生成し、駆動回路３２に供給する。
駆動回路３２は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に対応した三相インバータ回路からなる。このインバータ回路を構成するパワー素子がＰＷＭ制御部５２から与えられるＰＷＭ制御信号によって制御されることにより、三相指示電圧ｖ_Ｕ ^＊，ｖ_Ｖ ^＊，ｖ_Ｗ ^＊に相当する電圧が電動モータ１８の各相のステータ巻線に印加されることになる。

電流偏差演算部４５，４６およびＰＩ制御部４７，４８は、電流フィードバック制御手段を構成している。この電流フィードバック制御手段の働きによって、電動モータ１８に流れるモータ電流が、ｄ軸およびｑ軸電流指令値設定部４３，４４によって演算される二相指示電流ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊に近づくように制御される。
次に電流位相角演算部５４の動作について詳しく説明する。電流位相角演算部５４は、電流検出部３３によって検出された三相検出電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗから演算される電機子電流Ｉ_ａと、予め設定された電流位相角演算式とに基づいて、電機子電流Ｉ_ａに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角β（電気角）［deg］を演算する。

この実施形態では、座標変換部５６によって得られるｑ軸電流ｉ_ｑが、電流位相角βを演算するための電機子電流Ｉ_ａとして用いられる。電流位相角演算式の作成方法について説明する。
電動モータ１８を高効率で駆動するためには、電機子電流に対するモータトルクの比が大きくなるように電動モータ１８を制御すればよい。

極対数がＰ_ｎであるシンクロナスリラクタンスモータにおけるモータトルクＴは、次式(5)で表される。
Ｔ＝Ｐ_ｎ・（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）・ｉ_ｄ・ｉ_ｑ …(5)
Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス［H］であり、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス［H］である。また、ｉ_ｄはｄ軸電流［A］であり、ｉ_ｑはｑ軸電流［A］である。

電機子電流の大きさをＩ_ａ［A］とし、電流位相差をβ［deg］とすると、ｉ_ｑ＝Ｉ_ａ・sinβ，ｉ_ｄ＝Ｉ_ａ・cosβとなるので、モータトルクＴは、次式(6)で表される。なお、電流位相差βは、回転磁界をつくるための電流ベクトル（電機子電流ベクトル）とｄ軸との位相差である。
Ｔ＝（１／２）・Ｐ_ｎ・（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）・Ｉ_ａ ^２sin２β …(6)
したがって、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄおよびｑ軸インダクタンスＬ_ｑが電流位相角βによって変動しなければ、電流位相角βが４５［deg］のときにモータトルクＴは最大となる。しかしながら、ＳｙｎＲＭでは、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄおよびｑ軸インダクタンスＬ_ｑがロータコアの磁気飽和の影響を受けて変動するため、モータトルクＴは電流位相角βが４５［deg］のときに必ずしも最大にならない。

そこで、この実施形態では、電動モータ１８に対して予め実験を行うことにより、使用する電機子電流Ｉ_ａの範囲において、複数の電機子電流Ｉ_ａ毎に電流位相角βに対するモータトルクＴの特性データを取得する。
図５は、複数の電機子電流Ｉ_ａ毎に取得した電流位相角βに対するモータトルクＴの特性データの一例を示すグラフである。図５の特性データは、前記非特許文献１に掲載のデータを転用したものである。図５では、横軸に電流位相角βをとり、縦軸にモータトルクＴをとり、各電機子電流Ｉ_ａの電流位相角βに対するモータトルクＴの特性を、それぞれ曲線で表している。

図５のグラフにおいて、各電機子電流Ｉ_ａに対応する電流位相角−モータトルク特性曲線上の最大トルク値を結ぶ曲線を直線近似することにより、電機子電流Ｉ_ａとその電機子電流Ｉ_ａに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角βとの関係を表す近似式を求める。具体的には、次式（7）に基づいて、電機子電流Ｉ_ａと電流位相角βとの関係を表す近似式を求める。なお、電機子電流Ｉ_ａが零のときにモータトルクが最大となる電流位相角βは４５度になるものとする。

β＝｛（β_ｍａｘ−β_ｍｉｎ）／Ｉ_ａｍａｘ｝・Ｉ_ａ＋β_ｍｉｎ …(7)
Ｉ_ａｍａｘは、電機子電流Ｉ_ａの最大値（電流指令値Ｉ_ａ ^＊の最大値）であり、この例では、Ｉ_ａｍａｘ＝５０[A]である。β_ｍａｘは、電機子電流Ｉ_ａが最大値Ｉ_ａｍａｘである場合に、モータトルクＴが最大値となる電流位相角βであり、この例では、β_ｍａｘ＝６６[deg]であるとする。β_ｍｉｎは、電機子電流Ｉ_ａが最小値（零）である場合に、モータトルクＴが最大値となる電流位相角βであり、この例では、β_ｍｉｎ＝４５[deg]であるとする。

前記式(7)に、Ｉ_ａｍａｘ＝５０[A]、β_ｍａｘ＝６６[deg]およびβ_ｍａｘ＝４５[deg]を代入すると、次式(8)で表されるような近似式が得られる。
β＝（２１／５０)・Ｉ_ａ＋４５ …(8)
式(8)が、電機子電流Ｉ_ａから電流位相角βを演算するための演算式（電流位相角演算式）となる。

図６の折れ線ａは、各電機子電流Ｉ_ａに対してモータトルクＴが最大となる電流位相角βの実測データを示すグラフである。図６の直線ｂは、前記式(8)で表される近似直線を示している。
電流位相角演算部５４には、前述のようにして求められた電流位相角演算式（例えば前記式(8)）が予め設定されている。電流位相角演算部５４は、座標変換部５６から得られたｑ軸電流ｉ_ｑを電機子電流Ｉ_ａとし、予め設定されている電流位相角演算式と電機子電流Ｉ_ａとに基づいて、電流指令値Ｉ_ａに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角βを演算する。

次に、座標変換用回転角設定部５５の動作について詳しく説明する。座標変換用回転角設定部５５は、電流指令値Ｉ_ａ ^＊が零以上の値である場合には、つまり電動モータ１８が停止しているかまたは電動モータ１８を回転させるべき方向が正転方向である場合には、次式(9)に基づいて、座標変換用回転角δを設定する。
δ＝θ−（９０−β） …(9)
一方、電流指令値Ｉ_ａ ^＊が零未満の値である場合には、つまり電動モータ１８を回転させるべき方向が逆転方向である場合には、座標変換用回転角設定部５５は、次式(10)に基づいて、座標変換用回転角δを設定する。

δ＝θ＋（９０−β） …(10)
このように、電動モータ１８を回転させるべき方向に応じて、座標変換用回転角δが｛θ−（９０−β）｝または｛θ＋（９０−β）｝に設定されることにより、電動モータ１８をそれを回転させるべき方向に回転駆動することができる。
以下、この理由について説明する。以下において、演算式Ｉ_ｄ ^＊＝Ｉ_ａ ^＊cosβおよび演算式Ｉ_ｑ ^＊＝Ｉ_ａ ^＊sinβに基づいてｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を設定するとともに、ｄｑ座標系とＵＶＷ座標系との間の座標変換をロータ回転角θを用いて行うような制御方法を基本制御方法ということにする。基本制御方法においては、ＳｙｎＲＭの回転方向を反転させる場合には、電流指令値Ｉ_ａ ^＊の極性を変えずに、βが−βに置き換えられる。

まず、図７Ａ〜図７Ｃを参照して、電流指令値Ｉ_ａ ^＊が正の値（Ｉ_ａ ^＊＞０）である場合、つまり電動モータを正転方向に回転駆動させる場合について説明する。基本制御方法によって電動モータを正転方向に回転駆動させる場合を想定する。基本制御方法では、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊が、それぞれ演算式Ｉ_ｄ ^＊＝｜Ｉ_ａ ^＊｜cosβおよび演算式Ｉ_ｑ ^＊＝｜Ｉ_ａ ^＊｜sinβに基づいて設定される。また、二相／三相座標変換部および三相／二相座標変換部は回転角演算部によって演算されるロータ回転角θをそのまま用いて座標変換を行う。なお、βは４５度付近の角度であるとする。この場合には、ｄ軸電流成分ｉ_ｄがｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊（＞０）に等しくなりかつｑ軸電流成分ｉ_ｑがｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊（＞０）に等しくなるように電流制御が行われるので、電機子電流ベクトルＩ_ａは図７Ａに示すようになる。

ロータ１００には磁石が設けられてないので電動モータ１８が駆動されていないときには無極性である。ステータ巻線１０１〜１０３に電流が流れるとロータ１００に磁界が発生する。この際、ロータ１００の極性は、ステータ巻線１０１〜１０３に流れる電流の方向によって決まる。図７Ａにおいて、電機子電流ベクトルＩ_ａの終点がｄｑ座標系の第１象限または第４象限にある場合には、ロータ１００における＋ｄ軸方向に対応する突極部の極性がＮ極となり、−ｄ軸方向に対応する突極部の極性がＳ極となる。電機子電流ベクトルＩ_ａの終点がｄｑ座標系の第２象限または第３象限にある場合には、ロータ１００における＋ｄ軸方向に対応する突極部の極性がＳ極となり、−ｄ軸方向に対応する突極部の極性がＮ極となる。

そして、極性がＮ極である突極部が、電機子電流ベクトルＩ_ａ側に引き付けられる。したがって、図７Ａの例では、＋ｄ軸方向に対応する突極部が電機子電流ベクトルＩ_ａ側に引き付けられるので、ロータ１００は反時計方向（正転方向）に回転する。
次に、二相／三相座標変換部および三相／二相座標変換部は基本制御方法と同様に回転角演算部によって演算されたロータ回転角θをそのまま用いて座標変換を行うが、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊を零に設定し、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を図７Ａの電流指令値Ｉ_ａ ^＊（＞０）と同じ値に設定する場合を想定する。この場合には、ｄ軸電流成分ｉ_ｄが０となりかつｑ軸電流成分ｉ_ｑがＩ_ａ ^＊に等しくなるように電流制御が行われるので、電機子電流ベクトルＩ_ａは図７Ｂに示すようになる。このような制御では、電機子電流ベクトルＩ_ａを、図７Ａに示すような本来発生させるべき角度（方向）に発生させることができない。

そこで、前記実施形態のように、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊を零に設定し、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を図７Ａの電流指令値Ｉ_ａ ^＊と同じ値に設定した上で、各座標変換部５１，５６が座標変換用回転角｛θ−（９０−β）｝を用いて座標変換を行う場合を想定する。この場合には、各座標変換部５１，５５は、図７Ｃに示すように、ｑ軸を−（９０−β）度回転させたｑ’軸と、ｄ軸を−（９０−β）度回転させたｄ’軸とからなるｄ’ｑ’座標系で、座標変換を行うことになる。この際、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の大きさ（＝０）がｄ’軸電流成分ｉ_ｄ’となり、ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊（＝Ｉ_ａ ^＊）の大きさがｑ’軸 電流成分ｉ_ｑ’となるから、電機子電流ベクトルＩ_ａは図７Ｃに示すようになる。つまり、図７Ａに示す電流ベクトルＩ_ａの方向と同じ方向に電機子電流ベクトルＩ_ａを発生させることができる。したがって、電動モータ１８を回転させるべき方向に駆動させることができる。

次に、図８Ａ〜図８Ｃを参照して、電流指令値Ｉ_ａ ^＊が負の値（Ｉ_ａ ^＊＜０）である場合、つまり電動モータを逆転方向に回転駆動させる場合について説明する。基本制御方法によって電動モータを正転方向に回転駆動させる場合を想定する。電流指令値Ｉ_ａ ^＊が負の値である場合には、電動モータ１８を回転させるべき方向が逆転方向であることを示している。したがって、基本制御方法では、電流指令値Ｉ_ａ ^＊の極性を変えずに、βが−βに置き換えられる。つまり、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊が、それぞれ演算式Ｉ_ｄ ^＊＝｜Ｉ_ａ ^＊｜cos（−β）＝｜Ｉ_ａ ^＊｜cosβおよび演算式Ｉ_ｑ ^＊＝｜Ｉ_ａ ^＊｜sin（−β）＝−｜Ｉ_ａ ^＊｜sinβに基づいて設定される。また、二相／三相座標変換部および三相／二相座標変換部は回転角演算部によって演算されるロータ回転角θをそのまま用いて座標変換を行う。この場合には、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊が正の値（ｉ_ｄ ^＊＞０）となり、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊が負の値（ｉ_ｄ ^＊＜０）となる。そして、ｄ軸電流成分ｉ_ｄがｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊（＞０）に等しくなりかつｑ軸電流成分ｉ_ｑがｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊（＜０）に等しくなるように電流制御が行われるので、電機子電流ベクトルＩ_ａは図８Ａに示すようになる。この電機子電流ベクトルＩ_ａの終点はｄｑ座標系の第４象限にあるので、ロータ１００における＋ｄ軸方向に対応する突極部の極性がＮ極となり、−ｄ軸方向に対応する突極部の極性がＳ極となる。したがって、＋ｄ軸方向に対応する突極部が電機子電流ベクトルＩ_ａ側に引き付けられるのでロータ１００は時計方向（逆転方向）に回転する。

次に、二相／三相座標変換部および三相／二相座標変換部は基本制御方法と同様に回転角演算部によって演算されたロータ回転角θをそのまま用いて座標変換を行うが、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊を零に設定し、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を図８Ａの電流指令値Ｉ_ａ ^＊（＜０）と同じ値に設定する場合を想定する。この場合には、ｄ軸電流成分ｉ_ｄが０となりかつｑ軸電流成分ｉ_ｑがＩ_ａ ^＊（＜０）に等しくなるように電流制御が行われるので、電機子電流ベクトルＩ_ａは図８Ｂに示すようになる。このような制御では、電機子電流ベクトルＩ_ａを、図８Ａに示すような本来発生させるべき角度（方向）に発生させることができない。

そこで、前記実施形態のように、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊を零に設定し、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を図８Ａの電流指令値Ｉ_ａ ^＊（＜０）と同じ値に設定した上で、各座標変換部５１，５６が座標変換用回転角｛θ＋（９０−β）｝を用いて座標変換を行う場合を想定する。この場合には、各座標変換部５１，５５は、図８Ｃに示すように、ｄ軸を＋（９０−β）度回転させたｄ’軸と、ｑ軸を＋（９０−β）度回転させたｑ’軸とからなるｄ’ｑ’座標系で、座標変換を行うことになる。この際、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の大きさ（＝０）がｄ’軸電流成分ｉ_ｄ’となり、ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊（＝Ｉ_ａ ^＊＜０）がｑ’軸 電流成分ｉ_ｑ’となるから、電機子電流ベクトルＩ_ａは図８Ｃに示すようになる。つまり、図８Ａに示す電流ベクトルＩ_ａの方向と同じ方向に電機子電流ベクトルＩ_ａを発生させることができる。したがって、電動モータ（ＳｙｎＲＭ）１８を回転させるべき方向に駆動させることができる。

前記実施形態では、ＳｙｎＲＭを制御する場合においても、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊を零に設定し、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を有意値に設定することができる。これにより、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の両方を有意値にしてＳｙｎＲＭを制御する場合に比べて、安定した制御を実現することができるようになる。
以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明はさらに他の形態で実施することもできる。前述の実施形態では、電流位相角演算部５４は、電流検出部３３によって検出された検出電流から演算された電機子電流Ｉ_ａ（この実施形態ではｑ軸電流ｉ_ｑ）と、予め設定された電流位相角演算式（例えば式(8)参照）とに基づいて、電機子電流Ｉ_ａに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角βを演算している。しかし、電流位相角演算部５４は、前記電流位相角演算式によって表される電機子電流Ｉ_ａと電流位相角βとの関係を記憶したマップと、電流検出部３３によって検出された検出電流から演算された電機子電流Ｉ_ａとに基づいて、電機子電流Ｉ_ａに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角βを演算してもよい。

また、前述の実施形態では、前記式(6)に基づいて、各電機子電流Ｉ_ａに対応する電流位相角−モータトルク特性曲線上の最大トルク値を結ぶ曲線を直線近似し、得られた近似式に基づいて電流位相角演算式を求めている。しかし、最小二乗法等の他の方法によって、各電機子電流Ｉ_ａに対応する電流位相角−モータトルク特性曲線上の最大トルク値を結ぶ曲線を直線近似し、得られた近似式に基づいて電流位相角演算式を求めるようにしてもよい。

また、電流位相角演算部５４は、力率に基づいて、電流位相角βを演算するものであってもよいし、電動モータ１８の出力電圧に基づいて電流位相角βを演算するものであってもよい。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。

１１…トルクセンサ、１２…ＥＣＵ、１８…電動モータ、２５…回転角センサ、３１…マイクロコンピュータ、３３…電流検出部、４１…電流指令値設定部、４３…ｄ軸電流指令値設定部、４４…ｑ軸電流指令値設定部、４５…ｄ軸電流偏差演算部、４６…ｑ軸電流偏差演算部、４７…ｄ軸ＰＩ制御部、４８…ｑ軸ＰＩ制御部、４９…ｄ軸指示電圧生成部、 ５０…ｑ軸指示電圧生成部、５１…二相／三相座標変換部、５４…電流位相角演算部、５５…座標変換用回転角演算部、５６…三相／二相座標変換部、１００…ロータ、１０１，１０２，１０３…ステータ巻線、１０５…ステータ

Claims (2)

1. Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線を有するステータと複数の突極部を有するロータとを備えたシンクロナスリラクタンスモータを制御するモータ制御装置であって、
   前記モータの回転角を検出する回転角検出手段と、
   前記モータの各ステータ巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段によって検出される三相の検出電流をｄｑ座標系の二相検出電流に変換するための三相／二相座標変換手段と、
   前記モータの電流位相角を演算する電流位相角演算手段と、
   前記モータの電流指令値を設定する電流指令値設定手段と、
   前記電流指令値設定手段によって設定された電流指令値に基づいて、ｄｑ座標系の二相指示電流値を演算する二相指示電流演算手段と、
   前記二相指示電流演算手段によって演算された二相指示電流値と、前記三相／二相座標変換手段によって得られた二相検出電流とに基づいて、ｄｑ座標系の二相指示電圧を演算する電流フィードバック手段と、
   前記電流フィードバック手段によって演算された二相指示電圧を、ＵＶＷ座標系の三相指示電圧に変換するための二相／三相座標変換手段と、
   前記三相／二相座標変換手段および前記二相／三相座標変換手段において、座標変換のために用いられる座標変換用回転角を設定する座標変換用回転角設定手段とを含み、
   前記電流指令値設定手段は、ｄ軸電流指令値を零に設定し、ｑ軸電流指令値を有意値に設定するように構成されており、
   前記回転角検出手段によって検出される回転角をθとし、前記電流位相角演算手段によって演算される電流位相角をβ（≧０）とすると、前記座標変換用回転角設定手段は、｛θ−（９０−β）｝および｛θ＋（９０−β）｝のうちから、前記モータを回転させるべき方向に応じた回転角を選択して設定するように構成されている、モータ制御装置。
2. 前記電流位相角演算手段は、前記電流検出手段によって検出される検出電流に基づいて、電流位相角を演算するように構成されている、請求項１に記載のモータ制御装置。

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