JP2020043643A - ３相回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する３相回転機の制御装置において、大電流の通電により磁気飽和が生じた場合にもトルクリップルを低減可能な３相回転機の制御装置を提供する。【解決手段】二組の３相巻線組を有する埋込磁石型の３相回転機の駆動を制御する制御装置において、二つの電力変換器は、二組の巻線組に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、互いの位相差が（３０±６０×ｎ）［ｄｅｇ］である交流電流を二組の巻線組に出力する。制御部は、二組の巻線組に通電される相電流のピーク値を低減するように、ｄｑ座標上で基本波成分に重畳する６次成分のｄ軸電流及びｑ軸電流を演算し、３相回転機の通電を制御する。制御部は、基本波電流の振幅が第１閾値Ｘａ以下のとき、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ6／Ｉｑ6）を０とし、第２閾値Ｘｂ（≧Ｘａ）より大きいとき、６次ｄｑ振幅比を１とするように電流を演算する。【選択図】図１７

Description

本発明は、３相回転機の制御装置に関する。

従来、二組の巻線組を有する３相回転機の制御装置において、ｄｑ座標上で０次成分に重畳させる６次成分のｄｑ軸電流を演算することで、相電流１次成分に重畳させる５次、７次高調波成分を生成し、相電流ピーク値を低減する技術が知られている。

例えば特許文献１には、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する３相回転機の制御装置において、６次ｑ軸電流の振幅が６次ｄ軸電流の振幅よりも大きくなるように電流を演算する技術が開示されている。これにより、トルクリップルに起因する振動や騒音が低減されるとともに、相電流ピーク値に起因する発熱や損失が低減する。

特開２０１７−２２９１５０号公報

３相回転機への通電電流を大きくすることで、出力トルクを大きくすることができる。しかし、大電流を通電すると発熱が大きくなり、磁気飽和により３相回転機の性能低下や故障発生のおそれがある。特許文献１には、このように磁気飽和が生じる領域でのトルクリップルの低減に関して考慮されていない。

本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する３相回転機の制御装置において、大電流の通電により磁気飽和が生じた場合にもトルクリップルを低減可能な３相回転機の制御装置を提供することにある。

本発明による３相回転機の制御装置は、二組の３相巻線組（８０１、８０２）を有し、当該二組の巻線組に異なる位相の交流電流が通電されたとき、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する３相回転機（８０）の通電を制御する。この制御装置は、二つの電力変換器（６０１、６０２）及び制御部（６５）を備える。

二つの電力変換器は、二組の巻線組に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、ｎを整数とすると、互いの位相差が（３０±６０×ｎ）［ｄｅｇ］である交流電流を二組の巻線組に出力する。制御部は、二組の巻線組に通電される相電流のピーク値を低減するように、ｄｑ座標上で基本波成分に重畳する６（２ｋ＋１）次成分（ｋは０以上の整数）のｄ軸電流及びｑ軸電流を演算し、３相回転機の通電を制御する。

ここで、「６（２ｋ＋１）次成分のｑ軸電流の振幅に対する６（２ｋ＋１）次成分のｄ軸電流の振幅の比」を「高次ｄｑ振幅比」と定義する。制御部は、基本波電流振幅が第１閾値（Ｘａ）以下のとき、高次ｄｑ振幅比を０とし、基本波電流振幅が第１閾値以上である第２閾値（Ｘｂ）より大きいとき、高次ｄｑ振幅比を１とするように６（２ｋ＋１）次成分のｄ軸電流及びｑ軸電流を演算する。なお、６（２ｋ＋１）次成分には、６次、１８次、３０次等の成分が該当する。

例えば、第１閾値は磁気飽和し始める程度、第２閾値は磁気飽和しきった程度の基本波電流振幅に設定される。基本波電流振幅が第１閾値以下の領域では、高次ｄｑ振幅比が０のときトルクリップルが最小となる。一方、基本波電流振幅が第２閾値より大きい領域では、高次ｄｑ振幅比が１のときトルクリップルが最小となる。

そこで本発明では、ｄｑ座標上で０次成分に重畳させる６（２ｋ＋１）次成分のｄｑ軸電流の振幅比を、基本波電流振幅に応じて変化させる。したがって、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する３相回転機において、小電流又は大電流のいずれが通電される場合にも、トルクリップルを増大させることなく、発熱を適切に低減することができる。本発明は、大電流による発熱の低減、及び、トルクリップルに起因する騒音や振動の低減の両立が求められる電動パワーステアリング装置において特に有効である。

一実施形態による３相回転機の制御装置が適用される電動パワーステアリング装置の概略構成図。 二系統機電一体モータの軸方向断面図。 図２のＩＩＩ−ＩＩＩ線断面図。 埋込磁石構成を示す図２のＩＶ−ＩＶ線断面図。 二系統多相同軸モータの構成を示す模式図。 ３相回転機の制御装置の全体構成図。 一実施形態による制御部のブロック図。 図７のピーク低減電流指令値演算部のブロック図。 ３相回転機の回転数とｄ軸電流制限ゲインとの関係を示す特性図。 電流振幅基準値と電流振幅制限値との関係を示す特性図。 ３相回転機の回転数と電流振幅ゲインとの関係を示す特性図。 ０次電流ｄｑ軸電流位相θ_iと６次ｄｑ軸電流位相θ_i6との関係を規定するマップ。 ３相回転機の回転数と位相補償量との関係を示す特性図。 基本波振幅と、トルク、Ｋｔ₅、｜Ｌｄ−Ｌｑ｜との関係を示す図。 各電流領域でのトルクリップルの数値例を示す図。 ６次ｄｑ振幅比とトルクリップルとの関係を示す図。 基本波振幅に対する６次ｄｑ振幅比の切り替え例（１）を示す図。 基本波振幅に対する６次ｄｑ振幅比の切り替え例（２）を示す図。

以下、３相回転機の制御装置の一実施形態を図面に基づいて説明する。本実施形態において「３相回転機の制御装置」としてのＥＣＵは、車両の電動パワーステアリング装置に適用され、操舵アシストトルクを発生するモータ（すなわち、３相回転機）の通電を制御する。最初に図１〜図６を参照し、一般的な構成について説明する。

［電動パワーステアリング装置の構成］
図１に、電動パワーステアリング装置９０を含むステアリングシステム１００の全体構成を示す。なお、図１には、ＥＣＵ１０がモータ８０の軸方向の一方側に一体に構成されている「機電一体式」のモータ８００が図示されるが、ＥＣＵ１０とモータ８０とがハーネスで接続された「機電別体式」にも、本実施形態は同様に適用可能である。また、図１に示す電動パワーステアリング装置９０はコラムアシスト式であるが、ラックアシスト式の電動パワーステアリング装置にも、本実施形態は同様に適用可能である。

ステアリングシステム１００は、ハンドル９１、ステアリングシャフト９２、ピニオンギア９６、ラック軸９７、車輪９８、及び、電動パワーステアリング装置９０等を含む。ハンドル９１にはステアリングシャフト９２が接続されている。ステアリングシャフト９２の先端に設けられたピニオンギア９６は、ラック軸９７に噛み合っている。ラック軸９７の両端には、タイロッド等を介して一対の車輪９８が設けられる。運転者がハンドル９１を回転させると、ハンドル９１に接続されたステアリングシャフト９２が回転する。ステアリングシャフト９２の回転運動は、ピニオンギア９６によりラック軸９７の直線運動に変換され、ラック軸９７の変位量に応じた角度に一対の車輪９８が操舵される。

電動パワーステアリング装置９０は、操舵トルクセンサ９３、ＥＣＵ１０、モータ８０及び減速ギア９４等を含む。操舵トルクセンサ９３は、ステアリングシャフト９２の途中に設けられ、運転者の操舵トルクＴｓを検出する。ＥＣＵ１０は、操舵トルクＴｓに基づいてモータ８０が所望のアシストトルクを発生するようにモータ８０の駆動を制御する。モータ８０が出力したアシストトルクは、減速ギア９４を介してステアリングシャフト９２に伝達される。

モータ８０の軸方向の一方側にＥＣＵ１０が一体に構成された機電一体式モータ８００の構成について、図２〜図４を参照して説明する。図２に示す形態では、ＥＣＵ１０は、モータ８０の出力側とは反対側において、シャフト８７の軸Ａｘに対して同軸に配置されている。なお、他の実施形態では、ＥＣＵ１０は、モータ８０の出力側において、モータ８０と一体に構成されてもよい。モータ８０は、３相ブラシレスモータであって、ステータ８４０、ロータ８６０、及びそれらを収容するハウジング８３０を備えている。

ステータ８４０は、ハウジング８３０に固定されているステータコア８４４と、ステータコア８４４に組み付けられている二組の３相巻線組８０１、８０２とを有している。第１巻線組８０１を構成する各相巻線からは、リード線８５１、８５３、８５５が延び出している。第２巻線組８０２を構成する各相巻線からは、リード線８５２、８５４、８５６が延び出している。各相巻線は、ステータコア８４４の各スロット８４８に巻回される。以下、巻線組８０１、８０２と当該巻線組に対応する各構成とを含む単位を「系統」という。本実施形態は、二系統の構成である。

ロータ８６０は、リア軸受８３５及びフロント軸受８３６により支持されているシャフト８７と、シャフト８７が嵌入されたロータコア８６４とを有している。ロータ８６０は、ステータ８４０の内側に設けられており、ステータ８４０に対して相対回転可能である。本実施形態のモータ８０は、複数の磁石８６５がロータコア８６４の外周部に埋め込まれた埋込磁石型の同期回転機（いわゆるＩＰＭＳＭ）である。シャフト８７の一端には、回転角検出用の永久磁石８８が設けられている。

ハウジング８３０は、リアフレームエンド８３７を含む有底筒状のケース８３４と、ケース８３４の一端に設けられているフロントフレームエンド８３８とを有している。ケース８３４及びフロントフレームエンド８３８は、ボルト等により互いに締結されている。各巻線組８０１、８０２のリード線８５１、８５２等は、リアフレームエンド８３７のリード線挿通孔８３９を挿通してＥＣＵ１０側に延び、基板２３０に接続されている。

ＥＣＵ１０は、カバー２１と、カバー２１に固定されているヒートシンク２２と、ヒートシンク２２に固定されている基板２３０と、基板２３０に実装されている各種の電子部品とを備えている。カバー２１は、外部の衝撃から電子部品を保護したり、ＥＣＵ１０内への埃や水等の浸入を防止したりする。カバー２１は、外部からの給電ケーブルや信号ケーブルが外部接続用コネクタ部２１４と、カバー部２１３とを有している。外部接続用コネクタ部２１４の給電用端子２１５、２１６は、図示しない経路を経由して基板２３０に接続されている。

基板２３０は、例えばプリント基板であり、リアフレームエンド８３７と対向する位置に設けられ、ヒートシンク２２に固定されている。基板２３０には、二系統分の各電子部品が系統毎に独立して設けられている。本実施形態では基板２３０は一枚であるが、他の実施形態では、二枚以上の基板を備えるようにしてもよい。基板２３０の二つの主面のうち、リアフレームエンド８３７に対向している面をモータ面２３７とし、その反対側の面、すなわちヒートシンク２２に対向している面をカバー面２３８とする。

モータ面２３７には、複数のスイッチング素子２４１、２４２、回転角センサ２５１、２５２、カスタムＩＣ２６１、２６２等が実装されている。本実施形態では複数のスイッチング素子２４１、２４２は各系統について６個であり、モータ駆動回路の３相上下アームを構成する。回転角センサ２５１、２５２は、シャフト８７の先端に設けられた永久磁石８８と対向するように配置される。カスタムＩＣ２６１、２６２及びマイコン６７１、６７２は、ＥＣＵ１０の制御回路を有する。

カバー面２３８には、マイコン６７１、６７２、コンデンサ２８１、２８２、及び、インダクタ２７１、２７２等が実装されている。特に、第１マイコン６７１及び第２マイコン６７２は、同一の基板２３０の同一側の面であるカバー面２３８に、所定間隔を空けて配置されている。コンデンサ２８１、２８２は、電源から入力された電力を平滑化し、また、スイッチング素子２４１、２４２のスイッチング動作等に起因するノイズの流出を防止する。インダクタ２７１、２７２は、コンデンサ２８１、２８２と共にフィルタ回路を構成する。

図２、図３の例では、系統毎に二つの回転角センサ２５１、２５２や二つのマイコン６７１、６７２等が設けられているが、これらは、二系統共通に各一つ設けられてもよい。図６の例では、各一つの回転角センサ２５及びマイコン６７を備える構成が想定される。

図５、図６に示すように、ＥＣＵ１０の制御対象であるモータ８０は、二組の３相巻線組８０１、８０２が同軸に設けられた３相ブラシレスモータである。巻線組８０１、８０２は、電気的特性が同等であり、共通のステータ８４０に互いに電気角３０［ｄｅｇ］ずらして配置されている。

［制御装置の構成］
図６にＥＣＵ１０の全体構成を示す。「３相回転機」としてのモータ８０は、互いに磁気的に結合する二組の３相巻線組８０１、８０２を有する３相ブラシレスモータである。第１巻線組８０１はＵ相、Ｖ相、Ｗ相のコイル８１１、８１２、８１３により構成されている。第２巻線組８０２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のコイル８２１、８２２、８２３により構成されている。回転角センサ２５は、モータ８０の電気角θを検出し、制御部６５に出力する。

さらに、モータ８０は、ＩＰＭＳＭ、すなわち埋込磁石型の同期回転機である。一般に埋込磁石型回転機は、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する。つまり、各実施形態のＥＣＵ１０は、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生するモータ８０の駆動を制御することを前提とする。

「制御装置」としてのＥＣＵ１０は、「電力変換器」としてのインバータ６０１、６０２、電流センサ７０１、７０２、及び、制御部６５等を備えている。以下、巻線組、及び対応するインバータを含む構成要素の単位を「系統」という。第１系統のインバータ６０１及び第２系統の第２インバータ６０２は、二組の巻線組８０１、８０２に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、ｎを整数とすると、互いの位相差が（３０±６０×ｎ）［ｄｅｇ］である交流電流を二組の巻線組８０１、８０２に出力する。

インバータ６０１、６０２は、それぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴ等の６つのスイッチング素子６１１〜６１６、６２１〜６２６が、高電位ラインＬｐと低電位ラインＬｇとの間にブリッジ接続されている。インバータ６０１、６０２は、制御部６５の駆動回路６８からの駆動信号によりスイッチング動作し、バッテリ５１の直流電力を変換して、二組の巻線組８０１、８０２に供給する。インバータ６０１、６０２の入力部には、各系統の電源リレー５２１、５２２及び平滑コンデンサ５３が設けられている。また、分圧Ｖｒ１、Ｖｒ２を検出することにより入力電圧を検出可能である。

電流センサ７０１、７０２は、電流検出素子７１１、７１２、７１３、７２１、７２２、７２３により各系統の相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を検出し、制御部６５にフィードバックする。なお、電流、電圧等の物理量を表す記号の末尾数字「１」、「２」は、第１系統又は第２系統の物理量であることを示す。

制御部６５は、マイコン６７、駆動回路（又はプリドライバ）６８等で構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部６５は、ＲＯＭ等の実体的なメモリ装置（すなわち、読み出し可能非一時的有形記録媒体）に予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。制御部６５は、操舵トルクセンサ９３が検出した操舵トルクＴｓに基づきトルク指令を演算し、トルク指令、及び、相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２や電気角θのフィードバック情報等に基づいてモータ８０の通電を制御する。

次に図７を参照し、制御部６５の構成について説明する。制御部６５は、電流指令値加減算部４１、ピーク低減電流指令値演算部３０、加減算部３８、電流フィードバック演算部４０等を含む。この制御部６５は、二組の巻線組８０１、８０２に流れるｄｑ軸実電流の和と差を、二系統のｄｑ軸電流指令値の和と差に対してフィードバック制御する。この方式は、系統毎の電流指令値に対してフィードバック制御する構成に比べ、演算を簡単にすることができる。なお、以下の説明のうち多くの部分は特許文献１の記載と重複する。

電流指令値加減算部４１では、ｄ軸、ｑ軸毎に電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*が加減算され、電流指令値の和であるＩｄ和^*、Ｉｑ和^*、及び、電流指令値の差であるＩｄ差^*、Ｉｑ差^*が生成される。二系統の電気的特性は同等であるから、Ｉｄ和^*、Ｉｑ和^*はＩｄ^*、Ｉｑ^*の２倍に相当し、Ｉｄ差^*、Ｉｑ差^*は「０」に相当する。なお、電流指令値加減算部４１を設けず、「Ｉｄ和^*＝２×Ｉｄ^*、Ｉｑ和^*＝２×Ｉｑ^*、Ｉｄ差^*＝０、Ｉｑ差^*＝０」に設定する構成としてもよい。

ピーク低減電流指令値演算部３０は、二組の巻線組８０１、８０２に通電される相電流のピークを１次成分のピークに対し低減するように、相電流に重畳される高調波成分をｄｑ座標上で演算する。本実施形態では、ピーク低減電流指令値演算部３０は、相電流に重畳される高調波成分として、相電流１次成分の５倍の周波数を有する５次成分、及び、７倍の周波数を有する７次成分を生成する。

これに対応し、ピーク低減電流指令値演算部３０は、ｄｑ座標で０次成分の基本波に重畳される高調波成分として、相電流１次成分の６倍の周波数を有する６次成分のｄｑ軸電流を生成する。なお、６次成分は、一般化された次数である「６（２ｋ＋１）次（ｋは０以上の整数）」において、ｋ＝０の場合の次数成分である。ピーク低減電流指令値演算部３０の詳細構成については後述する。

以下、本明細書における６次ｄｑ軸電流とは、相電流ピーク低減を目的として基本波に重畳される電流指令値を意味する。第１系統及び第２系統における基本波振幅に対する６次ｄ軸電流の振幅を原則として「Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*」と表し、二系統間の電流差を「Ｉｄ差₆ ^*」と表す。同様に、第１系統及び第２系統における基本波振幅に対する６次ｄ軸電流の振幅を原則として「Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*」と表し、二系統間の電流差を「Ｉｑ差₆ ^*」と表す。

ただし、後述される「６次ｄｑ振幅比（すなわち、６次ｑ軸電流の振幅に対する６次ｄ軸電流の振幅の比）」の記号は、「^*」を省略して（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）と記す。また、６次ｄｑ振幅比に関する６次ｄ軸電流及び６次ｑ軸電流についても、適宜、「^*」を省略する場合がある。さらに、トルクと電流との関係等を示す数式では、電流が指令値であるか実値であるかに関係ないため、０次ｄｑ軸電流Ｉｄ₀、Ｉｑ₀及び６次ｄｑ軸電流Ｉｄ₆、Ｉｑ₆とも「^*」を省略して記す。

ピーク低減電流指令値演算部３０で系統毎に演算された６次ｄｑ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*、Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*は、加減算部３８にてｄ軸、ｑ軸毎に加減算される。電流位相が３０［ｄｅｇ］ずれた二系統の６次成分の和は相殺するから、Ｉｄ和₆ ^*、Ｉｑ和₆ ^*は０となる。

本実施形態では、６次ｑ軸電流Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*の振幅は、６次ｄ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*の振幅以上に設定される。ある場合には、６次ｑ軸電流Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*の振幅は正の値に設定され、６次ｄ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*の振幅は０に設定される。また別の場合には、６次ｑ軸電流Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*の振幅、及び、６次ｄ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*の振幅は、互いに等しい正の値に設定される。

加減算部３８で算出されたＩｄ差₆ ^*、Ｉｑ差₆ ^*は、それぞれ、電流指令値加減算部４１が算出した二系統のｄ軸電流指令値の差であるＩｄ差^*、及び、ｑ軸電流指令値の差であるＩｑ差^*、つまり「０」に加算される。こうして、電流指令値加減算部４１が算出したＩｄ和^*、Ｉｑ和^*は、そのまま電流フィードバック演算部４０に出力される。また、Ｉｄ差^*、Ｉｑ差^*には、Ｉｄ差₆ ^*、Ｉｑ差₆ ^*が加算されて電流フィードバック演算部４０に出力される。

電流フィードバック演算部４０は、和制御器４２１、差制御器４２、二系統電圧算出部４３、及び、フィードバック電流加減算部４６を含む。なお、本明細書では、「指令値と実値との偏差に基づくフィードバック演算を行う部分」を「電流フィードバック演算部」と定義する。そのため、フィードバック演算前後の座標変換部４４１、４４２、４５１、４５２を「電流フィードバック演算部」の枠外に図示する。

和制御器４２１には、Ｉｄ和^*、Ｉｑ和^*と、フィードバック電流加減算部４６で算出されたＩｄ和、Ｉｑ和との偏差が入力される。和制御器４２１は、これらの偏差を０に収束させるように、比例積分制御演算によって、二系統の電圧指令値の和であるＶｄ和、Ｖｑ和を演算する。

差制御器４２２には、Ｉｄ差^*（＝０）、及び「Ｉｑ差^*（＝０）にＩｑ差₆ ^*が加算された値」と、フィードバック電流加減算部４６で算出されたＩｄ差、Ｉｑ差との偏差が入力される。差制御器４２２は、これらの偏差を０に収束させるように、比例積分制御演算によって二系統の電圧指令値の差であるＶｄ差、Ｖｑ差を演算する。

図７の座標変換部４４１、４４２、４５１、４５２について、第１系統の制御ブロックに「第１」、第２系統の制御ブロックに「第２」を付して記す。ただし、二系統の各制御ブロックの機能は基本的に同じであるため、明細書中では「第１」、「第２」を適宜省略し、一括して説明する。座標変換演算において、第１系統では電気角として「θ」を用い、第２系統では位相が３０ｄｅｇずれた「θ−３０」を用いて演算する。以下、本明細書中の「θ」の単位は、［ｄｅｇ］とする。

系統電圧算出部４３は、Ｖｄ和、Ｖｑ和、Ｖｄ差、Ｖｑ差を、第１系統及び第２系統の電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１、Ｖｄ２、Ｖｑ２に変換し、２相３相変換部４４１、４４２に出力する。２相３相変換部４４１、４４２は、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ１、Ｖｑ１、Ｖｄ２、Ｖｑ２を３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に座標変換する。その後、３相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に基づき、ＰＷＭ制御等によって、インバータ６０１、６０２の駆動信号が生成される。

３相２相変換部４５１、４５２は、電流センサにて検出された実電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２をｄｑ軸電流Ｉｄ１、Ｉｑ１、Ｉｄ２、Ｉｑ２に座標変換してフィードバックする。フィードバック電流加減算部４６は、３相２相変換部４５１、４５２から入力された電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１、Ｉｄ２、Ｉｑ２を加減算し、Ｉｄ和、Ｉｑ和、Ｉｄ差、Ｉｑ差を算出する。

続いて、各実施形態に共通のピーク低減電流指令値演算部３０の構成について、図８〜図１３を参照する。図８に示すように、ピーク低減電流指令値演算部３０は、ｄ軸電流指令値制限部３１、電流振幅算出部３２、電流振幅制限部３３、電流振幅ゲイン設定部３４、電流位相算出部３５、位相補償量算出部３６、及び、最終電流指令値算出部３７を備える。

ピーク低減電流指令値演算部３０は、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に基づき、ピーク低減電流指令値として、６次ｄｑ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*、Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*を演算する。相電流ピークを低減することにより、特にモータ８０の零速度時、低回転時において、インバータ６０１、６０２や巻線組８０１、８０２の発熱を低減することができる。

ピーク低減電流指令値演算部３０には、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*の他に、回転角センサ８５で検出された電気角θ、及び、電気角θを時間微分して得られた電気角速度ωが入力される。電気角速度ωは、比例定数を乗じることによりモータ回転数［ｒｐｍ］に換算される。以下の明細書及び図面では「電気角速度ωを換算した回転数」を省略して、適宜「回転数ω」と記す。また、回転数ωの正負は、電気角θの正負、すなわちモータ８０の回転方向が反映される。ピーク低減電流指令値演算部３０は、相電流ピークを低減するように、ｄｑ座標上で６次成分のｄｑ軸電流を演算する。

次に、各ブロックにおける演算について説明する。各ブロックの演算は、マップの参照により実行してもよく、数式の演算により実行してもよい。

ｄ軸電流指令値制限部３１は、モータ８０の回転数ωに応じてｄ軸電流指令値Ｉｄ^*を制限し、ｄ軸電流指令制限値Ｉｄ^*＿ｌｉｍとして出力する。具体的には、図９に示すように、回転数ωの絶対値がωｄ₁以上のとき、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*にｄ軸電流制限ゲインＫｄとして「１」を乗じる。また、回転数ωの絶対値がωｄ₀未満のとき、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*にｄ軸電流制限ゲインＫｄとして「０」を乗じる。回転数ωの絶対値がωｄ₀からωｄ₁までの間では、ゲインＫｄを「０」から「１」まで漸増させる。

すなわち、回転数ωの絶対値がωｄ₁以上のとき、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*をそのまま維持し、回転数ωの絶対値がωｄ₀未満のとき、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*を０として電流位相θ_iを０ｄｅｇに固定する。また、回転数ωの絶対値がωｄ₀からωｄ₁までの間では、それらの間を徐変させる。これにより、回転数ωの絶対値がωｄ₀未満である低回転数領域において、０次ｄｑ軸電流位相θ_iの演算を省略することができる。ここで、電流位相θ_iは、ｄｑ軸座標においてＩｄ^*、Ｉｑ^*をそれぞれｄ軸、ｑ軸成分とする電流ベクトルの＋ｑ軸を基準とした角度に相当する。電流位相θ_iは、＋ｑ軸から反時計回り方向を正として定義される。

電流振幅算出部３２は、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に基づいて、基本波成分に重畳させる６次成分のｄ軸電流の振幅Ｉｄ₆ ^*及びｑ軸電流の振幅Ｉｑ₆ ^*を算出し、さらに６次成分の電流振幅基準値Ｉｐ₀（＝√（Ｉｄ₆ ^*2＋Ｉｑ₆ ^*2））を算出する。６次成分のｄ軸電流の振幅Ｉｄ₆ ^*及びｑ軸電流の振幅Ｉｑ₆ ^*は、ｄｑ電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*の基本波振幅√（Ｉｄ^*2＋Ｉｑ^*2）と所定値Ｘとの関係により、次のように場合分けされて算出される。所定値Ｘの技術的意義は後述する。

ここで、「６次ｑ軸電流の振幅Ｉｑ₆に対する６次ｄ軸電流の振幅Ｉｄ₆の比」を「６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）」と定義する。上述の通り、６次ｄｑ振幅比に関する６次ｄ軸電流及び６次ｑ軸電流の記号については、「Ｉｄ₆ ^*、Ｉｑ₆ ^*」の「^*」を省略し、「Ｉｄ₆、Ｉｑ₆」と記す。なお、一般化された「６（２ｋ＋１）次成分のｑ軸電流の振幅に対する６（２ｋ＋１）次成分のｄ軸電流の振幅の比」を「高次ｄｑ振幅比」という。「６次ｄｑ振幅比」は、ｋ＝０の場合の「高次ｄｑ振幅比」に相当する。

√（Ｉｄ^*2＋Ｉｑ^*2）≦Ｘのとき、６次ｄ軸電流及び６次ｑ軸電流の振幅Ｉｄ₆、Ｉｑ₆は、式（１．１）、（１．２）により算出される。このとき、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）は０である。
Ｉｄ₆＝０ ・・・（１．１）
Ｉｑ₆＝０．０４４×√（３／２）×√（Ｉｄ^*2＋Ｉｑ^*2） ・・・（１．２）

√（Ｉｄ^*2＋Ｉｑ^*2）＞Ｘのとき、６次ｄ軸電流及び６次ｑ軸電流の振幅Ｉｄ₆、Ｉｑ₆は、式（１．３）、（１．４）により算出される。このとき、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）は１である。
Ｉｄ₆＝０．０４４×√（３／２）×√（Ｉｄ^*2＋Ｉｑ^*2） ・・・（１．３）
Ｉｑ₆＝０．０４４×√（３／２）×√（Ｉｄ^*2＋Ｉｑ^*2） ・・・（１．４）

電流振幅制限部３３は、電流振幅基準値Ｉｐ₀の値を制限し、電流振幅制限値Ｉｐ_LIMとして出力する。具体的には、図１０に示すように、電流振幅基準値Ｉｐ₀の絶対値がＩｐ＿ｎｅｇ以上Ｉｐ＿ｇｒｄ以下のとき、電流振幅基準値Ｉｐ₀をそのまま維持する。一方、電流振幅基準値Ｉｐ₀の絶対値がＩｐ＿ｎｅｇ未満のとき、電流振幅制限値Ｉｐ_LIMを０とする。また、電流振幅基準値Ｉｐ₀の絶対値がＩｐ＿ｇｒｄを超えたとき、電流振幅制限値Ｉｐ_LIMをガード値±Ｉｐ＿ｇｒｄに制限する。

電流振幅基準値Ｉｐ₀の絶対値がＩｐ＿ｎｅｇより小さいときには相電流１次成分のピークが比較的低く、発熱が問題とならないため、あえてピークを低減する必要性が低い。したがって、電流振幅制限値Ｉｐ_LIMを０とし、ピーク低減電流指令値演算部３０が出力するピーク低減電流指令値を０とすることにより、ピーク低減電流指令値の演算を省略することができる。

電流振幅ゲイン設定部３４は、モータ８０の回転数ωに応じて電流振幅ゲインＫｐを設定する。電流振幅制限部３３が出力した電流振幅制限値Ｉｐ_LIMに電流振幅ゲインＫｐが乗算されて得られた電流振幅Ｉｐは、最終電流指令値算出部３７に出力される。

図１１（ａ）、（ｂ）に示すように、回転数ωの絶対値がωｐより大きいとき、電流振幅ゲインＫｐは「０」に設定される。すなわち、回転数ωの絶対値がωｐより大きい高回転数領域では、ピーク低減電流指令値を０とし、相電流ピークを低減するための通電を実施しない。したがって、電流振幅ゲイン設定部３４の回転数閾値ωｐと、ｄ軸電流指令値制限部３１の回転数閾値ωｄ₀との関係を「ωｄ₀≧ωｐ」にすると、すべての回転数領域で、電流位相θ_iの演算を省略することができる。

一方、回転数ωの絶対値がωｐ以下のとき、図１１（ａ）に示す例では、回転数ωが０に近づくほど直線的に増加するように電流振幅ゲインＫｐを設定する。また、図１１（ｂ）に示す例では、電流制御の応答遅れに伴い発生する振幅低下分を補正するように電流振幅ゲインＫｐを設定する。例えば、電流振幅ゲインＫｐは、回転数ωの絶対値がωｐから減少するに伴って増加し、さらに回転数ωの絶対値が０の近傍では再び減少するように設定される。この構成では、発熱に対するピーク値の影響が大きい零速度時及び低回転時には高調波成分を重畳させ、発熱に対する実効値の影響が大きい中、高回転時には高調波成分を重畳させないようにする。これにより、ニーズに応じた効果的な制御が可能となる。

電流位相算出部３５は、電流振幅ゲイン設定部３４の回転数閾値ωｐと、ｄ軸電流指令値制限部３１の回転数閾値ωｄ₀との関係が「ωｄ₀＜ωｐ」である場合、回転数ωの絶対値が「ωｄ₀＜｜ω｜＜ωｐ」の領域で、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に基づいて、０次ｄｑ軸電流位相θ_i及び６次ｄｑ軸電流位相θ_i6を算出し、最終電流指令値算出部３７に出力する。

０次ｄｑ軸電流位相θ_iは、（−１８０［ｄｅｇ］＜θ_i≦１８０［ｄｅｇ］）は、Ｉｄ^*、Ｉｑ^*の正負に応じて、式(２．１)〜（２．５）により算出される。

Ｉｑ^*＞０のとき、 θ_i＝ｔａｎ^-1（−Ｉｄ^*／Ｉｑ^*） ・・・（２．１）
Ｉｄ^*＞０、Ｉｑ^*＝０のとき、 θ_i＝−９０［ｄｅｇ］ ・・・（２．２）
Ｉｄ^*＜０、Ｉｑ^*＝０のとき、 θ_i＝９０［ｄｅｇ］ ・・・（２．３）
Ｉｄ^*＞０、Ｉｑ^*＜０のとき、 θ_i＝−１８０−ｔａｎ^-1（Ｉｄ^*／Ｉｑ^*）
・・・（２．４）
Ｉｄ^*≦０、Ｉｑ^*＜０のとき、 θ_i＝１８０−ｔａｎ^-1（Ｉｄ^*／Ｉｑ^*）
・・・（２．５）

６次ｄｑ軸電流位相θ_i6は、０次ｄｑ軸電流位相θ_iと同様に、＋ｑ軸から反時計回り方向を正として定義される。６次ｄｑ軸電流位相θ_i6は、ｄｑ電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*の基本波振幅√（Ｉｄ^*2＋Ｉｑ^*2）と所定値Ｘとの関係により、次のように場合分けされて算出される。

√（Ｉｄ^*2＋Ｉｑ^*2）≦Ｘのとき、６次ｄｑ軸電流位相θ_i6は、式「θ_i6＝６θ_i」、又は図１２（ａ）のマップを用いて算出される。図１２（ａ）のマップでは、｜θ_i｜が所定値以下の範囲では「（θ_i6／θ_i）＝６」であり、｜θ_i｜が所定値より大きくなると、「（θ_i6／θ_i）＞６」となっている。

√（Ｉｄ^*2＋Ｉｑ^*2）＞Ｘのとき、６次ｄｑ軸電流位相θ_i6は、式「θ_i6＝５θ_i」、又は図１２（ｂ）のマップを用いて算出される。図１２（ｂ）のマップでは、｜θ_i｜の値によらず、「（θ_i6／θ_i）＝５」で一定である。

位相補償量算出部３６は、モータ８０の回転数ωに応じた位相補償量θｃを算出する。回転数ωが高いほど、通電しようとする電流の周波数が高くなり、電流制御の応答遅れに伴い発生する位相遅れ分を補償する必要が生ずる。そこで、位相補償量算出部３６は、図１３に示すように、下限値θｃ＿ｍｉｎと上限値θｃ＿ｍａｘとの間で回転数ωに応じて正の相関を有する位相補償量θｃを算出し、最終電流指令値算出部３７に出力する。

最終電流指令値算出部３７は、電流振幅Ｉｐ、位相補償量θｃ、及び、場合によってはｄｑ軸電流位相θ_i、０次及び６次のｄｑ軸電流位相θ_i6が入力される。また、最終電流指令値算出部３７は、回転角センサ８５から電気角θを取得し、６次ｄｑ軸電流Ｉｄ１₆ ^*、Ｉｄ２₆ ^*、Ｉｑ１₆ ^*、Ｉｑ２₆ ^*を算出する。なお、加減算部３８を設けない構成では、最終電流指令値算出部３７は、二系統の６次ｄｑ軸電流の差であるＩｄ差₆ ^*、Ｉｑ差₆ ^*を算出する。

続いて、６次ｄ軸電流Ｉｄ₆及び６次ｑ軸電流Ｉｑ₆の振幅とモータ８０のトルクＴｍとの関係について説明する。マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生するモータのトルクＴｍは、式（３）で表される。ここで、Ｋｔはマグネットトルク定数、Ｌｄ、Ｌｑは、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを表す。一般に埋込磁石型回転機では「Ｌｄ≠Ｌｑ」であるため、式（３）右辺の第２項によるリラクタンストルクが発生する。
Ｔｍ＝Ｋｔ×Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ ・・・（３）

次に、電気角が３０［ｄｅｇ］ずれた位置関係に設けられた二系統の巻線組８０１、８０２に通電する電流について、ｄｑ座標上で０次成分の基本波に６次ｄｑ軸電流を重畳させる構成を適用する。二系統が正常であることを前提とすると、二系統のインバータ６０１、６０２が出力する交流電流の振幅は、互いに同一であり、互いの位相差が３０［ｄｅｇ］である。

第１系統ｄ軸磁束Φｄ１、第１系統ｑ軸磁束Φｑ１、ｄ軸トルク定数Ｋｔｄ及びｑ軸トルク定数Ｋｔｑは、式（４．１）〜（４．４）で表される。以下、記号末尾に付される下付き数字の「₀」、「₆」は、それぞれ０次成分及び６次成分を意味する。

また、各系統のｄｑ軸電流Ｉｄ１、Ｉｑ１、Ｉｄ２、Ｉｑ２は、０次成分及び６次成分により、それぞれ、式（５．１）〜（５．４）で表される。

上記に基づき、第１系統の巻線トルクＴｍ１、及び、第２系統の巻線トルクＴｍ２は、
式（６．１）、（６．２）で表される。

二系統の電気的特性は同等であるため、式（７．１）〜（７．４）にて、二系統に共通の０次ｄｑ軸電流Ｉｄ₀、Ｉｑ₀、及び、６次ｄｑ軸電流Ｉｄ₆、Ｉｑ₆を定義する。
Ｉｄ₀＝Ｉｄ１₀＝Ｉｄ２₀ ・・・（７．１）
Ｉｑ₀＝Ｉｑ１₀＝Ｉｑ２₀ ・・・（７．２）
Ｉｄ₆＝Ｉｄ１₆＝Ｉｄ２₆ ・・・（７．３）
Ｉｑ₆＝Ｉｑ１₆＝Ｉｑ２₆ ・・・（７．４）

式（７．１）〜（７．４）を用いて式（６．１）、（６．２）の両辺を合算すると、二系統の合計巻線トルクＴｍは、式（８）で表される。

式（８）において、０次成分Ｉｄ₀、Ｉｑ₀を含む項を削除すると、６次成分Ｉｄ₆、Ｉｑ₆に起因するトルクの６次成分Ｔｍ₆は、式（９）で表される。

また、ｄｑ軸６次のトルク定数Ｋｔｄ₆、Ｋｔｑ₆は、５次及び７次のトルク定数Ｋｔ₅、Ｋｔ₇を用いて、式（１０．１）、（１０．２）で表される。したがって、式（９）の第１行は、式（１０．３）のように書き直される．
Ｋｔｄ₆＝Ｋｔ₅−Ｋｔ₇ ・・・（１０．１）
Ｋｔｑ₆＝−Ｋｔ₅−Ｋｔ₇ ・・・（１０．２）

ここで、「２ｓｉｎ（６θ）ｃｏｓ（６θ）＝ｓｉｎ（１２θ）」であり、その最大値は１である。また、両振幅、すなわち「ｐｅａｋ ｔｏ ｐｅａｋ」は２である。したがって、「トルクの６次成分Ｔｍ₆の両振幅」を「トルクリップルＴ_RIP」と定義すると、トルクリップルＴ_RIPは、式（１１）で表される。

さらに、Ｋｔ₅＞＞Ｋｔ₇、｜Ｌｄ−Ｌｑ｜＞＞｜Ｍｄ−Ｍｑ｜の関係から、式（１１）のＫ_t7の項、及び、（Ｍｄ−Ｍｑ）の項を無視すると、式（１２）が得られる。

次に図１４を参照し、磁気飽和の影響について説明する。図１４には、電流（すなわち基本波振幅）とトルク、５次トルク定数Ｋｔ₅、及びｄｑ軸インダクタンスの差分絶対値｜Ｌｄ−Ｌｑ｜との関係が示される。磁気飽和していない領域Ｉでは、５次トルク定数Ｋｔ₅及びインダクタンス差分絶対値｜Ｌｄ−Ｌｑ｜は一定であり、トルクは電流にほぼ比例して増加する。領域Ｉよりも電流が増加する領域ＩＩで磁気飽和し始めると、５次トルク定数Ｋｔ₅は増加し、インダクタンス差分絶対値｜Ｌｄ−Ｌｑ｜は減少する。トルクは電流に対する比例関係が失われ、理想線を下回る。領域ＩＩＩではさらに電流が増加し、磁気飽和しきった状態となる。領域Ｉと領域ＩＩとの境界、及び、領域ＩＩと領域ＩＩＩとの境界は、例えば図１７に示す第１閾値Ｘａ及び第２閾値Ｘｂに相当する。

次に図１５を参照し、各電流領域でトルクリップルを低減する６次成分のｄｑ軸電流の振幅Ｉｄ₆、Ｉｑ₆について、具体的な数値例を用いて検証する。ここでは、０次ｑ軸電流振幅Ｉｑ₀を１００［Ａ］として計算する。

電流小であり磁気飽和しない領域Ｉにおける５次トルク定数Ｋｔ₅及びインダクタンス差分（Ｌｄ−Ｌｑ）を、０次成分のトルク定数Ｋｔ₀を基準として、以下のように仮定する。
Ｋｔ₅＝Ｋｔ₀×０．０１
（Ｌｄ−Ｌｑ）＝−Ｋｔ₀×０．１

６次ｄ軸電流振幅Ｉｄ₆＝０であり、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）＝０のとき、式（１２）の第２項は０であるため、（＊１）に示すように、式（１２）の第１項から、トルクリップルは「Ｔ_RIP＝Ｋｔ₀×０．１」と算出される。

また、６次ｄ軸電流振幅Ｉｄ₆と６次ｑ軸電流振幅Ｉｑ₆とが等しく、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）＝１のとき、式（１２）の第１項は０であるため、（＊２）に示すように、式（１２）の第２項から、トルクリップルは「Ｔ_RIP＝Ｋｔ₀×５」と算出される。小さい方のトルクリップルである「０．１」に下線を付す。領域Ｉでは、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）＝０のときの方がトルクリップルをより低減することができる。

一方、電流大であり磁気飽和しきった領域ＩＩＩにおける５次トルク定数Ｋ_t5及びインダクタンス差分（Ｌｄ−Ｌｑ）を、以下のように仮定する。
Ｋｔ₅＝Ｋｔ₀×０．０８
（Ｌｄ−Ｌｑ）＝−Ｋｔ₀×０．０１

６次ｄ軸電流振幅Ｉｄ₆＝０であり、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）＝０のとき、上記同様に式（１２）の第１項から、トルクリップルは「Ｔ_RIP＝Ｋｔ₀×０．８」と算出される。また、６次ｄ軸電流振幅Ｉｄ₆と６次ｑ軸電流振幅Ｉｑ₆とが等しく、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）＝１のとき、上記同様に式（１２）の第２項から、トルクリップルは「Ｔ_RIP＝Ｋｔ₀×０．５」と算出される。小さい方のトルクリップルである「０．５」に下線を付す。領域ＩＩＩでは、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）＝１のときの方がトルクリップルをより低減することができる。

さらに、領域Ｉと領域ＩＩＩとの中間の領域ＩＩにおける５次トルク定数Ｋｔ₅及びインダクタンス差分（Ｌｄ−Ｌｑ）を、以下のように仮定する。
Ｋｔ₅＝Ｋｔ₀×０．０６５
（Ｌｄ−Ｌｑ）＝−Ｋｔ₀×０．０６５

この場合、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）が０のとき、及び１のとき、トルクリップルは、いずれも「Ｔ_RIP＝Ｋ_t0×０．６５」と算出される。さらに、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）を０．２、０．４、０．６、０．８のように、０と１との間の値に設定し、式（１２）の第１項及び第２項を加算した場合も、トルクリップルは、「Ｔ_RIP＝Ｋ_t0×０．６５」と算出される。

上記例によるトルクリップルの計算結果は、図１６のグラフに表される。トルクリップルＴ_RIPの許容閾値を「Ｋ_t0×０．７」とすると、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）を、小電流領域Ｉでは０付近の値に設定することが好ましく、大電流領域ＩＩＩでは１付近の値に設定することが好ましい。

そこで、図１７、図１８に示すように、電流振幅算出部３２は、基本波電流振幅と第１閾値Ｘａ及び第２閾値Ｘｂとの大小関係に応じて６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）を切り替える。図１７、図１８に共通して「Ｘａ≦Ｘｂ」、すなわち、第２閾値Ｘｂは第１閾値Ｘａ以上に設定されている。例えば第１閾値Ｘａは、磁気飽和に至らない領域Ｉの上限付近に設定され、第２閾値Ｘｂは、磁気飽和している領域ＩＩまたは領域ＩＩＩに設定される。

電流振幅算出部３２は、基本波電流振幅が第１閾値Ｘａ以下のとき、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）を０とし、基本波電流振幅が第２閾値Ｘｂより大きいとき、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）を１とするように６次ｄ軸電流の振幅Ｉｄ₆、及び、６次ｑ軸電流Ｉｑ₆を演算する。

図１７に示す例では、「Ｘａ＜Ｘｂ」、すなわち、第２閾値Ｘｂは第１閾値Ｘａより大きく設定されている。この場合、第１閾値Ｘａと第２閾値Ｘｂとの間を「移行領域」と定義する。電流振幅算出部３２は、移行領域において、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）の値を０以上１以下の範囲で設定する。

特許文献１の第２実施形態には、６次ｄ軸電流Ｉｄ₆及び６次ｑ軸電流Ｉｑ₆を共に非ゼロの値とすることで、６次ｄ軸電流Ｉｄ₆を０とする場合に対し、「相電流５次成分及び相電流７次成分の振幅の組み合わせを幅広く設定可能である」ことが開示されている。この知見に基づくと、トルクリップルＴ_RIPが図１６に参照されるように許容閾値以下に収まる場合、トルクリップルＴ_RIPを最小とすることを優先するのでなく、６次ｄ軸電流Ｉｄ₆及び６次ｑ軸電流Ｉｑ₆を共に流した方が良い場合がある。その場合、移行領域での６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）は、０より大きく１より小さい値に設される。

図１８に示す例では、「Ｘ＝Ｘａ＝Ｘｂ」、すなわち、第１閾値Ｘａ及び第２閾値Ｘｂは同じ値Ｘに設定されている。この制御例では、６次ｄｑ振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）は、０又は１の二値で選択されるため、構成が単純となる。この閾値Ｘが、電流振幅算出部３２及び電流位相算出部３５の説明に用いた「所定値Ｘ」に相当する。

ここで、電流振幅算出部３２は、所定のパラメータに応じて第１閾値Ｘａ及び第２閾値Ｘｂを可変に設定してもよい。所定のパラメータには、磁気特性に影響するモータ温度等が含まれる。例えば製造初期には、基準温度における磁気特性に応じて第１閾値Ｘａ及び第２閾値Ｘｂのデフォルト値が設定されるが、使用環境の温度に応じて閾値Ｘａ、Ｘｂが変更されることで制御条件が適切に調整される。なお、図１８に示す例では、一つの閾値Ｘが可変に設定される。

（効果）
特許文献１の従来技術では、磁気飽和が生じる領域でのトルクリップルの低減に関して考慮されていない。それに対し本実施形態の制御部６５は、ｄｑ座標上で０次成分に重畳させる６次成分のｄｑ軸電流の振幅比（Ｉｄ₆／Ｉｑ₆）を、基本波電流振幅に応じて変化させる。したがって、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生するモータ８０において、小電流又は大電流のいずれが通電される場合にも、トルクリップルＴ_RIPを増大させることなく、発熱を適切に低減することができる。

特に車両の電動パワーステアリング装置では、搭載スペースの制約等により小型のＥＣＵ１０で大電流を通電させる必要があるため、相電流ピークの低減により、発熱や損失を低減するニーズが大きい。一方、トルクリップルによる騒音や振動が運転者の操舵フィーリングや商品性に及ぼす影響も大きく、トルクリップル低減のニーズも大きい。したがって本実施形態は、大電流による発熱の低減、及び、トルクリップルに起因する騒音や振動の低減の両立が求められる電動パワーステアリング装置において特に有効である。

（その他の実施形態）
（ａ）上記実施形態では、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する典型的な３相回転機として埋込磁石型回転機を挙げている。ただし、表面磁石型回転機でも微小なリラクタンストルクを発生する場合があるため、本発明を表面磁石型回転機の制御装置に適用することも可能である。

（ｂ）上記実施形態では、３相回転機において相電流５次、７次成分に座標変換されるｄｑ軸６次成分の電流振幅の制御について説明している。この制御は、ｄｑ軸６次成分の他、１８次、３０次等、一般に「６（２ｋ＋１）次（ｋは０以上の整数）」と表される各次成分について同様に適用可能である。

（ｃ）上記実施形態では、振幅比１と振幅比０で６次ｄ軸電流Ｉｄ₆の大きさを同じとしたが、振幅比１では６次ｄ軸電流Ｉｄ₆を増やした方がピークが低減できるため、振幅比１の時の方が振幅比０の時よりも６次ｄ軸電流Ｉｄ₆を大きくしてもよい。

（ｄ）制御部は、特許文献１において第３実施形態の図１５に記載されたトルクリップル補償量算出部の構成や、第４実施形態の図１６に記載されたデッドタイム補償の構成を同様に備えてもよい。また、特許文献１において「その他の実施形態（ｃ）」に記載されたように、ｄｑ軸電流指令値の和と差に対しフィードバック制御する構成に代えて、系統毎の電流指令値に対しフィードバック制御する構成としてもよい。

（ｅ）その他、３相回転機の制御装置の具体的な構成は、上記実施形態の図２、図３等に例示した構成に限らない。例えばインバータのスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタやＩＧＢＴ等であってもよい。

（ｆ）本発明の３相回転機の制御装置は、電動パワーステアリング装置の操舵アシストモータの制御装置に限らず、他の３相モータまたは発電機用の制御装置として適用されてもよい。

以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。

１０ ・・・ＥＣＵ（制御装置）、
６０１、６０２・・・インバータ（電力変換器）、
６５ ・・・制御部、
８０ ・・・モータ（３相回転機）、
８０１、８０２・・・巻線組。

Claims (4)

1. 二組の３相巻線組（８０１、８０２）を有し、当該二組の巻線組に異なる位相の交流電流が通電されたとき、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する３相回転機（８０）の通電を制御する制御装置であって、
   前記二組の巻線組に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、ｎを整数とすると、互いの位相差が（３０±６０×ｎ）［ｄｅｇ］である交流電流を前記二組の巻線組に出力する二つの電力変換器（６０１、６０２）と、
   前記二組の巻線組に通電される相電流のピーク値を低減するように、ｄｑ座標上で基本波成分に重畳させる６（２ｋ＋１）次（ｋは０以上の整数）成分のｄ軸電流及びｑ軸電流を演算し、前記３相回転機の通電を制御する制御部（６５）と、
   を備え、
   ６（２ｋ＋１）次成分のｑ軸電流の振幅に対する６（２ｋ＋１）次成分のｄ軸電流の振幅の比を高次ｄｑ振幅比と定義すると、
   前記制御部は、
   基本波電流振幅が第１閾値（Ｘａ）以下のとき、前記高次ｄｑ振幅比を０とし、
   基本波電流振幅が前記第１閾値以上である第２閾値（Ｘｂ）より大きいとき、前記高次ｄｑ振幅比を１とするように６（２ｋ＋１）次成分のｄ軸電流及びｑ軸電流を演算する３相回転機の制御装置。
2. 前記第２閾値が前記第１閾値より大きく設定されている場合、基本波電流振幅が前記第１閾値と前記第２閾値との間を移行領域と定義すると、
   前記制御部は、前記移行領域において、前記高次ｄｑ振幅比の値を０以上１以下の範囲で設定する請求項１に記載の３相回転機の制御装置。
3. 前記制御部は、
   前記３相回転機の温度を含む所定のパラメータに応じて前記第１閾値及び前記第２閾値を可変に設定する請求項１または２に記載の３相回転機の制御装置。
4. 車両の電動パワーステアリング装置（９０）に適用され、前記３相回転機としての操舵アシストモータの駆動を制御する請求項１〜３のいずれか一項に記載の３相回転機の制御装置。

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