CN103684167A - 用于三相旋转机的控制设备 - Google Patents

Abstract

提供了控制设备（10）和电动力转向系统（1）。控制设备（10）具有两个逆变器（601，602），控制设备（10）输出具有相同幅度和30°相位差的AC电流（Iu1，Iu2）。当电动机磁通量（ψu1，ψu2）包括五次谐波的失真成分时，在每个驱动系统的扭矩（T1，T2）中生成六次谐波的扭矩纹波。在两个驱动系统的扭矩和（Tsum）中，六次谐波的扭矩纹波被抵消。具有五倍频率的五次谐波电流被叠加在电流的基本成分（Iu1₁，Iu2₁）上，使得基波电流的峰值被降低。结果，由电流峰值引起的热生成能够被降低。

Description

用于三相旋转机的控制设备

技术领域

本发明涉及一种用于三相旋转机的控制设备。

背景技术

在传统上知道，在用于具有三相线圈组的三相旋转机的驱动控制设备中，通过将n次谐波叠加在AC电流的主要成分上来降低扭矩纹波（torqueripple）（例如，对应于JP-A-2006-158198的JP3804686）。这种情况下的n次谐波（第n阶谐波）通常是五次谐波。

旋转机的扭矩由电流与磁通量的乘积来确定，因此如果电流和磁通量的乘积不随相位变化，则不出现扭矩纹波。然而，在磁通量包含失真成分的情况下，很可能由于与失真成分对应的扭矩的影响而出现扭矩纹波。

在上述专利文献中公开的驱动控制设备中，电动机由电力转换器所构成的一个驱动系统来驱动。例如，当在磁通量包含五次谐波失真成分的情况下基于上述专利文献将具有特定幅度的五次谐波电流叠加在AC电流的主要成分上时，与磁通量的失真成分对应的扭矩和与五次谐波电流对应的扭矩相互抵消。

然而，根据磁通量的失真成分的幅度（大小）与被叠加的谐波电流的幅度之间的关系，扭矩并不总是被抵消掉并且在某些情况下扭矩纹波残留下来。如果相电流的峰值较高，则电力转换器和线圈组易于生成大量的热。

发明内容

因此，一个目的是提供一种用于三相旋转机的控制设备，其在不增大扭矩纹波的情况下减少热生成。

根据一个方面，提供了一种用于控制具有两个三相绕线组（three-phase winding set）的三相旋转机的驱动的控制设备。该控制设备包括电力转换器所构成的两个驱动系统以及控制器单元。这两个驱动系统与这两个三相绕线组对应地提供以向这两个三相绕线组输出AC电流。AC电流具有彼此相同的幅度并且它们之间的相位差为(30±60×n)°，其中“n”是整数。控制器单元控制三相旋转机的输出。控制器单元在是AC电流并且是三相旋转机的输出的主要成分的基波电流上叠加高达基波电流的五倍的频率的五次谐波电流，从而降低基波电流的峰值。

附图说明

图1是由根据第一实施例的控制设备控制的用于三相旋转机的两个驱动系统逆变器的电路图；

图2是根据第一实施例的用于三相旋转机的控制设备被用于的电动力（electric power）转向系统的示意图；

图3A、图3B和图3C是根据第一实施例的控制设备被用于的三相电动机的示意图；

图4是根据第一实施例的用于三相电动机的控制设备的框图；

图5是根据第一实施例的用于三相电动机的控制设备的控制部分的框图；

图6A、图6B和图6C是每个都示出三相旋转机的旋转角速度与被叠加的电流的幅度之间的关系的特性图；

图7是示出d-q轴坐标上的电流相位的说明图；

图8A、图8B和图8C分别是在根据第一实施例的用于三相旋转机的控制设备中叠加五次谐波电流的情况下的扭矩、电流和磁通量的波形图；

图9A、图9B和图9C分别是在根据第一实施例的用于三相旋转机的控制设备中叠加五次谐波电流的情况下的扭矩、电流和磁通量的波形图；

图10是图9B中所示的相电流的峰值部分的放大波形图；

图11是根据第二实施例的用于三相电动机的控制设备的控制部分的框图；

图12是根据第三实施例的用于三相电动机的控制设备的控制部分的框图；以及

图13是根据第四实施例的用于三相电动机的控制设备的控制部分的框图。

具体实施方式

将参照图中所示的多个实施例来描述用于三相旋转机的控制设备。用于三相旋转机的控制设备被用于车辆的电动力转向系统。

（第一实施例）

将首先参照图1至图4来描述所述多个实施例所共有的用于三相旋转机的控制设备的基本配置。

参照图2，电动力转向系统1是为车辆的转向系统90提供的。转向盘91被固定至转向轴92的顶部，转向轴92被提供有用于感测转向扭矩的扭矩传感器94。转向轴92的底部具有与齿条轴97啮合的小齿轮96。轮胎对98通过拉杆等可旋转地连接至齿条轴97的两个纵向端。小齿轮96将转向轴92的旋转运动转换成齿条轴97的线性运动。该轮子对98转向了与齿条轴97的线性位移对应的角度。

电动力转向系统1包括电致动器2和减速齿轮89。致动器2使其旋转轴旋转。齿轮89使旋转轴的旋转降低并且向转向轴92传输降低的旋转。致动器2包括作为生成转向辅助扭矩的三相旋转机的电动机80和作为对电动机80进行驱动的控制设备的电子控制单元（ECU）10。电动机80是三相无刷电动机并且使减速齿轮89在正向和反向两个方向上旋转。

ECU10包括控制器单元65和作为电力转换器的逆变器单元60，该电力转换器根据来自控制器单元65的命令来控制向电动机80的供电。提供旋转角度传感器85以感测电动机80的旋转角度。传感器85包括作为设置在电动机80中的磁生成构件的磁体以及设置在ECU10中的磁感测元件。

控制器单元65基于来自扭矩传感器94的转向扭矩信号、来自旋转角度传感器85的旋转角度信号等来控制对逆变器单元60的输出。通过此控制，电动力转向系统1的致动器2生成用于辅助要被转动的转向盘91的转向辅助扭矩。另外，致动器2将所生成的扭矩传输至转向轴92。

更详细地，如图1中所示，电动机80包括两个三相绕线组801和802。第一三相绕线组801包括U相绕线（U1线圈）811、V相绕线（V1线圈）812和W相绕线（W1线圈）813。第二三相绕线组802还包括U相绕线（U2线圈）821、V相绕线（V2线圈）822和W相绕线（W2线圈）823。

逆变器单元60包括分别与第一绕线组801和第二绕线组802相关联的第一逆变器601和第二逆变器602。在下文中，一个逆变器和一个相关联的三相绕线组的组合单元构成一个驱动系统。

ECU10除了包括逆变器单元60和控制器单元65以外还包括供电继电器521、522、电容器53、第一驱动系统电流传感器701、第二驱动系统电流传感器702等。电流传感器701、702分别对从逆变器601、602供应至绕线组801、802的相电流进行检测。例如，电池51可以是12V的DC电源。供电继电器521、522能够切断从电池51至逆变器601、602的供电。电容器53与电池51并联连接以聚集电荷，补充向逆变器601、602的供电并且抑制如浪涌电流的噪声成分。

第一逆变器601包括以桥式电路形式连接的六个开关元件611至616以对向第一绕线组801的绕线811、812、813的供电进行切换。开关元件611至616是MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）。开关元件611至616被称为FET611至FET616。

高电势侧的FET611、612、613的漏极连接至电池51的正极。FET611、612、613的源极分别连接至低电势侧的FET614、615、616的漏极。FET614、615、616的源极分别经由构成电流传感器701的电流感测元件711、712、713连接至电池51的负极。高电势侧的FET611、612、613与低电势侧的FET614、615、616之间的结点分别连接至绕线811、812、813的一端。电流感测元件711、712、713分别检测供应至第一驱动系统的U相、V相、W相的绕线811、812、813的相电流。

在第二逆变器602中，开关元件（FET）621至626和构成电流传感器702的电流感测元件721、722、723与在第一逆变器601中类似地配置。控制器单元65包括微型计算机67和驱动电路（预驱动器）68等。微型计算机67基于诸如转向扭矩信号和旋转角度信号的输入信号来计算各种控制值。驱动电路68连接至FET611至616和FET621至626的栅极并且在微型计算机67的控制下接通和关断FET。

如图3中所示来配置电动机80。如图3A中所示，配置电动机80使得转子83相对于定子84绕旋转轴O旋转。三相无刷电动机80特征在于定子84的线圈的数量是12×m并且转子83的永磁体87的极的数量是12×m。这里，“m”是自然数。图3A至图3C示出了一个实例，其中，数量“m”是2。数量“m”可以是非2的另一自然数。

图3B示意性示出了在推力方向Z（图3A）上观看时转子83的永磁体87和定子84。永磁体87以使得N极和S极交替两次的方式具有总共4个（=2×2）极。定子线圈包括24个（12×2）线圈。24个线圈分成4个线圈分组，每个线圈分组包括6个线圈。在每个线圈分组中，U1线圈、U2线圈、V1线圈、V2线圈、W1线圈和W2线圈依次均以间隔30°的电角按顺时针方向布置。两个线圈分组构成一个绕线组。图3C示出了在推力方向Z上观看时定子84的演变视图和在径向方向R（图3A）上观看时绕线的演变的视图。例如，构成U1线圈的绕线是通过围绕凸起86（其被设在每一第六凸起处）顺序地缠绕线圈线来形成。

因此，在U相中，U1线圈811的电角是0°，U2线圈821的电角是+30°。即，U2线圈821相对于U1线圈811在+30°关系的位置处。类似地，在W相中，电角为+150°的W2线圈823相对于W1线圈813在+30°关系的位置处。在V相中，电流反向供应。由于此原因，V1线圈812的电角是-120°（=60°-180°），而V2线圈822的电角是-90°（=90°-180°）。因此，V2线圈822相对于V1线圈812在+30°关系的位置处。结果，供应至第二绕线组802的三相AC电流的相位相对于供应至第一绕线组801的三相AC的相位被延迟了30°。供应至两个绕线组801和802的三相AC电流的幅度被设定成彼此相等。

图4中示出了ECU10的整体的框图。如参照图2所描述的，ECU10通过控制器单元65控制电动机80的驱动，控制器单元65控制分别从第一逆变器601和第二逆变器602供应至第一绕线组801和第二绕线组802的电流。这里，作为去往电动机80的输出的主要成分的AC电流被称为基波电流。基波电流对应于正弦波的基本成分（第一阶的成分）的电流。电流传感器701、702感测分别从逆变器601、602逐相供应至绕线组801、802的相电流并将感测到的电流反馈至控制器单元65。

如通过图4中的两点虚线所指示的，控制器单元65包括电流反馈计算部30、三相至两相转换部（3-2转换部）381、382、两相至三相转换部（2-3转换部）391、392等。在图4及后续的图中，数字1和2分别附在表示电流和电压的附图标记的末尾，从而将第一驱动系统与第二驱动系统区分开。

这里将对电流反馈计算部30仅关于其输入和输出的要点（它们在多个实施例中是共同的）进行描述。其细节将在后面参照每个实施例来描述。在此部30中，输入旋转角度θ、d轴电流命令值Id*和q轴电流命令值Iq*。这里，d轴和q轴是d-q坐标的两个轴。

d轴电流命令值Id*是与磁通量方向平行的d轴电流的电流命令值。q轴电流命令值Iq*是与d轴垂直的q轴电流的电流命令值。d轴电流命令值Id*和q轴电流命令值Iq*在一些实施例中用作用于控制操作的两个驱动系统之间的共同值或者在另一些实施例中用作用于控制操作的这种电流命令值的和或差。

在电流反馈计算部30中，输入了通过每个系统的3-2转换部391、392的转换产生的电流检测值Id1、Iq1、Id2、Iq2。电流反馈计算部30基于电流命令值和电流检测值执行控制计算并且将电压命令值Vd1、Vq1、Vd2、Vq2输出至每个系统的2-3转换部381、382。电流反馈计算部30还将基于旋转角度θ、d轴电流命令值Id*、q轴电流命令值Iq*以及电流相位θi计算的d轴电流的六次谐波成分和q轴电流的六次谐波成分叠加在电流命令值（即，d轴电流命令值Id*和q轴电流命令值Iq*）上。

2-3转换部381基于从旋转角度传感器85反馈回的旋转角度θ将两相电压命令值Vd1、Vq1转换成U相、V相、W相的三相电压命令值Vu1、Vv1、Vw1，并且将它们输出至第一逆变器601。2-3转换部382基于旋转角度(θ-30)°分别将两相电压命令值Vd2、Vq2转换成U相、V相、W相的三相电压命令值Vu2、Vv2、Vw2，并且将它们输出至第二逆变器602。

3-2转换部391基于旋转角度θ将通过电流传感器701检测到的三相电流检测值Iu1、Iv1、Iw1转换成d轴电流检测值Id1和q轴电流检测值Iq1。

3-2转换部392基于旋转角度(θ-30)°将通过电流传感器702检测到的三相电流检测值Iu2、Iv2、Iw2转换成d轴电流检测值Id2和q轴电流检测值Iq2。

更具体地，根据第一实施例，电流反馈计算部30如图5所示进行配置，其中电流反馈计算部30由附图标记301来表示。

电流反馈计算部301包括在箭头标记的合并点处示出的作为反馈的主要部分的多个加法器和减法器以及每个驱动系统的控制器311、312。作为反馈的次要部分的叠加电流计算部201包括速度计算部21、五次谐波幅度计算部22、低通滤波器24、五次谐波电流计算部25、电流相位计算部27以及三相至两相转换部（3-2转换部）28。在主要部分中，电流命令值Id*、Iq*被划分成第一驱动系统的电流命令值Id1*、Iq1*和第二驱动系统的电流命令值Id2*、Iq2*。由于第一逆变器601和第二逆变器602的电特性相同，所以基本上一半的电流命令值被送至每个驱动系统。

在叠加电流计算部201中，速度计算部21计算旋转的角速度ω。幅度计算部22根据角速度ω来计算AC电流的五次谐波电流幅度I₅'。AC电流的五次谐波电流对应于电流的五次谐波成分，其具有高达基波电流（即，基本成分）的五倍的频率。谐波意味着被积极利用的波，而不是意味着诸如噪声的消极成分。计算不仅意味着算术运算而且意味着映射数据的检索。例如，如图6A中所示，如此设定角速度ω与AC电流的五次谐波电流幅度I₅'之间的关系，即，随着角速度ω逼近零，五次谐波电流幅度I₅'增大。角速度ω的正负极性指示电动机80的旋转方向。当角速度ω小于阈值-ω₀并且大于阈值+ω₀时，五次谐波电流幅度I₅'被设定成0，使得将不叠加五次谐波电流。

在图6A所示的实例中，五次谐波电流幅度I₅'在其中角速度ω在0与±ω₀之间的范围内线性变化。作为修改示例，如图6B中所示，五次谐波幅度I₅'可在其中角速度ω在0与±ω₀之间的范围内阶梯式地变化。可替选地，如图6C中所示，五次谐波幅度I₅'可在等于或小于五次谐波电流幅度I₅'的预定最大值I₅'max的范围内与角速度ω一般成反比地变化。

低通滤波器24处理根据如上所述的角速度ω计算的五次谐波电流幅度I₅'，并且将其作为经滤波的电流幅度I₅输入至五次谐波电流计算部25。五次谐波电流计算部25基于电流命令值Id*、Iq*来计算电流相位θi。应当注意的是，如图7中所示，电流相位θi对应于电流矢量Ia*相对于作为参考的q轴的角度。在d-q轴坐标中，电流矢量Ia*具有d轴成分Id*和q轴成分Iq*。电流相位θi在从q轴的顺时针方向和逆时针方向上分别被定义为正和负。

五次谐波电流计算部25通过利用电流幅度I₅和电流相位θi通过下面的等式（1.1）至（1.6）来计算五次谐波相电流。这里，θ是相对于作为参考的第一驱动系统的U相轴的电角的相位。在下面的等式中，为了简化，省略了角度的单位（°）。

Iu1₅=I₅sin(5θ-θi)···(1.1)

Iv1₅=I₅sin(5(θ-120)-θi)···(1.2)

Iw1₅=I₅sin(5(θ+120)-θi)···(1.3)

Iu2₅=I₅sin(5(θ-30)-θi)···(1.4)

Iv2₅=I₅sin(5(θ-150)-θi)···(1.5)

Iw2₅=I₅sin(5(θ+90)-θi)···(1.6)

3-2转换部28将五次谐波电流计算部25所计算的每个驱动系统的相电流Iu1₅、Iv1₅、Iw1₅、Iu2₅、Iv2₅、Iw2₅d-q转换成每个驱动系统的六次谐波成分的叠加电流命令值Id1₆*、Iq1₆*、Id2₆*、Iq2₆*。叠加电流命令值Id1₆*、Iq1₆*、Id2₆*、Iq2₆*被分别叠加至主要部分中的电流命令值Id1*、Iq1*、Id2*、Iq2*。

因此，第一驱动系统的控制器311输入有d轴电流命令值（Id1*+Id1₆*）和q轴电流命令值（Iq1*+Iq1₆*）（它们包括附加的叠加电流命令值）以及与从3-2转换部391反馈的电流检测值Id1、Iq1的偏差。控制器311通过比例与积分控制计算来计算第一驱动系统的电压命令值Vd1、Vq1以将偏差降低至0。类似地，第二驱动系统的控制器312输入有(Id2*+Id2₆*)、(Iq2*+Iq2₆*)与Id2、Iq2之间偏差，控制器312通过比例与积分控制计算来计算第二驱动系统的电压命令值Vd2、Vq2以通过反馈控制将偏差降低至0。

接下来将参考图8A、图8B、图8C、图9A、图9B、图9C、图10来描述包括如上所述配置的电流反馈计算部301的控制器单元65所提供的操作和优点。这里，将首先解释一个驱动系统控制的在通用电动机中的电流、磁通量以及扭矩之间的关系。然后，将关于其中五次谐波成分的谐波电流被叠加在基本成分的基波电流上（图8A、图8B、图8C）并且不被叠加在两个驱动系统（其中输出相位差为30°的AC电流）的电动机的ECU10中（图9A、图9B、图9C、图10）的情况来解释电流和扭矩特性。在图8A、图8B、图8C至图10中，代表性地示出了仅U相的电流和磁通量的波形。在下面的解释中所使用的符号定义如下：

I⁺⁺ ₁：一个驱动系统的电动机的基本成分的电流幅度

I⁺⁺ ₅：一个驱动系统的电动机的五次谐波成分的电流幅度

I₁：两个驱动系统的电动机的基本成分的电流幅度（=(1/2)×I⁺⁺ ₁）

I₅：两个驱动系统的电动机的五次谐波成分的电流幅度（=(1/2)×I⁺⁺ ₅）

ψ₁：一个驱动系统与两个驱动系统之间共同的电动机的基本成分的磁通量幅度

ψ₅：一个驱动系统与两个驱动系统之间共同的电动机的五次谐波成分的磁通量幅度（≥0）

θ：相位或电角（°）（基本成分的一个循环周期是θ=360°）

T⁺⁺：一个驱动系统的电动机的扭矩

T1：第一实施例中的两个驱动系统中的第一驱动系统的电动机的扭矩

T2：第一实施例中的两个驱动系统中的第二驱动系统的电动机的扭矩

Tsum：第一实施例中的两个驱动系统的电动机的扭矩和（T1+T2）

这里，为了匹配一个驱动系统的电动机的输出和两个驱动系统的电动机的输出，两个驱动系统的电动机的电流幅度I₁、I₅被分别设定为一个驱动系统的电动机的电流幅度I⁺⁺ ₁,I⁺⁺ ₅的一半。电流、磁通量和扭矩的量纲是[A]、[Wb]=[W×s/A]=[Nm/A]和[Nm]。电流和磁通量的乘积的量纲因此等于扭矩的量纲。不用考虑这些物理量的具体数值。

在一个驱动系统的电动机中，如果电流和磁通量都仅是基本成分，即，无高次谐波，则在通过下面的等式（2）表示时扭矩T⁺⁺是常数并且不随相位θ变化。

$T^{++}=\mathrm{Iu}\×\mathrm{\ψu}+\mathrm{Iv}\×\mathrm{\ψv}+\mathrm{Iw}\×\mathrm{\ψw}$

$={I^{++}}_1\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\×{\mathrm{\ψ}}_1\sin \left(\mathrm{\θ}\right)+{I^{++}}_1\sin (\mathrm{\θ}-120)\×{\mathrm{\ψ}}_1\sin (\mathrm{\θ}-120)+{I^{++}}_1\sin (\mathrm{\θ}+120)\×{\mathrm{\ψ}}_1\sin (\mathrm{\θ}+120)$

$={I^{++}}_1{\mathrm{\ψ}}_1\×\{{\sin }^2\left(\mathrm{\θ}\right)+{\sin }^2(\mathrm{\θ}-120)+{\sin }^2(\mathrm{\θ}+120)\}$

$={I^{++}}_1{\mathrm{\ψ}}_1\×[{\sin }^2\left(\mathrm{\θ}\right)+\{-\frac{1}{2}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)-\frac{\sqrt{3}}{2}\cos {\left(\mathrm{\θ}\right)\}}^2+{\{-\frac{1}{2}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)+\frac{\sqrt{3}}{2}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\}}^2]$

$={I^{++}}_1{\mathrm{\ψ}}_1\×\{{\sin }^2\left(\mathrm{\θ}\right)+\frac{1}{2}{\sin }^2\left(\mathrm{\θ}\right)+\frac{3}{2}{\cos }^2\left(\mathrm{\θ}\right)\}$

$={I^{++}}_1{\mathrm{\ψ}}_1\×\frac{3}{2}\{{\sin }^2\left(\mathrm{\θ}\right)+{\cos }^2\left(\mathrm{\θ}\right)\}$

$=1.5\×{I^{++}}_1{\mathrm{\ψ}}_1\·\·\·\left(2\right)$

接下来假定磁通量包括五次谐波失真成分。在下面的解释中，磁通量的五次谐波的幅度ψ₅定义成基本为0或正值。在磁通量的基本成分包括五次谐波失真成分的情况中，例如，U相的磁通量表示为从磁通量的基本成分（ψ₁sinθ）减去磁通量的五次谐波成分（ψ₅sin(5θ)）。在五次谐波成分的幅度ψ₅被定义成0或负值的情况中，磁通量可表示为磁通量的基本成分（ψ₁sinθ）加上磁通量的五次谐波成分（ψ₅sin(5θ)）。

因此扭矩T⁺⁺通过下面的等式（3.1）来表示。

T⁺⁺=I⁺⁺ ₁sin(θ)×{ψ₁sin(θ)-ψ₅sin(5θ)}

+I⁺⁺ ₁sin(θ-12O)×{ψ₁sin(θ-120)-ψ₅sin(5(θ-120))}

+I⁺⁺ ₁sin(θ+12O)×(ψ₁sin(θ+120)-ψ₅sin(5(θ+120))}

=I⁺⁺ ₁ψ₁×{sin²(θ)+sin²(θ-120)+sin²(θ+120)}

-I⁺⁺ ₁ψ₅×{sin(θ)×sin(5θ)+sin(θ-12O)×sin(5(θ-120))+sin(θ+120)×sin(5(θ+120))}

=1.5×I⁺⁺ ₁ψ₁+1.5×I⁺⁺ ₁ψ₅sin(6θ+90)

=1.5×{I⁺⁺ ₁ψ₁+I⁺⁺ ₁ψ₅sin(6θ+90)}···(3.1)

等式（3.1）中的第二项的部分{sinθ×sin(5θ)+···}是频率6θ的六次谐波成分，其在通过下面的等式（3.2）计算时是相位θ的频率的六倍。

$\{\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\×\sin \left(5\mathrm{\θ}\right)\}+\{\sin (\mathrm{\θ}-120)\×\sin \left(5(\mathrm{\θ}-120)\right)\}+\{\sin (\mathrm{\θ}+120)\×\sin \left(5(\mathrm{\θ}+120)\right)\}$

$=\{\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\×\sin \left(5\mathrm{\θ}\right)\}+\{\sin (\mathrm{\θ}-120)\×\sin (5\mathrm{\θ}-600)\}+\{\sin (\mathrm{\θ}+120)\×\sin (5\mathrm{\θ}+600)\}$

$=\{\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\×\sin \left(5\mathrm{\θ}\right)\}+\{\sin (\mathrm{\θ}-120)\×\sin (5\mathrm{\θ}-240)\}+\{\sin (\mathrm{\θ}+120)\×\sin (5\mathrm{\θ}+240)\}$

$=-\frac{1}{2}\{\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)-\cos \left(4\mathrm{\θ}\right)+\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)-\cos (4\mathrm{\θ}-120)+\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)-\cos (4\mathrm{\θ}+120)\}$

$=-\frac{1}{2}\{3\×\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)-\cos \left(4\mathrm{\θ}\right)-2\cos \left(4\mathrm{\θ}\right)\cos (-120)\}$

$=-\frac{1}{2}\{3\×\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)-\cos \left(4\mathrm{\θ}\right)-2\cos \left(4\mathrm{\θ}\right)\×(-\frac{1}{2})\}$

$=-\frac{3}{2}\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)$

$=-1.5\×\sin (6\mathrm{\θ}+90)\·\·\·\left(3.2\right)$

由于等式（3.2）的计算结果是-1.5×sin(6θ+90)，所以，应当注意，等式（3.1）的最后一行的第二项的符号（极性）是正。等式（3.1）表示，当磁通量包括六次谐波成分时，扭矩T⁺⁺是常数项（1.5×I⁺⁺ ₁ψ₁）与六次谐波项之和。即，其表示生成了六次谐波的扭矩纹波。磁通量（其包括在一个驱动系统的电动机中的五次谐波成分）的波形可通过仅特别关注图8C或图9C（其对应两个驱动系统的电动机来示出）中所示的第一驱动系统（U相）的波形ψu1来参考。如所示，包括五次谐波成分的磁通量的波形在基本成分中具有平滑的峰值部分。图8C和图9C示出了在五次谐波成分的幅度ψ₅是基本成分的幅度ψ₁的5%的假设下包括五次谐波成分的磁通量的波形。此外，当示出为图8A中的第一驱动系统的扭矩T1的波形时，六次谐波扭矩纹波表示为一个循环周期为60°的正弦波。

接下来，假设将电流的五次谐波叠加在其基本成分上。在五次谐波叠加在其基本成分上的情况下，以与在磁通量的情况中类似的方式表示电流。即，电流表示为从电流的基本成分（I⁺⁺ ₁sinθ）减去电流的五次谐波成分（I⁺⁺ ₅sin(5θ)）。因此，扭矩T⁺⁺通过下面的等式（4）来表示。

T⁺⁺={I⁺⁺ ₁sin(θ)-I⁺⁺ ₅sin(5θ)}×{ψ₁sin(θ)-ψ₅sin(5θ)}

+{I⁺⁺ ₁sin(θ-120)-I⁺⁺ ₅sin(5(θ-120))}×{ψ₁sin(θ-120)-ψ₅sin(5(θ-120))}

+{I⁺⁺ ₁sin(θ+120)-I⁺⁺ ₅sin(5(θ+120))}×{ψ₁sin(θ+120)-ψ₅sin(5(θ+120))}

=1.5×{I⁺⁺ ₁ψ₁ -I ₁ ⁺⁺ ψ ₅ sin(6θ+90)-I ₅ ⁺⁺ ψ ₁ sin(6θ+90)+I₅ ⁺⁺ψ₅}···(4)

等式（4）表示其最后一行的第一项和第四项是常数项而第二项和第三项（下划线部分）是六次谐波相。为此，其表示生成了六次谐波扭矩纹波。根据常规技术观念，理论上有可能通过将第二项和第三项中的电流和磁通量的幅度设定为满足-(I⁺⁺ ₁ψ₅)≒I⁺⁺ ₅ψ₁来抵消六次谐波扭矩纹波。然而，并是必须要根据磁通量的五次谐波成分的幅度ψ₅与电流的五次谐波成分的幅度I₅之间的关系来抵消六次谐波扭矩纹波。

假定第一实施例的ECU10在电流的基本成分上未叠加五次谐波的情况下控制如图8中所示的具有30°相位差的两个驱动系统80的电动机。当磁通量包括五次谐波失真成分时，则磁通量如图8C中所示进行变化。电流仅通过图8B中所示的基本电流来表示。在图8B和图8C中，第二驱动系统的电流Iu2和磁通量ψu2与电流Iu1和磁通量ψu1相同，但是相对于第一驱动系统的电流Iu1和磁通量ψu1在相位上延迟了30°。

在这种情况下，第一驱动系统的扭矩T1表示为与等式（3.1）类似的等式（5.1）。

T1=I₁sin(θ)×{ψ₁sin(θ)-ψ₅sin(5θ))

+I₁sin(θ一120)×(ψ₁sin(θ-120)-ψ₅sin(5(θ-120))}

+I₁sin(θ+120)×{ψ₁sin(θ+120)-ψ₅sin(5(θ+120))}

=1.5×{I₁ψ₁ +I ₁ ψ ₅ sin(6θ+90)}···(5.1)

如图8A中所示，生成了幅度为1.5×I₁ψ₅并且周期为60°的扭矩纹波。

另一方面，第二驱动系统的扭矩T2通过用（θ-30）来代换等式（5.1）中的θ而表示为下面的等式（5.2）。

T2=I₁sin(θ-30)×{ψ₁sin(θ-30)-ψ₅sin(5(θ-30))}

+I₁sin(θ-150)×(ψ₁sin(θ-150)-ψ₅sin(5(θ-150))}

+I₁sin(θ+90)×{ψ₁sin(θ+90)-ψ₅sin(5(θ+90))}

=1.5×{I₁ψ₁ -I ₁ ψ ₅ sin(6θ+90)}···(5.2)

通过与等式（3.2）类似的等式（5.3），等式（5.2）的一个部分，即{sin(θ-30)×sin(5(θ-30))+···}被计算为与通过等式（3.2）的计算结果极性相反。

$\{\sin (\mathrm{\θ}-30)\×\sin \left(5(\mathrm{\θ}-30)\right)\}+\{\sin (\mathrm{\θ}-150)\×\sin \left(5(\mathrm{\θ}-150)\right)\}+\{\sin (\mathrm{\θ}+90)\×\sin \left(5(\mathrm{\θ}+90)\right)\}$

$(\mathrm{\θ}-30)\×\sin (5\mathrm{\θ}-150)(\mathrm{\θ}-150)\×(5\mathrm{\θ}-750)(\mathrm{\θ}+90)\×\sin (5\mathrm{\θ}+450)\left)\right\}$

$\text{={sin}(\mathrm{\θ}-30)\×\sin (5\mathrm{\θ}-150)\}+\{\sin (\mathrm{\θ}-150)\×\sin (5\mathrm{\θ}-30)\left)\right\}+\{\sin (\mathrm{\θ}+90)\×\sin (5\mathrm{\θ}+90)\}$

$=-\frac{1}{2}\{\cos (6\mathrm{\θ}-180)-\cos (4\mathrm{\θ}-120)+\cos (6\mathrm{\θ}-180)-\cos (4\mathrm{\θ}+120)+\cos (6\mathrm{\θ}+180)-\cos \left(4\mathrm{\θ}\right)\}$

$=-\frac{1}{2}\{3\×\cos (6\mathrm{\θ}-180)-\cos \left(4\mathrm{\θ}\right)-2\cos \left(4\mathrm{\θ}\right)\cos (-120)\}$

$=-\frac{1}{2}\{-3\×\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)-\cos \left(4\mathrm{\θ}\right)-2\cos \left(4\mathrm{\θ}\right)\×(-\frac{1}{2})\}$

$=\frac{3}{2}\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)$

$=1.5\×\sin (6\mathrm{\θ}+90)\·\·\·\left(5.3\right)$

由于在等式（5.1）和等式（5.2）中的最后一行的第二项（下划线）中的六次谐波扭矩纹波被抵消掉，所以扭矩T1和T2的扭矩和Tsum按照下面的等式（5.4）来定义。

Tsum=3×I₁ψ₁=1.5×I⁺⁺ ₁ψ₁···(5.4)

即，扭矩和Tsum等于通过等式（2）定义的一个驱动系统的电动机的扭矩。在根据第一实施例的具有30°的相位差的两个驱动系统的电动机80中，如上所述，六次谐波扭矩纹波在任何相位总是被抵消掉并且不受磁通量失真的五次谐波成分的幅度ψ₅的影响。

接下来，假定第一实施例的ECU10通过将五次谐波电流叠加在电流的基本成分上来控制如图9A中所示的具有30°相位差的两个驱动系统的电动机80。在这种情况下，包括五次谐波失真成分的电流和磁通量分别如图9B和图9C中所示那样变化。在图9B和图9C中，第二驱动系统的电流Iu2和磁通量ψu2与第一驱动系统的电流Iu1和磁通量ψu1相同，但是相对于第一驱动系统的电流Iu1和磁通量ψu1在相位上延迟了30°。

在作为峰值部分的放大视图的图9B和图10中，通过细线示出了仅基本成分的电流Iu1₁和Iu2₁的波形（其对应于图8B的电流波形）作为参考。在该图中，假设五次谐波成分的电流幅度I5是正的并且是基本成分的电流幅度I₁的6.3%。如图10中所示，包括被叠加的五次谐波电流的电流Iu1和Iu2的波形使基本成分的峰值部分平滑。该峰值相对于仅基本成分的电流Iu1₁和Iu2₁的波形的峰值降低了约5%。

在这种情况下，第一驱动系统的扭矩T1表示为等式（6.1）。

T₁={I₁sin(θ)-I₅sin(5θ)}×{ψ₁sin(θ)一ψ₅sin(50)}

+{I₁sin(θ-120)-I₅sin(5(θ-120))}×{ψ₁sin(θ-120)-ψ₅sin(5(θ-120))}

+{I₁sin(θ+120)-I₅sin(5(θ+12O))}×{ψ₁sin(θ+120)-ψ₅sin(5(θ+120))}

=1.5×{I₁ψ₁ +I ₁ ψ ₅ sin(6θ+90)+I ₅ ψ ₁ sin(6θ+90)+I₅ψ₅}···(6.1)

如图9A中所示，生成了具有幅度为1.5(I₁ψ₅+I₅ψ₅)并且循环周期为60°的扭矩纹波。即，每个系统的扭矩纹波相对于其中未叠加五次谐波的情况增大。

另一方面，第二驱动系统的扭矩T2通过用（θ-30）来代换等式6.1中的θ而表示为下面的等式6.2。

T2={I₁sin(θ-30)-I₅sin(5(θ-30))}×{ψ₁sin(θ-30)-ψ₅sin(5(θ-30)}

+{I₁sin(θ-150)-I₅sin(5(θ-150))}×{ψ₁sin(θ-150)-ψ₅sin(5(θ-150))}

+{I₁sin(θ+90)-I₅sin(5(θ+90))}×{ψ₁sin(θ+90)-ψ₅sin(5(θ+90))}

=1.5×{I₁ψ₁ -I ₁ ψ ₅ sin(6θ+90)-I ₅ ψ ₁ sin(6θ+90)+I₅ψ₅}···(6.2)

由于等式（6.1）和（6.2）中的最后一行中的第二项和第三项中的六次谐波扭矩纹波被抵消掉，所以扭矩T1和T2的扭矩和Tsum按照下面的等式6.3来定义。

Tsum=3×(I₁ψ₁+1₅ψ₅)

=1.5×(1⁺⁺ ₁ψ₁+I⁺⁺ ₅ψ₅)···(6.3)

这里，当（I₅/1₁）是6.3%并且（ψ₅/ψ₁）是5%时，（I₅ψ₅/I₁ψ₁）是0.315%。结果，只要I₁ψ₁和I₅ψ₅在极性上符号相同，扭矩和Tsum由于五次谐波成分的电流幅度与磁通量幅度I₅的项的乘积而增大。然而，该贡献是小的。因此，扭矩和Tsum大致等于不包括被叠加的五次谐波成分并且由等式（5.4）表示的扭矩和、以及如等式（2）所定义的所述一个驱动系统扭矩。

在根据第一实施例的具有30°相位差的两个驱动系统的电动机80中，如上所述，即使当叠加了五次谐波成分的电流时，也总是抵消六次谐波扭矩纹波。六次谐波成分的扭矩纹波的这种抵消不依赖于相位并且不受五次谐波成分的电流幅度I₅和五次谐波成分的磁通量幅度ψ₅的影响。

第一实施例的EUC10提供了下面的操作和优点。

（1）在ECU10中，从所述两个驱动系统的逆变器601、602输出的AC电流的幅度彼此相等并且相位上相差30°。因此，在磁通量包括五次谐波的失真成分的情况下，无论是否叠加了五次谐波电流，在所述两个驱动系统的扭矩和中都能抵消六次谐波的扭矩纹波。

（2）通过相对于基本成分的基波电流来叠加五次谐波电流，可降低电流的峰值。由此，可降低受电流的峰值影响的热生成。

（3）幅度计算部22根据角速度ω来设定AC电流的五次谐波成分的幅度I₅'。更具体地，随着角速度ω逼近零，幅度I₅'增大，当角速度ω的绝对值大于阈值ω₀时，不叠加五次谐波成分的AC电流。在电动机80的低旋转范围（其中角速度ω接近零）中，与相电流的峰值相关的热生成将变得更成问题。另一方面，在高旋转范围中，相电流的有效值对热生成的影响比峰值更大。通过由此根据角速度ω来改变五次谐波电流的幅度I₅，可以有效地控制电动机以与需求相匹配。

在作为第一实施例的上述电动力转向系统1中，当在启动车辆以移动的时候对转向盘91进行操作时，要求电动机80从其停止状态提供一个大的扭矩。

图5的控制框图中所示第一实施例的电流反馈计算部301可修改为如在下面分别参照图11、图12以及图13描述的第二实施例、第三实施例以及第四实施例。在下面的解释中，将不再描述以相同的附图标记指定的基本上相同的部件。

（第二实施例）

在图11中所示的第二实施例中，电流反馈计算部302不同于第一实施例的电流反馈计算部301。电流反馈计算部302并不对每个系统的q轴电流进行反馈控制，而是对两个驱动系统的d轴和q轴的和（+）与差（-）进行反馈控制。在下面的描述中，关于电流或电压使用的两个驱动系统之间差意味着通过减去第二驱动系统的值和第一驱动系统的值而计算的值。根据第二实施例，在反馈主要部分中提供和控制器32和差控制器33来代替每个系统的控制器311、312。此外，生成了如d轴和q轴电流命令值Id(+)*、Iq(+)*（它们是两个驱动系统的电流命令值之和）和Id(-)*、Iq(-)*（它们是两个驱动系统的电流命令值的差）。由于第一逆变器601和第二逆变器602具有相同的电特性性能，所以两个驱动系统的电流命令值之间的差Id(-)*、Iq(-)*基本是0。

在叠加电流计算部202中，六次谐波的d轴和q轴电流Id1₆、Iq1₆、Id2₆、Iq2₆（其通过3-2转换部28根据五次谐波的相电流来转换）通过叠加和与差计算部29分别转换成叠加电流命令值Id(+)₆*、Iq(+)₆*、Id(-)₆*、Iq(-)₆*。这些叠加电流命令值被分别加至电流命令值Id(+)*、Iq(+)*、Id(-)*(0)和Iq(-)*(0)。

和控制器32输入有包括所加的叠加电流命令值的电流命令值（Id(+)*+Id(+)₆*）与通过反馈电流和与差计算部37来计算的电流检测值Id(+)之间的差（-）。和控制器32还输入有包括所加的叠加电流命令值的命令值（Iq(+)*+Iq(+)₆*）与通过反馈电流和与差计算部37计算的电流检测值Iq(+)之间的差。和控制器32通过比例与积分控制计算来计算两个驱动系统的电压命令值的和Vd(+),Vq(+)，使得此差（-）收敛于0。类似地，差控制器33输入有(Id(-)*(0)+Id(-)₆*)与(Iq(-)*(0)+Iq(-)₆*)之间的差以及Id(-)与Iq(-)之间的差。差控制器33通过比例与积分控制计算来计算两个驱动系统的电压命令值之间的差Vd(-)和Vq(-)，使得此差可收敛于0。

系统电压计算部34将Vd(+)、Vq(+)、Vd(-)、Vq(-)转换成第一和第二系统的电压命令值Vd1、Vq1、Vd2、Vq2，并且将该电压命令值输出至2-3转换部381、382。

反馈电流和与差计算部37将从3-2转换部391、392输入的电流检测值Id1、Iq1、Id2、Iq2转换成Id(+)、Iq(+)、Id(-)、Iq(-)。

（第三实施例）

在图12中所示的第三实施例中，电流反馈计算部303不同于第一实施例的电流反馈计算部301。电流反馈计算部303并不是在计算五次谐波相电流之后通过d-q转换计算六次谐波电流命令值，而是通过六次谐波电流计算部26来直接计算六次谐波的d轴和q轴电流命令值。叠加电流计算部203的幅度计算部22计算取代第一和第二实施例中的五次谐波电流幅度I₅'的六次谐波电流幅度I6'。以与图6中所示的第一和第二实施例中的电流幅度I₅'类似的方式来计算六次谐波电流幅度I6'。即，根据角速度ω来计算电流幅度I6'使得幅度I6'随着角速度ω逼近零而增大。然后，六次谐波电流幅度I6'通过低通滤波器24进行处理并且作为经滤波的电流幅度I₆输入至d轴和q轴电流计算部26。

在六次谐波d轴和q轴电流计算部26中，通过利用电流幅度I₆和电流相位θi，通过下面的等式（7.1）至（7.4）来计算六次谐波电流命令值。

Id1₆*=I₆sin(6θ-5θi)···(7.1)

Iq1₆*=I₆cos(6θ-5θi)···(7.2)

Id2₆*=-I₆sin(6θ-5θi)···(7.3)

Iq2₆*=-I₆cos(6θ-5θi)···(7.4)

因此，相对于在计算了五次谐波相电流之后执行d-q转换的第一实施例，可减小计算负荷。

（第四实施例）

在图13所示的第四实施例中，通过将第二实施例（图11）中的和与差的反馈控制与第三实施例（图12）中的六次谐波电流计算相结合来配置电流反馈计算部304。叠加电流计算部204包括六次谐波d轴和q轴电流计算部26和叠加电流和与差计算部29。在第四实施例中，相对于第二实施例，能够减小计算负荷。

（其他实施例）

（a）在上述的实施例中，关于所述两个系统之间的电流相位差，第二驱动系统的AC电流的相位相对于第一驱动系统的AC电流例示地延迟了+30°的角度（其对应于+30°的电角）。可替选地，第二驱动系统的AC电流的相位相对于第一驱动系统的AC电流可例示地超前了-30°（其对应于30°的电角）。此外，第二驱动系统的U相的相位可相对于第一驱动系统的V相或W相（相对于U相±120°）移动±90°或±150°，其对应于电角±30°。这被概括为：只要两个系统之间的电流的相位差为(30±60×n)°，其中“n”是整数，就提供上述实施方式的相同操作和优点。

（b）可以与上述的实施例不同地配置ECU10。例如，开关元件可以是不同于MOSFET或IGBT的场效应晶体管。

（c）用于三相旋转机的控制设备不限于被用于电动力转向系统，而是可以被用作其他类型的三相电动机或发电机的控制设备。

Claims (4)

1.一种用于控制具有两个三相绕线组（801，802）的三相旋转机（80）的驱动的控制设备（10），所述控制设备（10）包括：

电力转换器（601，602）所构成的两个驱动系统，所述两个驱动系统与所述两个三相绕线组（801，802）对应地提供以向所述两个三相绕线组（801，802）输出AC电流，所述AC电流具有彼此相同的幅度并且所述AC电流之间的相位差为(30±60×n)°，其中“n”是整数；以及

控制器单元（65），用于控制所述三相旋转机（80）的输出，

其中，所述控制器单元（65）在是AC电流并且是所述三相旋转机（80）的输出的主要成分的基波电流上叠加高达所述基波电流的五倍的频率的五次谐波电流，从而降低所述基波电流的峰值。

2.根据权利要求1所述的用于三相旋转机的控制设备（10），其中：

所述控制器单元（65）根据所述三相旋转机（80）的旋转角速度来改变叠加在所述基波电流上的所述五次谐波电流的幅度。

3.根据权利要求2所述的用于三相旋转机的控制设备（10），其中：

随着所述三相旋转机（80）的所述旋转角速度逼近零，所述控制器单元（65）增大叠加在所述基波电流上的所述五次谐波电流的幅度。

4.一种电动力转向系统（1），包括：

用于生成辅助车辆的转向操作的辅助扭矩的三相旋转机（80）；

根据权利要求1至3中的任一项所述的用于三相旋转机的控制设备（10）；以及

用于向转向轴（92）传递所述三相旋转机（80）的旋转的传动装置（89）。

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