JP2015088926A

JP2015088926A - デジタルフィルタ

Info

Publication number: JP2015088926A
Application number: JP2013225973A
Authority: JP
Inventors: 得郎筒井; Tokuro Tsutsui
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2013-10-30
Filing date: 2013-10-30
Publication date: 2015-05-07
Anticipated expiration: 2033-10-30
Also published as: JP6213155B2

Abstract

【課題】フィルタ定数を変更した際のデジタルフィルタの出力波形の特性を改善すること。
【解決手段】電力変換装置の電圧が入力され、且つカットオフ周波数を可変に制御するデジタルフィルタは、電力変換装置のキャリア周波数を変更する際に、変更前後のキャリア周波数を比較した結果に基づいて、デジタルフィルタのフィルタ定数を切り替えるタイミングと電力変換装置のキャリア周波数を変更するタイミングの順序が決定され、前記デジタルフィルタのフィルタ定数を切り替えるタイミングで切り替えられたフィルタ定数に基づいて、フィルタリングを行う。
【選択図】図２

Description

本発明は、デジタルフィルタに関する。

駆動源として電動モータを搭載したハイブリッド車、電気自動車、燃料電池車などが知られている。このような車両は、電動モータに電力を供給する、例えば、バッテリ、キャパシタなどの電源装置と、電圧を昇圧または降圧するためのコンバータと、直流と交流とを変換するためのインバータなどの電気機器とが設けられたシステムを備える。

デジタルフィルタに関して、サーボデータ算出のためのパラメータを算出し、これらに基づいて動作モードを判定し、動作モードに応じてフィルタのパラメータを変更し、フィルタの内部変数の初期値を適切な値に設定することにより、フィルタ特性変更時にフィルタ出力が不連続となることを防止する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、デジタルフィルタの出力信号に対して演算を施して出力するフィードバック信号演算部と、デジタルフィルタの入力信号に対して演算を施して出力するフィードフォワード信号演算部と、該フィードバック信号演算部の出力と該フィードフォワード信号演算部の出力とを加算してデジタルフィルタの出力信号とする加算器とを具備するデジタルフィルタのフィルタ係数を変更する技術が知られている。この技術では、デジタルフィルタの全フィルタ係数を順次０に設定し、該フィードバック信号演算部におけるフィルタ係数を順次変更後の係数へ更新し、該フィードフォワード信号演算部におけるフィルタ係数を順次変更後の係数へ変更する（例えば、特許文献２参照）。

特開平１１−１１２２８９号公報特開平０２−２５２３０７号公報

動作モードに応じてフィルタのパラメータを変更する技術では、フィルタ定数変更時のフィルタ出力値の不連続性を抑えるために積分制御を行うため、複雑な演算処理が必要となる。

デジタルフィルタの全フィルタ係数を順次０に設定し、該フィードバック信号演算部におけるフィルタ係数を順次変更後の係数へ更新する技術では、全フィルタ係数を順次０に設定するための演算量が増加するとともに、全フィルタ係数を順次０に設定するためフィルタリングできない時間が発生するとともに、フィルタリングに遅れが生じる。

本発明の目的は、フィルタ定数を変更した際のデジタルフィルタの出力波形の特性を改善することである。

開示の一実施例のデジタルフィルタは、
電力変換装置の電圧が入力され、且つカットオフ周波数を可変に制御するデジタルフィルタであって、
前記電力変換装置のキャリア周波数を変更する際に、変更前後のキャリア周波数を比較した結果に基づいて、前記デジタルフィルタのフィルタ定数を切り替えるタイミングと前記電力変換装置のキャリア周波数を変更するタイミングの順序が決定され、前記デジタルフィルタのフィルタ定数を切り替えるタイミングで切り替えられたフィルタ定数に基づいて、フィルタリングを行う。

開示の実施例によれば、フィルタ定数を変更した際のデジタルフィルタの出力波形の特性を改善することができる。

制御回路の一例を示す図である。制御回路の一実施例を示す図である。制御回路の動作の一実施例を示す図である。制御回路の一実施例のデジタルフィルタの出力波形を示す図である。

次に、本発明を実施するための形態を、以下の実施例に基づき図面を参照しつつ説明する。以下で説明する実施例は一例に過ぎず、本発明が適用される実施の形態は、以下の実施例に限られない。
なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を用い、繰り返しの説明は省略する。

＜実施例＞
＜制御回路＞
図１に、制御回路の一例を示す。

制御回路の一例は、モータ４００に電力を供給する。制御回路は、駆動源としてモータを搭載したハイブリッド車、電気自動車、燃料電池車などに搭載される。

制御回路は、コンバータ２００と、インバータ３００とを備える。インバータ３００は、モータ４００を駆動する。コンバータ２００は、インバータ３００に必要な電力を供給する。

コンバータ２００は、昇圧制御を行う。コンバータ２００は、インバータ３００のスイッチングノイズやモータノイズをフィルタで除去した電圧(VH電圧)を昇圧制御に使用する。コンバータ２００は、リアクトル２０２と、２個のトランジスタTrbH２０４、TrbL２０６と、２個のダイオード２０８、２１０とを有する。トランジスタTrbH２０４、TrbL２０６の一例は、ｎｐｎ型のトランジスタである。リアクトル２０２は、バッテリ１００の正極側に一端が接続され、２個のトランジスタの接続点に他端が接続される。

２個のトランジスタTrbH２０４、TrbL２０６は、直列に接続される。各トランジスタTrbH２０４、TrbL２０６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すようにダイオード２０８、２１０がそれぞれ接続される。

２個のトランジスタTrbH２０４、TrbL２０６のゲート電圧をオンまたはオフに制御することにより、インバータ３００に供給する電力量が調整される。

トランジスタTrbH２０４、TrbL２０６を、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)で構成してもよい。トランジスタに代えて、パワーMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor)などの電力スイッチング素子を用いるようにしてもよい。

バッテリ１００から放電された電力をモータ４００に供給する際、コンバータ２００のスイッチング動作により、電圧が昇圧される。逆に、モータ４００により発電された電力をバッテリ１００に充電する際、電圧がコンバータ２００により降圧される。

インバータ３００は、直流電力から交流電力を電気的に生成する電源回路を有する電力変換装置である。インバータ３００は、Ｕ相アーム３０２と、Ｖ相アーム３０４と、Ｗ相アーム３０６とを有する。Ｕ相アーム３０２と、Ｖ相アーム３０４と、Ｗ相アーム３０６は並列に接続される。Ｕ相アーム３０２は、直列に接続された２個のトランジスタ３０８、３１０を有する。Ｖ相アーム３０４は、直列に接続された２個のトランジスタ３１２、３１４を有する。Ｗ相アーム３０６は、直列に接続された２個のトランジスタ３１６、３１８を有する。トランジスタ３０８−３１８の一例は、ｎｐｎ型のトランジスタである。

トランジスタ３０８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオード３２０が接続される。トランジスタ３１０のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオード３２２が接続される。トランジスタ３１２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオード３２４が接続される。トランジスタ３１４のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオード３２６が接続される。トランジスタ３１６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオード３２８が接続される。トランジスタ３１８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオード３３０が接続される。

各アームにおける各トランジスタの接続点は、モータ４００の各コイル（図示なし）の中性点（図示なし）とは異なる端部にそれぞれ接続される。

インバータ３００は、バッテリ１００から供給される直流電流を交流電流に変換し、モータ４００に供給する。また、インバータ３００は、モータ４００により発電された交流電流を直流電流に変換する。

平滑コンデンサ１０２は、バッテリ１００によりチャージされる。

２個のトランジスタTrbH２０４、TrbL２０６のゲート電圧をオンにする時間とオフにする時間は、インバータ３００の電源電圧Vs_invに基づいて設定される。つまり、２個のトランジスタTrbH２０４、TrbL２０６のゲート電圧をオンにする時間とオフにする時間を制御する際に、インバータの電源電圧Vs_invを１つのパラメータとして使用する。具体的には、インバータ３００の電源電圧Vs_invが目標電圧よりも低い場合には電力供給量を上昇させるように制御し、逆にインバータ３００の電源電圧Vs_invが目標電圧よりも高い場合には電力供給量を低下させるように制御する。

仮に、インバータ３００の電源電圧Vs_invにノイズが重畳した場合を考える。この場合、本来の電源電圧Vs_invに対して、ノイズが重畳した電源電圧Vs_invに基づいてTrbH２０４、TrbL２０６のゲート電圧をオンにする時間とオフにする時間が制御されるため好ましくない。

インバータ３００の電源電圧Vs_invに重畳するノイズは、モータノイズなどのモータ４００の回転数に比例した成分やインバータ３００のスイッチングノイズなどのインバータ３００のキャリア周波数に比例した成分が支配的である。

モータ４００の回転数に対応して、カットオフ周波数などのフィルタ定数が制御側から設定される。モータ４００の回転数は連続的に変化するため、制御側から設定されるフィルタ定数も連続的に変化する。このため、デジタルフィルタの出力にグリッジは発生しない。

インバータ３００のキャリア周波数に対応して、カットオフ周波数などのフィルタ定数が制御側から設定される。モータの回転数に対して、インバータ３００のキャリア周波数は、走行モードの変化により、制御側から不連続に変更させる。このため、キャリア周波数を切り替える際に、フィルタ定数も不連続に切り替えることになる。

つまり、インバータ３００の電源電圧Vs_invに重畳するノイズのうち、デジタルフィルタの出力に残る振幅の大きなノイズは、インバータ３００のキャリア周波数に依存する。ここで、インバータ３００のキャリア周波数は、トランジスタTrbH２０４、TrbL２０６のゲート電圧をオンまたはオフにする周波数である。したがって、キャリア周波数に基づいてノイズの周波数を算出し、適切なフィルタリングを行うことでノイズを低減できる。

なお、キャリア周波数は、モータ４００の動作モード、動作状態に応じて適宜変更する必要があるため、カットオフ周波数が可変であるデジタルフィルタを使用する。

カットオフ周波数を変更することにより、デジタルフィルタのフィルタ定数が変更される。したがって、キャリア周波数が不連続に変更された場合にはデジタルフィルタのフィルタ定数も不連続に変更される。この場合、フィルタ定数の不連続な変化にともなって、デジタルフィルタによりフィルタリングされた波形にうねり、跳ね上がりなどの細いパルスが発生する。この細いパルスは、グリッジと呼ばれることもある。グリッジの影響により、デジタルフィルタによるフィルタリング後の電圧と実際のインバータ３００の電源電圧Vs_invとの乖離が大きくなる。このため、インバータ３００の電源電圧Vs_invとは異なる電圧、つまりノイズが重畳された電源電圧Vs_invが昇圧制御に利用され、制御性が悪化する。

一般的に、３相モータを駆動するインバータ３００の電源に重畳する（乗る）ノイズは、キャリア周波数に同期してインバータ３００のトランジスタ３０８−３１８をオンまたはオフに切り替えることにより発生する場合が多い。インバータ３００のトランジスタ３０８−３１８をオンまたはオフに切り替えるタイミングに併せて（同期して）、インバータ３００の電源ラインからモータ４００に電流が供給される。

しかし、過渡的な電流の変化はコンバータ２００で供給できないため、コンデンサ２１２を電源とGND間に配置することにより、過渡的な電流を供給する。しかし、コンデンサ２１２から過渡的な電流を充電または放電する際に、電流の充放電量に応じた電圧変動が発生する場合がある。

インバータ３００のトランジスタ３０８−３１８をオンまたはオフにする制御は、キャリア周波数でのパルス幅変調(pulse width modulation、PWM）制御により行われる。このため、キャリア周波数が高い程トランジスタをオンにする時間が短くなるように制御され、キャリア周波数が低い程トランジスタをオンにする時間が長くなるように制御される。

電流の充放電量は、トランジスタがオンである時間と正の相関があるため、キャリア周波数が高くなる程、充放電量は低下する。充放電量が低下することにより、電圧変動は小さくなり、キャリア周波数に依存するノイズも小さくなる。

逆に、キャリア周波数が低くなる程、充放電量は上昇する。充放電量が上昇することにより、電圧変動は大きくなり、キャリア周波数に依存するノイズは大きくなる。

キャリア周波数が高い場合にはインバータ３００の電源電圧Vs_invに重畳されるノイズは小さく、キャリア周波数が低い場合にはインバータ３００の電源電圧Vs_invに重畳されるノイズは大きくなる。

制御回路の一実施例は、フィルタ定数を変更するタイミングを調整することにより、グリッジを低減する。具体的には、切り替え前後のキャリア周波数のうち、高い周波数の状態で、デジタルフィルタのフィルタ定数の切り替えを実行する。高い周波数の状態でデジタルフィルタのフィルタ定数の切り替えを実行することにより、インバータ３００の電源電圧Vs_invに重畳されるノイズが小さい状態で切り替えることができるため、グリッジを低減することができる。グリッジを低減することによりフィルタ定数を変更した際のフィルタ出力値の特性を改善できる。

＜制御回路の一実施例＞
図２は、制御回路の一実施例を示す。

図２に示される制御回路は、図１を参照して説明した制御回路にコンバータ制御部５００を備えたものである。コンバータ制御部５００は、ASIC(application specific integrated circuit)などの集積回路で構成される。集積回路で構成されることにより、コンバータを高速化できる。

コンバータ制御部５００は、コンバータ２００と、インバータ３００と接続される。コンバータ制御部５００は、インバータ３００のキャリア周波数の変更タイミング情報とキャリア周波数の変更値情報とを取得する。コンバータ制御部５００は、現状のキャリア周波数からキャリア周波数の変更値への変化に基づいて、デジタルフィルタのフィルタ定数を切り替えるタイミングを調整する。

具体的には、コンバータ制御部５００は、現状のキャリア周波数よりもキャリア周波数の変更値の方が高い場合には、デジタルフィルタのフィルタ定数を切り替えてから、インバータ３００のキャリア周波数の切り替えを実施する。逆に、コンバータ制御部５００は、現状のキャリア周波数がキャリア周波数の変更値以下である場合には、インバータ３００のキャリア周波数の切り替えを実施してから、デジタルフィルタのフィルタ定数を切り替える。

＜コンバータ制御部５００の機能＞
コンバータ制御部５００は、A/D変換部５０２と、デジタルフィルタ５０４と、昇圧制御部５０６と、インバータ制御部５０８とを備える。

A/D変換部５０２は、インバータ３００のインバータ電源電圧Vs_invをデジタル値に変換し、デジタルフィルタ５０４に入力する。

インバータ制御部５０８は、インバータ３００を制御する。インバータ制御部５０８は、トランジスタ３０８−３１８のゲート電圧をオンまたはオフにすることにより、インバータ３００を制御する。また、インバータ制御部５０８は、インバータ３００のキャリア周波数の変更タイミング情報とキャリア周波数の変更値情報とを取得する。インバータ制御部５０８は、現状のキャリア周波数からキャリア周波数の変更値への変化に基づいて、デジタルフィルタのフィルタ定数を切り替えるタイミングを調整する。

具体的には、インバータ制御部５０８は、現状のキャリア周波数よりもキャリア周波数の変更値の方が高い場合には、デジタルフィルタ５０４のフィルタ定数の切り替え制御を実行してから、インバータ３００のキャリア周波数の切り替え制御を実行する。逆に、インバータ制御部５０８は、現状のキャリア周波数がキャリア周波数の変更値以下である場合には、インバータ３００のキャリア周波数の切り替え制御を実行してから、デジタルフィルタのフィルタ定数の切り替え制御を実行する。

また、インバータ制御部５０８は、デジタルフィルタ５０４にカットオフ周波数などのフィルタ定数を入力する。

デジタルフィルタ５０４は、A/D変換部５０２と、インバータ制御部５０８と接続される。デジタルフィルタ５０４は、A/D変換部５０２から入力されるデジタル値に変換したインバータ電源電圧Vs_invに重畳されるノイズを除去する。具体的には、デジタルフィルタ５０４は、インバータ制御部５０８からのカットオフ周波数などのフィルタ定数に基づいて、フィルタリングを行うことによりインバータ３００のキャリア周波数に比例する成分のノイズを除去する。

デジタルフィルタ５０４は、ノイズを除去したインバータ電源電圧Vs_invを昇圧制御部５０６に入力する。

昇圧制御部５０６は、デジタルフィルタ５０４と接続される。昇圧制御部５０６は、デジタルフィルタ５０４からのノイズを除去したインバータ電源電圧Vs_invに基づいて、コンバータ２００のTrbH２０４、TrbL２０６のゲート電圧をオンにする時間とオフにする時間を制御する。

＜制御回路の動作の一実施例＞
図３は、制御回路の動作の一実施例を示す
ステップＳ３０２では、制御回路に、インバータ３００のキャリア周波数の切り替え要求が発生する。

ステップＳ３０４では、現状のキャリア周波数がキャリア周波数の変更値よりも高いか否かを判定する。

ステップＳ３０６では、現状のキャリア周波数がキャリア周波数の変更値よりも高いと判定した場合、デジタルフィルタ５０４のフィルタ定数の切り替えを実施する。例えば、高いキャリア周波数(5kHz)から低いキャリア周波数(2kHz)に変更する場合には、低いキャリア周波数に変更する前に、カットオフ周波数を設定することによりフィルタ定数の切り替えを実施する。デジタルフィルタ５０４は、切り替えられたフィルタ定数に基づいて、フィルタリングを行う。

ステップＳ３０８では、インバータ３００のキャリア周波数の切り替えを実施する。例えば、低いキャリア周波数に変更する。

ステップＳ３１０では、現状のキャリア周波数がキャリア周波数の変更値以下であると判定した場合、インバータ３００のキャリア周波数の切り替えを実施する。例えば、低いキャリア周波数(2kHz)から高いキャリア周波数(5kHz)に変更する場合には、カットオフ周波数を設定することによりフィルタ定数の切り替えを実施する前に低いキャリア周波数に変更する。

ステップＳ３１２では、デジタルフィルタ５０４のフィルタ定数の切り替えを実施する。例えば、カットオフ周波数を設定することによりフィルタ定数の切り替えを実施する。デジタルフィルタ５０４は、切り替えられたフィルタ定数に基づいて、フィルタリングを行う。

＜制御回路の一実施例の効果＞
図４は、制御回路の一実施例におけるデジタルフィルタの出力波形を示す。

図４において、上図はフィルタ定数の切り替えタイミングを示し、下図はインバータの電源電圧波形とデジタルフィルタからの出力波形を示す。

また、図４において、左図は従来の制御回路の出力特性を示し、右図は本実施例の制御回路の出力特性を示す。

従来の制御回路によれば、デジタルフィルタのフィルタ定数の切り替えとキャリア周波数の切り替えとが、切り替え前後のキャリア周波数の高低に拘わらず同様のタイミングで行われるため、キャリア周波数を高周波数から低周波数へ切り替える場合と、低周波数から高周波数へ切り替える場合のいずれかでグリッジが発生する。

従来の制御回路に対し、本実施例の制御回路では、切り替え前後のキャリア周波数のうち、高い周波数の状態で、デジタルフィルタのフィルタ定数の切り替えが行われるため、グリッジが低減する。

制御回路の一実施例によれば、インバータのキャリア周波数を切り替える際に、切り替え前後のキャリア周波数のうち、高い周波数のタイミングで、デジタルフィルタのフィルタ定数の切り替えることにより、デジタルフィルタの出力波形のグリッジを低減できる。つまり、デジタルフィルタのフィルタ定数の切り替えタイミングと、インバータのキャリア周波数を切り替えるタイミングの順序を制御することにより、フィルタリングを停止することなく、グリッジを低減できる。

以上、本発明は特定の実施例及び変形例を参照しながら説明されてきたが、各実施例及び変形例は単なる例示に過ぎず、当業者は様々な変形例、修正例、代替例、置換例等を理解するであろう。説明の便宜上、本発明の実施例に従った装置は機能的なブロック図を用いて説明されたが、そのような装置はハードウエアで、ソフトウエアで又はそれらの組み合わせで実現されてもよい。本発明は上記実施例に限定されず、本発明の精神から逸脱することなく、様々な変形例、修正例、代替例、置換例等が包含される。

１００バッテリ
１０２平滑コンデンサ
２００コンバータ
２０２リアクトル
２０４、２０６トランジスタ
２０８、２１０ダイオード
２１２コンデンサ
３００インバータ
３０２Ｕ相アーム
３０４Ｖ相アーム
３０６Ｗ相アーム
３０８、３１０、３１２、３１４、３１６、３１８トランジスタ
３２０、３２２、３２４、３２６、３２８、３３０ダイオード
４００モータ
５００コンバータ制御部
５０２ A/D変換部
５０４デジタルフィルタ
５０６昇圧制御部
５０８インバータ制御部

Claims

電力変換装置の電圧が入力され、且つカットオフ周波数を可変に制御するデジタルフィルタであって、
前記電力変換装置のキャリア周波数を変更する際に、変更前後のキャリア周波数を比較した結果に基づいて、前記デジタルフィルタのフィルタ定数を切り替えるタイミングと前記電力変換装置のキャリア周波数を変更するタイミングの順序が決定され、前記デジタルフィルタのフィルタ定数を切り替えるタイミングで切り替えられたフィルタ定数に基づいて、フィルタリングを行う、デジタルフィルタ。