JP3005804B2 - 電力変換装置および無停電電源装置 - Google Patents
電力変換装置および無停電電源装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、順変換（コンバータ）又は逆変換（インバ
ータ）の電力変換装置に関する。
ータ）の電力変換装置に関する。
かかる電力変換装置では、交流ライン間に発生する高
周波成分を除去するため、特開昭62−268366号公報の第
2A図に示されているように、コンバータおよびインバー
タの交流各相のラインにリアクトルを挿入し、さらに交
流各相間にコンデンサを接続してなるLCフィルタが設け
られていた。
周波成分を除去するため、特開昭62−268366号公報の第
2A図に示されているように、コンバータおよびインバー
タの交流各相のラインにリアクトルを挿入し、さらに交
流各相間にコンデンサを接続してなるLCフィルタが設け
られていた。
しかし、上記従来の技術によれば、交流ライン間の高
周波成分を除去できても、交流ラインと直流ライン間に
生ずる高周波成分を除去することができない。このた
め、インバータまたはコンバータの半導体スイッチを高
周波スイッチングすると、交流ラインと直流ラインとの
間に高周波の電圧が発生し、交流ラインと直流ラインと
の間に漏れ電流が流れてしまうという問題があった。
周波成分を除去できても、交流ラインと直流ライン間に
生ずる高周波成分を除去することができない。このた
め、インバータまたはコンバータの半導体スイッチを高
周波スイッチングすると、交流ラインと直流ラインとの
間に高周波の電圧が発生し、交流ラインと直流ラインと
の間に漏れ電流が流れてしまうという問題があった。
すなわち、交流ラインは通常一線（例えばＶ相）が接
地される。また、インバータとコンバータの直流部分と
筺体との間には必ず浮遊容量Coが存在する。その結果、
交流ライン（Ｖ相）から接地線（Ｖ相）−大地−筺体接
地線−Co−直流ラインに至る電流の径路ができ、上述し
た交流−直流ライン間の高周波電圧により電流が流れ
る。この電流は接地線を流れる漏れ電流であるから、交
流ラインに漏電ブレーカがあれば、トリップすることに
なる他、安全上の問題がある。例えば、300V,50kHZの高
周波電圧が発生する回路で、Co＝3000pFあったとする
と、0.283A（ｉ＝ωCoV）もの漏れ電流が流れる。
地される。また、インバータとコンバータの直流部分と
筺体との間には必ず浮遊容量Coが存在する。その結果、
交流ライン（Ｖ相）から接地線（Ｖ相）−大地−筺体接
地線−Co−直流ラインに至る電流の径路ができ、上述し
た交流−直流ライン間の高周波電圧により電流が流れ
る。この電流は接地線を流れる漏れ電流であるから、交
流ラインに漏電ブレーカがあれば、トリップすることに
なる他、安全上の問題がある。例えば、300V,50kHZの高
周波電圧が発生する回路で、Co＝3000pFあったとする
と、0.283A（ｉ＝ωCoV）もの漏れ電流が流れる。
本発明の目的は、スイッチ素子を高周波スイッチング
することにより発生する大地に流れる漏れ電流を低減し
た電力変換装置を提供することにある。
することにより発生する大地に流れる漏れ電流を低減し
た電力変換装置を提供することにある。
本発明は、上記目的を達成するため、電力変換装置の
交流ラインの各相にリアクトルを挿入接続し、該リアク
トルの電力変換に係るスイッチ素子の反対側に接続され
た前記交流ラインのすくなくとも１相をコンデンサを介
して直流ラインの片側ラインに接続してなる高周波フィ
ルタを設けたことを特徴とする。
交流ラインの各相にリアクトルを挿入接続し、該リアク
トルの電力変換に係るスイッチ素子の反対側に接続され
た前記交流ラインのすくなくとも１相をコンデンサを介
して直流ラインの片側ラインに接続してなる高周波フィ
ルタを設けたことを特徴とする。
なお、前記高周波フィルタが接続される直流ラインは
正極でもよく、直流ライン側に平滑コンデンサが接続さ
れたものにあっては、その平滑コンデンサの中性点（平
滑コンデンサの端子電圧の中点電位の点）に接続しても
よい。
正極でもよく、直流ライン側に平滑コンデンサが接続さ
れたものにあっては、その平滑コンデンサの中性点（平
滑コンデンサの端子電圧の中点電位の点）に接続しても
よい。
また、電力変換装置としては単相又は３相のインバー
タ又はコンバータが適用できる。さらに、コンバータと
インバータを組合せてなる無停電電源装置等の電力変換
装置にも適用でき、この場合は浮遊容量が大きな蓄電池
が直流ラインに接続されるので一層漏れ電流の問題解消
に効果がある。
タ又はコンバータが適用できる。さらに、コンバータと
インバータを組合せてなる無停電電源装置等の電力変換
装置にも適用でき、この場合は浮遊容量が大きな蓄電池
が直流ラインに接続されるので一層漏れ電流の問題解消
に効果がある。
このように構成される本発明によれば、次の作用によ
り本発明の目的が達成される。
り本発明の目的が達成される。
交流ラインにリアクトルを挿入し、かつ交流ラインの
少なくとも１相をコンデンサを介して直流ラインに接続
してなる高周波フィルタを設けたことから、電力変換に
係るスイッチ素子を高周波スイッチングすることにより
交流と直流のライン間に発生する高周波電圧は上記高周
波フィルタのリアクトルとコンデンサにより吸収され
る。この結果、交流と直流のライン間に作用する電圧は
低周波（交流ラインの基本波）電圧となるから、直流ラ
インと大地間の浮遊容量程度では支障を生じる程の漏れ
電流は流れない。
少なくとも１相をコンデンサを介して直流ラインに接続
してなる高周波フィルタを設けたことから、電力変換に
係るスイッチ素子を高周波スイッチングすることにより
交流と直流のライン間に発生する高周波電圧は上記高周
波フィルタのリアクトルとコンデンサにより吸収され
る。この結果、交流と直流のライン間に作用する電圧は
低周波（交流ラインの基本波）電圧となるから、直流ラ
インと大地間の浮遊容量程度では支障を生じる程の漏れ
電流は流れない。
以下、本発明を実施例を用いて説明する。
第１図は、本発明を適用してなるコンバータの一実施
例の全体構成図である。コンバータ主回路１は６個のト
ランジスタT1〜T6と、このトランジスタT1〜T6のそれぞ
れに逆並列接続されたダイオードD1〜D6を３相ブリッジ
接続して形成されている。このコンバータ主回路１の各
トランジスタT1〜T6は、制御回路２から与えられるPWM
（パルス幅変調）制御により生成されたオン・オフ制御
信号により駆動され、電圧形PWMコンバータとして機能
するようになっている。コンバータ主回路１の交流端
は、それぞれ交流ラインA,B,Cを介して交流電源３に接
続されている。一方、コンバータ主回路１の直流端には
直流ラインP,Nを介して負荷４が接続され、かつ直流端
には平滑コンデンサ５が並列接続されている。このよう
に形成されたコンバータ主回路１の交流ラインA,B,Cに
は、それぞれリアクトル6,7,8が挿入され、このリアク
トル6,7,8の交流電源３側の各交流ラインA,B,Cと直ライ
ンＮとの間にコンデンサ9,10,11が接続されている。こ
れらのリアクトル6,7,8とコンデンサ9,10,11によって高
周波フィルタが形成されている。
例の全体構成図である。コンバータ主回路１は６個のト
ランジスタT1〜T6と、このトランジスタT1〜T6のそれぞ
れに逆並列接続されたダイオードD1〜D6を３相ブリッジ
接続して形成されている。このコンバータ主回路１の各
トランジスタT1〜T6は、制御回路２から与えられるPWM
（パルス幅変調）制御により生成されたオン・オフ制御
信号により駆動され、電圧形PWMコンバータとして機能
するようになっている。コンバータ主回路１の交流端
は、それぞれ交流ラインA,B,Cを介して交流電源３に接
続されている。一方、コンバータ主回路１の直流端には
直流ラインP,Nを介して負荷４が接続され、かつ直流端
には平滑コンデンサ５が並列接続されている。このよう
に形成されたコンバータ主回路１の交流ラインA,B,Cに
は、それぞれリアクトル6,7,8が挿入され、このリアク
トル6,7,8の交流電源３側の各交流ラインA,B,Cと直ライ
ンＮとの間にコンデンサ9,10,11が接続されている。こ
れらのリアクトル6,7,8とコンデンサ9,10,11によって高
周波フィルタが形成されている。
また、制御回路２は交流入力電圧と、電流検出器12,1
3により検出された交流入力電流と、直流出力電圧とを
入力し、交流入力電流を正弦波に制御し、かつその位相
と大きさを制御して力率を１に保持した状態で、直流出
力電圧を目標値に保持するように、前記トランジスタT1
〜T6をPWM制御するように形成されている。なお、この
ような入力電流の波形改善制御は公知の方法であること
から詳しい説明は省略する（例えば、電気学会出版：
「半導体電力変換回路」第211〜第212頁参照された
い）。
3により検出された交流入力電流と、直流出力電圧とを
入力し、交流入力電流を正弦波に制御し、かつその位相
と大きさを制御して力率を１に保持した状態で、直流出
力電圧を目標値に保持するように、前記トランジスタT1
〜T6をPWM制御するように形成されている。なお、この
ような入力電流の波形改善制御は公知の方法であること
から詳しい説明は省略する（例えば、電気学会出版：
「半導体電力変換回路」第211〜第212頁参照された
い）。
ここで、本実施例の高周波フィルタによる交流・直流
ライン間の高周波吸収動作を説明する前に、同ライン間
に高周波電圧が発生する現象について、第２図、第３図
（ａ）〜（ｈ）および第４図を用いて説明する。なお、
説明を簡単にするため単相インバータを例にして説明す
るが、３相インバータ又はコンバータでも同様である。
第２図において、インバータ主回路はスイッチ素子とし
てのトランジスタT1〜T4と、これらに逆並列接続された
ダイオードD1〜D4をブリッジ接続してなり、出力の交流
ラインにはリアクトルL1,L2とコンデンサＣからなる公
知のLCフィルタが設けられている。このように構成され
るインバータの直流ラインP,N間に直流電圧Edを供給
し、各トランジスタT1〜T4を第４図（ａ）〜（ｅ）に示
すように、交流出力電圧に対応した正弦波と搬送波の三
角波とを比較して得られるPWM信号により制御すると、
インバータ主回路の出力電圧v0は同図（ｆ）に示したよ
う高周波を含んだものとなるが、その高周波分はLCフィ
ルタにより除去され、交流ラインA,B間の出力電圧VABは
低周波の正弦波となる。
ライン間の高周波吸収動作を説明する前に、同ライン間
に高周波電圧が発生する現象について、第２図、第３図
（ａ）〜（ｈ）および第４図を用いて説明する。なお、
説明を簡単にするため単相インバータを例にして説明す
るが、３相インバータ又はコンバータでも同様である。
第２図において、インバータ主回路はスイッチ素子とし
てのトランジスタT1〜T4と、これらに逆並列接続された
ダイオードD1〜D4をブリッジ接続してなり、出力の交流
ラインにはリアクトルL1,L2とコンデンサＣからなる公
知のLCフィルタが設けられている。このように構成され
るインバータの直流ラインP,N間に直流電圧Edを供給
し、各トランジスタT1〜T4を第４図（ａ）〜（ｅ）に示
すように、交流出力電圧に対応した正弦波と搬送波の三
角波とを比較して得られるPWM信号により制御すると、
インバータ主回路の出力電圧v0は同図（ｆ）に示したよ
う高周波を含んだものとなるが、その高周波分はLCフィ
ルタにより除去され、交流ラインA,B間の出力電圧VABは
低周波の正弦波となる。
しかし、トランジスタT1〜T4を上述のようにPWM信号
によりオン・オフしている回路状態をモードに分類する
と、正の半波の間は第３図（ａ）〜（ｄ）に示す簡易回
路モードとなり、負の半波の間は同図（ｅ）〜（ｈ）に
示す簡易回路モードとなる。そして、モード（ａ）と
（ｃ）においては、リアクトルL1とL2の両端電圧をそれ
ぞれVL1とVL2とすると、 Ed＝VL1＋VAB＋VL2 …（１） が成立する。また、モード（ｂ）と（ｃ）においては、 VL1＋VAB＋VL2＝０ …（２） となる。同様にモード（ｅ）と（ｇ）においては次式
（３）が、モード（ｆ）と（ｈ）においては次式（４）
が成立する。
によりオン・オフしている回路状態をモードに分類する
と、正の半波の間は第３図（ａ）〜（ｄ）に示す簡易回
路モードとなり、負の半波の間は同図（ｅ）〜（ｈ）に
示す簡易回路モードとなる。そして、モード（ａ）と
（ｃ）においては、リアクトルL1とL2の両端電圧をそれ
ぞれVL1とVL2とすると、 Ed＝VL1＋VAB＋VL2 …（１） が成立する。また、モード（ｂ）と（ｃ）においては、 VL1＋VAB＋VL2＝０ …（２） となる。同様にモード（ｅ）と（ｇ）においては次式
（３）が、モード（ｆ）と（ｈ）においては次式（４）
が成立する。
−Ed＝VL1＋VAB＋VL2 …（３） VL1＋VAB＋VL2＝０ …（４） 次に各モードにおける直流ラインＮと交流ラインＢと
の間の電圧VBNを求めてみる。なお、VL1＝VL2と仮定す
る。モード（ａ）と（ｃ）のときは、第３図（ａ）と式
（１）から、 となる。同様に、モード（ｂ）のときは次式（６）、モ
ード（ｄ）のときは次式（７）、モード（ｅ）と（ｇ）
のときは次式（８）、モード（ｆ）のときは次式
（９）、モード（ｈ）のときは次式（10）になる。
の間の電圧VBNを求めてみる。なお、VL1＝VL2と仮定す
る。モード（ａ）と（ｃ）のときは、第３図（ａ）と式
（１）から、 となる。同様に、モード（ｂ）のときは次式（６）、モ
ード（ｄ）のときは次式（７）、モード（ｅ）と（ｇ）
のときは次式（８）、モード（ｆ）のときは次式
（９）、モード（ｈ）のときは次式（10）になる。
このようにして求めた電圧VBNを波形に表わすと、第
４図（ｇ）のごとく、高周波を含んだものとなってい
る。そして、この高周波電圧のために直流ラインと大地
間の浮遊容量を介して交流ライン（接地ライン）との間
に漏れ電流が流れるのである。
４図（ｇ）のごとく、高周波を含んだものとなってい
る。そして、この高周波電圧のために直流ラインと大地
間の浮遊容量を介して交流ライン（接地ライン）との間
に漏れ電流が流れるのである。
第１図実施例の場合にあっても同様に、交流ラインA,
B,Cと直流ラインＮ間に第４図（ｇ）のような高周波分
を含んだ電圧が発生しうるのであるが、高周波フィルタ
（リアクトル6,7,8及びコンデンサ9,10,11）により高周
波分が吸収されて基本波成分（電源）の低周波のみとな
る。すなわち、高周波フィルタのフィルタ特性をトラン
ジスタT1〜T6のスイッチング周波数以上の高周波を除去
しうる次数に選定することにより、低周波以外の成分が
除去されるのである。
B,Cと直流ラインＮ間に第４図（ｇ）のような高周波分
を含んだ電圧が発生しうるのであるが、高周波フィルタ
（リアクトル6,7,8及びコンデンサ9,10,11）により高周
波分が吸収されて基本波成分（電源）の低周波のみとな
る。すなわち、高周波フィルタのフィルタ特性をトラン
ジスタT1〜T6のスイッチング周波数以上の高周波を除去
しうる次数に選定することにより、低周波以外の成分が
除去されるのである。
したがって、交流ラインA,B,Cと直流ラインＮとの間
の電圧、すなわちコンデンサ9,10,11の両端電圧は第５
図に示すように直流出力電圧Edの1/2に交流電源電圧の
１相分の電圧を加えた波形の電圧vxになる。
の電圧、すなわちコンデンサ9,10,11の両端電圧は第５
図に示すように直流出力電圧Edの1/2に交流電源電圧の
１相分の電圧を加えた波形の電圧vxになる。
この結果、第６図に示した第１図実施例の簡易回路の
ように、コンバータ20の直流ラインＮと接地された筺体
21との間に浮遊容量22が存在し、また交流ラインＢ（Ｖ
相）が接地されている場合にも、上記低周波電圧vxによ
り数千pF程度の浮遊容量22を介して接地回路に流れる漏
れ電流ixはごくわずかなものとなる。
ように、コンバータ20の直流ラインＮと接地された筺体
21との間に浮遊容量22が存在し、また交流ラインＢ（Ｖ
相）が接地されている場合にも、上記低周波電圧vxによ
り数千pF程度の浮遊容量22を介して接地回路に流れる漏
れ電流ixはごくわずかなものとなる。
なお、交流電源３の系統が非接地系であっても、交流
ラインA,B,C（例えばケーブル）の長さと大地間との距
離によって決まる浮遊容量23が存在するため、vxに高周
波分が含まれると、上記と同様に高周波の漏れ電流ixが
流れることになる。したがって、本発明は、交流電源３
が非接地系でも同一の効果がある。
ラインA,B,C（例えばケーブル）の長さと大地間との距
離によって決まる浮遊容量23が存在するため、vxに高周
波分が含まれると、上記と同様に高周波の漏れ電流ixが
流れることになる。したがって、本発明は、交流電源３
が非接地系でも同一の効果がある。
以下、第７図乃至第12図に本発明の他の実施例の構成
図を示し、それぞれについて説明する。
図を示し、それぞれについて説明する。
第７図実施例は第１図実施例の変形例であり、リアク
トル6,7,8の交流電源３側の交流ラインA,B,Cの各相間に
従来のLCフィルタを構成するコンデンサ29,30,31を接続
した点のみが異なる。
トル6,7,8の交流電源３側の交流ラインA,B,Cの各相間に
従来のLCフィルタを構成するコンデンサ29,30,31を接続
した点のみが異なる。
本実施例の場合、各交流ラインA,B,C間の電圧につい
てはリアクトル６〜８とコンデンサ31のフィルタによっ
て決まり、交流ラインA,B,Cと直流ラインＮとの間の電
圧はリアクトル６〜８とコンデンサ９〜11によって決ま
る。したがって、各交流ラインA,B,C間の高周波の低減
程度と、交流ラインA,B,Cと直流ラインＮ間の高周波の
低減程度を独立に決められるという利点がある。
てはリアクトル６〜８とコンデンサ31のフィルタによっ
て決まり、交流ラインA,B,Cと直流ラインＮとの間の電
圧はリアクトル６〜８とコンデンサ９〜11によって決ま
る。したがって、各交流ラインA,B,C間の高周波の低減
程度と、交流ラインA,B,Cと直流ラインＮ間の高周波の
低減程度を独立に決められるという利点がある。
第７図は、第６図実施例のコンデンサ９と11を取り除
いた実施例である。交流ラインA,B,Cと直流ラインＮの
間のコンデンサ９〜11にくらべて交流ラインA,B,C間の
コンデンサ29〜31が充分に大きければ、第６図のコンデ
ンサ９〜11のように各交流ラインごとに入れずに、本実
施例のように１つの交流ラインと直流ラインの間にまと
めてコンデンサ７を入れても、各交流ラインA,B,Cと直
流ラインＮ間のフィルタの低減効果は同程度である。な
お、図ではコンデンサ７をＡ相（接地相）に入れている
が、Ｂ相又はＣ相でもよい。この実施例では、第６図の
実施例に対しコンデンサの部品数が低減するという効果
がある。
いた実施例である。交流ラインA,B,Cと直流ラインＮの
間のコンデンサ９〜11にくらべて交流ラインA,B,C間の
コンデンサ29〜31が充分に大きければ、第６図のコンデ
ンサ９〜11のように各交流ラインごとに入れずに、本実
施例のように１つの交流ラインと直流ラインの間にまと
めてコンデンサ７を入れても、各交流ラインA,B,Cと直
流ラインＮ間のフィルタの低減効果は同程度である。な
お、図ではコンデンサ７をＡ相（接地相）に入れている
が、Ｂ相又はＣ相でもよい。この実施例では、第６図の
実施例に対しコンデンサの部品数が低減するという効果
がある。
第９図実施例は、第１図の交流ラインA,B,Cと直流ラ
インＮに入れていたコンデンサ６〜８を、交流ラインA,
B,Cと直流ラインＰとの間に入れた実施例である。直流
ラインＮは、コンデンサ５によりほぼ完全な直流に平滑
されているので、交流ラインA,B,Cと直流ラインＮとの
間の高周波を除去するのも、交流ラインA,B,Cと直流ラ
インＰとの間の高周波を除去するのも同じ作用である。
インＮに入れていたコンデンサ６〜８を、交流ラインA,
B,Cと直流ラインＰとの間に入れた実施例である。直流
ラインＮは、コンデンサ５によりほぼ完全な直流に平滑
されているので、交流ラインA,B,Cと直流ラインＮとの
間の高周波を除去するのも、交流ラインA,B,Cと直流ラ
インＰとの間の高周波を除去するのも同じ作用である。
第10図実施例は、第１図の交流ラインA,B,Cと直流ラ
インＮとの間に入れていたコンデンサ６〜８を、交流ラ
インA,B,Cと直流ラインの中性点、すなわちコンデンサ5
Aと5Bで分圧した点に入れた実施例である。この場合、
コンデンサ６〜８に印加される電圧は、第５図に示した
波形の交流成分だけとなり、直流成分はなくなる。した
がって、第１図にくらべコンデンサ６〜８の耐圧を低く
できるという効果がある。また、コンデンサ5Aと5Bで分
圧した中性点は、交流側の中性点としても利用できる。
インＮとの間に入れていたコンデンサ６〜８を、交流ラ
インA,B,Cと直流ラインの中性点、すなわちコンデンサ5
Aと5Bで分圧した点に入れた実施例である。この場合、
コンデンサ６〜８に印加される電圧は、第５図に示した
波形の交流成分だけとなり、直流成分はなくなる。した
がって、第１図にくらべコンデンサ６〜８の耐圧を低く
できるという効果がある。また、コンデンサ5Aと5Bで分
圧した中性点は、交流側の中性点としても利用できる。
第11図実施例は、本発明をインバータに適用した実施
例である。６つのトランジスタT1〜T6と、それぞれのト
ランジスタT1〜T6に逆並列に接続されたダイオードD1〜
D6により、電圧型のPWMインバータの主回路40を構成す
る。直流電源41を入力とし、出力側は各交流ラインA,B,
Cに入れたリアクトル42〜43と、各交流ラインA,B,Cと直
流ラインＮ間に入れたコンデンサ45〜47とから成る高周
波フィルタで高周波を除去した後、負荷48に交流電流を
供給している。制御回路49は、交流出力電圧をフィード
バックして、出力電圧が一定の交流電圧となるようにト
ランジスタT1〜T6にオン・オフ信号を与えている。本実
施例でも、リアクトル42〜44とコンデンサ45〜47から成
る高周波フィルタは、基本波交流成分は通過させ、トラ
ンジスタT1〜T6のスイッチング周波数以上の高周波は十
分に除去できるような次数に選定される。したがって、
交流ラインと直流ライン間の高周波成分は、除去され
る。これにより、交流ライン部分と筺体間の浮遊容量に
よって流れる漏洩電流が低減される。
例である。６つのトランジスタT1〜T6と、それぞれのト
ランジスタT1〜T6に逆並列に接続されたダイオードD1〜
D6により、電圧型のPWMインバータの主回路40を構成す
る。直流電源41を入力とし、出力側は各交流ラインA,B,
Cに入れたリアクトル42〜43と、各交流ラインA,B,Cと直
流ラインＮ間に入れたコンデンサ45〜47とから成る高周
波フィルタで高周波を除去した後、負荷48に交流電流を
供給している。制御回路49は、交流出力電圧をフィード
バックして、出力電圧が一定の交流電圧となるようにト
ランジスタT1〜T6にオン・オフ信号を与えている。本実
施例でも、リアクトル42〜44とコンデンサ45〜47から成
る高周波フィルタは、基本波交流成分は通過させ、トラ
ンジスタT1〜T6のスイッチング周波数以上の高周波は十
分に除去できるような次数に選定される。したがって、
交流ラインと直流ライン間の高周波成分は、除去され
る。これにより、交流ライン部分と筺体間の浮遊容量に
よって流れる漏洩電流が低減される。
したがって、本実施例によれば、第12図のように直流
電源41を入力とするインバータ60の直流ライン部分と筺
体61の間の浮遊容量62と、負荷48の接地ライン又は大地
との間の浮遊容量63とから成るループに流れる高周波の
漏洩電流（ix）を低減する効果がある。
電源41を入力とするインバータ60の直流ライン部分と筺
体61の間の浮遊容量62と、負荷48の接地ライン又は大地
との間の浮遊容量63とから成るループに流れる高周波の
漏洩電流（ix）を低減する効果がある。
上述した各実施例は、３相のコンバータと３相のイン
バータについてであるが、単相の場合にも本発明は適用
できる。第13図は３相コンバータの実施例であり、第１
図から１相分を取り除いた構成となっている。第14図は
単相インバータの実施例であり第11図から１相分を取り
除いた構成となっている。どちらの場合も、交流ライン
側と直流ライン側の高周波を除去して、直流ライン部分
の浮遊容量による漏洩電流を低減できる。
バータについてであるが、単相の場合にも本発明は適用
できる。第13図は３相コンバータの実施例であり、第１
図から１相分を取り除いた構成となっている。第14図は
単相インバータの実施例であり第11図から１相分を取り
除いた構成となっている。どちらの場合も、交流ライン
側と直流ライン側の高周波を除去して、直流ライン部分
の浮遊容量による漏洩電流を低減できる。
第15図は、本発明をUPS（無停電電源装置）のコンバ
ータ部分に適用した実施例である。破線内のコンバータ
20は、第１図と同じ構成であり、直流出力にバッテリ51
と、インバータ52が接続されている。インバータ52は、
直流を入力して、一定電圧一定周波数の安定した正弦波
交流電圧を負荷48に供給している。電源３が正常時は、
コンバータ20によってバッテリ51を充電すると共にイン
バータ52へ電力を供給する。電源３が停電した場合に
は、コンバータ20は停止して、バッテリ51からインバー
タ52へ電力を供給する。これにより、電源３の正常時
も、停電時も一定した交流電圧を負荷48へ供給できる。
本実施例の場合、直流ライン部分の部品として、コンデ
ンサ５以外にバッテリ51があるため、直流ライン部分と
筺体間の浮遊容量が大きくなる。したがって、本発明適
用による漏洩電流低減の効果が大きい。
ータ部分に適用した実施例である。破線内のコンバータ
20は、第１図と同じ構成であり、直流出力にバッテリ51
と、インバータ52が接続されている。インバータ52は、
直流を入力して、一定電圧一定周波数の安定した正弦波
交流電圧を負荷48に供給している。電源３が正常時は、
コンバータ20によってバッテリ51を充電すると共にイン
バータ52へ電力を供給する。電源３が停電した場合に
は、コンバータ20は停止して、バッテリ51からインバー
タ52へ電力を供給する。これにより、電源３の正常時
も、停電時も一定した交流電圧を負荷48へ供給できる。
本実施例の場合、直流ライン部分の部品として、コンデ
ンサ５以外にバッテリ51があるため、直流ライン部分と
筺体間の浮遊容量が大きくなる。したがって、本発明適
用による漏洩電流低減の効果が大きい。
以上説明したように、本発明によれば、交流ラインに
リアクトルを挿入し、かつ交流ラインの少なくとも１相
をコンデンサを介して直流ラインに接続してなる高周波
フィルタを設けたことから、電力変換に係るスイッチ素
子を高周波スイッチングすることにより交流と直流のラ
イン間に発生する高周波電圧は上記高周波フィルタのリ
アクトルとコンデンサにより吸収される。この結果、交
流と直流のライン間に作用する電圧は低周波（交流ライ
ンの基本波）電圧となるから、直流ラインと大地間の浮
遊容量程度では支障を生じる程の漏れ電流は流れないと
いう効果がある。
リアクトルを挿入し、かつ交流ラインの少なくとも１相
をコンデンサを介して直流ラインに接続してなる高周波
フィルタを設けたことから、電力変換に係るスイッチ素
子を高周波スイッチングすることにより交流と直流のラ
イン間に発生する高周波電圧は上記高周波フィルタのリ
アクトルとコンデンサにより吸収される。この結果、交
流と直流のライン間に作用する電圧は低周波（交流ライ
ンの基本波）電圧となるから、直流ラインと大地間の浮
遊容量程度では支障を生じる程の漏れ電流は流れないと
いう効果がある。
第１図は本発明を適用してなる３相コンバータの一実施
例の構成図、第２図乃至第４図はスイッチング高周波発
生の現象を説明する図であり、第２図は単相インバータ
の構成図、第３図はスイッチングモード図、第４図は各
部波形図、第５図は第１図実施例の交流・直流ライン間
の電圧波形図、第６図は第１図実施例の動作を説明する
ための簡易回路図、第７図乃至第10図はそれぞれ本発明
を適用してなる３相コンバータの他の実施例の構成図、
第11図は本発明を適用してなる３相インバータの一実施
例の構成図、第12図は第11図実施例の動作を説明するた
めの簡易回路図、第13図と第14図はそれぞれ単相コンバ
ータとインバータの実施例の構成図、第15図は本発明を
適用してなる無停電電源装置の一実施例の構成図であ
る。 １……コンバータ主回路、 ２……制御回路、 ３……交流電源、 ４……負荷、 5,5A,5B……平滑コンデンサ、 ６〜８……リアクトル、 ９〜11……コンデンサ、 20……コンバータ、 21……筺体、 29〜31……コンデンサ、 41……直流電源、 42〜44……リアクトル、 45〜47……コンデンサ、 48……負荷、51……蓄電池、 52……インバータ、60……インバータ。
例の構成図、第２図乃至第４図はスイッチング高周波発
生の現象を説明する図であり、第２図は単相インバータ
の構成図、第３図はスイッチングモード図、第４図は各
部波形図、第５図は第１図実施例の交流・直流ライン間
の電圧波形図、第６図は第１図実施例の動作を説明する
ための簡易回路図、第７図乃至第10図はそれぞれ本発明
を適用してなる３相コンバータの他の実施例の構成図、
第11図は本発明を適用してなる３相インバータの一実施
例の構成図、第12図は第11図実施例の動作を説明するた
めの簡易回路図、第13図と第14図はそれぞれ単相コンバ
ータとインバータの実施例の構成図、第15図は本発明を
適用してなる無停電電源装置の一実施例の構成図であ
る。 １……コンバータ主回路、 ２……制御回路、 ３……交流電源、 ４……負荷、 5,5A,5B……平滑コンデンサ、 ６〜８……リアクトル、 ９〜11……コンデンサ、 20……コンバータ、 21……筺体、 29〜31……コンデンサ、 41……直流電源、 42〜44……リアクトル、 45〜47……コンデンサ、 48……負荷、51……蓄電池、 52……インバータ、60……インバータ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−230359（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−71277（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−123961（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−3667（ＪＰ，Ａ) 国際公開89／4084（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/98
Claims (6)
- 【請求項１】交流ラインと直流ラインとの間に接続され
たスイッチ素子を、高周波パルスでスイッチングするこ
とにより直交いずれかの電力変換を行う電力変換器にお
いて、前記交流ラインの各相にリアクトルを挿入接続
し、該リアクトルの前記スイッチ素子の反対側に接続さ
れた前記交流ラインの少なくとも１相をコンデンサを介
して前記直流ラインの片側ラインに接続してなり、前記
スイッチ素子のスイッチングにより発生する高周波を吸
収する高周波フィルタを設けたことを特徴とする電力変
換装置。 - 【請求項２】スイッチ素子をブリッジ接続してなる電力
変換主回路と、前記スイッチ素子を高周波パルスでスイ
ッチングすることにより直交いずれかの電力変換を行わ
せる制御回路とを含んでなる電力変換装置において、前
記電力変換主回路に接続される交流ラインの各相にリア
クトルを挿入接続し、該リアクトルの前記電力変換主回
路の反対側に接続された前記交流ラインの少なくとも１
相を、コンデンサを介して前記電力変換主回路の直流ラ
インの片側ラインに接続してなり、前記スイッチ素子の
スイッチングにより発生する高周波を吸収する高周波フ
ィルタを設けたことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項３】前記高周波フィルタが接続される直流ライ
ンが負極であることを特徴とする請求項１または２記載
の電力変換装置。 - 【請求項４】前記高周波フィルタが接続される直流ライ
ンが正極であることを特徴とする請求項１または２記載
の電力変換装置。 - 【請求項５】前記制御回路が交流出力電圧を入力し、該
交流出力電圧を一定に保つように前記スイッチ素子をPW
M制御する構成を含んでなり、前記電力変換装置が電圧
形インバータであることを特徴とする請求項２、３、４
いずれかに記載の電力変換装置。 - 【請求項６】ブリッジ接続されたスイッチ素子を有し交
流電力を直流電力に変換するコンバータと、ブリッジ接
続されたスイッチ素子を有し前記コンバータの直流出力
を交流電力に変換するインバータと、前記コンバータの
直流ラインに接続された蓄電池とを含んでなる無停電電
源装置において、前記コンバータに接続される交流ライ
ンの各相にリアクトルを挿入接続し、該リアクトルの交
流電源側の交流ラインの少なくとも１相を、コンデンサ
を介して前記コンバータの直流ラインの片側ラインに接
続してなり、前記スイッチ素子のスイッチングにより発
生する高周波を吸収する高周波フィルタを設けたことを
特徴とする無停電電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012075A JP3005804B2 (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | 電力変換装置および無停電電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012075A JP3005804B2 (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | 電力変換装置および無停電電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03218270A JPH03218270A (ja) | 1991-09-25 |
| JP3005804B2 true JP3005804B2 (ja) | 2000-02-07 |
Family
ID=11795469
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012075A Expired - Lifetime JP3005804B2 (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | 電力変換装置および無停電電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3005804B2 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP4501144B2 (ja) * | 2000-04-28 | 2010-07-14 | サンケン電気株式会社 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2002058253A (ja) * | 2000-08-08 | 2002-02-22 | Sawafuji Electric Co Ltd | インバータ装置 |
| US7548439B2 (en) | 2005-03-30 | 2009-06-16 | Hitachi, Ltd. | Electric power converter for reducing generated high frequency components |
| US7746024B2 (en) * | 2006-03-07 | 2010-06-29 | Hamilton Sundstrand Corporation | Electric engine start system with active rectifier |
| JP5050395B2 (ja) * | 2006-04-24 | 2012-10-17 | 日産自動車株式会社 | 電力制御装置及び電力制御方法 |
| JP4811102B2 (ja) | 2006-04-26 | 2011-11-09 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置の制御装置および制御方法 |
| JP5239235B2 (ja) | 2006-10-13 | 2013-07-17 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置および電力変換方法 |
| US7782005B2 (en) | 2006-11-07 | 2010-08-24 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter control |
| JP2013017246A (ja) * | 2011-06-30 | 2013-01-24 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | インバータ装置および電源システム |
| JP2014117022A (ja) * | 2012-12-07 | 2014-06-26 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 交流フィルタ |
-
1990
- 1990-01-22 JP JP2012075A patent/JP3005804B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03218270A (ja) | 1991-09-25 |
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