JP2014117022A

JP2014117022A - 交流フィルタ

Info

Publication number: JP2014117022A
Application number: JP2012267957A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Masunaga; 博史益永
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2012-12-07
Filing date: 2012-12-07
Publication date: 2014-06-26

Abstract

【課題】交流ラインの対地電位を安定させることが可能で低コストの交流フィルタを提供することである。
【解決手段】この電力変換装置の交流出力フィルタ５は、それぞれ交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬに介相されたリアクトルＬ１１〜Ｌ１３と、交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬに対してＹ結線されたコンデンサＣ１１〜Ｃ１３と、交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬに対してΔ結線されたコンデンサＣ１４〜Ｃ１６とを含む。したがって、交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬの対地電位の振動を十分に小さくし、かつコンデンサＣ１１〜Ｃ１６の容量値を小さく抑制できる。
【選択図】図１

Description

この発明は交流フィルタに関し、特に、インバータまたはコンバータで発生するキャリア周波数の信号を除去する交流フィルタに関する。

従来より、電力変換器は、交流入力フィルタ、コンバータ、インバータ、および交流出力フィルタを備えている。コンバータは、交流電源から交流入力フィルタを介して供給される第１の三相交流電力を直流電力に変換する。インバータは、コンバータで生成された直流電力を第２の三相交流電力に変換して負荷に供給する。

交流入力フィルタは、３つのリアクトルと３つのコンデンサとを含み、コンバータで発生したキャリア周波数成分のリップルを除去する。また、交流出力フィルタは、３つのリアクトルと３つのコンデンサとを含み、インバータで発生したキャリア周波数成分のリップルを除去する。３つのコンデンサを接続する方法として、Δ結線方式（すなわち三角結線方式）とＹ結線方式（すなわち星形結線方式）がある（たとえば、特許文献１参照）。

特開平９−２９４３８１号公報

しかし、３つのコンデンサをΔ結線した場合は、Ｙ結線する場合の１／３の容量値のコンデンサを使用すれば足りるが、交流ラインの対地電位が振動するという問題があった。

また、３つのコンデンサをＹ結線した場合は、交流ラインの対地電位は安定するが、Δ結線する場合の３倍の容量値のコンデンサが必要となり、コスト高になるという問題があった。

それゆえに、この発明の主たる目的は、交流ラインの対地電位を安定させることが可能で低コストの交流フィルタを提供することである。

この発明に係る交流フィルタは、三相交流電力を供給する第１〜第３の交流ラインに設けられ、三相交流電力よりも高い周波数成分のリップルを除去する交流フィルタであって、第１〜第３のリアクトルと第１〜第６のコンデンサを備えたものである。第１〜第３のリアクトルは、それぞれ第１〜第３の交流ラインに介挿されている。第１〜第３のコンデンサの一方電極は、それぞれ第１〜第３の交流ラインに接続され、それらの他方電極は互いに接続されている。第４〜第６のコンデンサの一方電極は、それぞれ第１〜第３の交流ラインに接続され、それらの他方電極はそれぞれ第２、第３および第１の交流ラインに接続されている。

好ましくは、第１〜第６のコンデンサのパーセントインピーダンスに対する第４〜第６のコンデンサのパーセントインピーダンスの比は０．５以上である。

また好ましくは、第１〜第６のコンデンサのパーセントインピーダンスに対する第４〜第６のコンデンサのパーセントインピーダンスの比は０．５以上で０．８以下である。

また好ましくは、第１〜第３の交流ラインは、直流電力を三相交流電力に変換するインバータと、三相交流電力によって駆動される負荷との間に接続されており、高い周波数成分のリップルは、インバータで発生したキャリア周波数成分である。

また好ましくは、インバータは、直流電力を受ける第１および第２の入力端子を含み、第１〜第３のコンデンサの他方電極は、第１の入力端子の電圧、第２の入力端子の電圧、または第１および第２の入力端子間の電圧を分圧した電圧を受ける。

また好ましくは、第１〜第３の交流ラインは、三相交流電力を供給する交流電源と、三相交流電力を直流電力に変換するコンバータとの間に接続されており、高い周波数成分のリップルは、コンバータで発生したキャリア周波数成分である。

また好ましくは、コンバータは、直流電力を出力するための第１および第２の出力端子を含み、第１〜第３のコンデンサの他方電極は、第１の出力端子の電圧、第２の出力端子の電圧、または第１および第２の出力端子間の電圧を分圧した電圧を受ける。

この発明に係る交流フィルタでは、Ｙ結線された第１〜第３のコンデンサと、Δ結線された第４〜第６のコンデンサとの両方を設けるので、交流ラインの対地電位を安定させることができ、低コスト化を図ることができる。

この発明の一実施の形態による電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。ＣＹ＝０％，ＣΔ＝１０％である場合の相電圧および線間電圧の波形を示すタイムチャートである。ＣＹ＝２％，ＣΔ＝８％である場合の相電圧および線間電圧の波形を示すタイムチャートである。ＣＹ＝５％，ＣΔ＝５％である場合の相電圧および線間電圧の波形を示すタイムチャートである。ＣΔ／（ＣＹ＋ＣΔ）と総容量値Ｃａとの関係を示す図である。実施の形態の変更例を示す回路ブロック図である。実施の形態の他の変更例を示す回路ブロック図である。実施の形態のさらに他の変更例を示す回路ブロック図である。

本願発明の一実施の形態による電力変換装置は、図１に示すように、交流電源１からの商用周波数の三相交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を所望の周波数の三相交流電力に変換して負荷６に供給するものである。この電力変換装置は、交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ、直流正母線ＰＬ、および直流負母線ＮＬを備える。また、この電力変換装置は、交流入力フィルタ２、コンバータ３、平滑コンデンサＣ２０、インバータ４、交流出力フィルタ５を備える。

商用周波数の三相交流電力は、交流電源１から交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬおよび交流入力フィルタ２を介してコンバータ３に供給される。交流入力フィルタ２は、リアクトルＬ１〜Ｌ３およびコンデンサＣ１〜Ｃ６を含む。リアクトルＬ１〜Ｌ３は、それぞれ交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬに介挿されている。コンデンサＣ１〜Ｃ３は交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬに対してＹ結線され、コンデンサＣ４〜Ｃ６は交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬに対してΔ結線されている。

すなわち、コンデンサＣ１〜Ｃ３の一方電極は、リアクトルＬ１〜Ｌ３の交流電源１側において、それぞれ交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬに接続されている。コンデンサＣ１〜Ｃ３の他方電極は、ともに直流負母線ＮＬに接続されている。コンデンサＣ４〜Ｃ６の一方電極は、リアクトルＬ１〜Ｌ３の交流電源１側において、それぞれ交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬに接続され、それらの他方電極はそれぞれ交流ラインＳＬ，ＴＬ，ＲＬに接続されている。交流入力フィルタ２は、交流電源１からの三相交流電力をコンバータ３に通過させるとともに、コンバータ３で発生したキャリア周波数の信号が交流電源１側に漏れるのを防止する。

コンバータ３は、トランジスタＱ１〜Ｑ６およびダイオードＤ１〜Ｄ６を含む。トランジスタＱ１〜Ｑ３のコレクタはともに直流正母線ＰＬに接続され、それらのエミッタはそれぞれ交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬに接続されている。トランジスタＱ４〜Ｑ６のコレクタはそれぞれ交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬに接続され、それらのエミッタはともに直流負母線ＮＬに接続されている。ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれトランジスタＱ１〜Ｑ６に逆並列に接続されている。トランジスタＱ１〜Ｑ６の各々は、制御部(図示せず)によってＰＷＭ（pulse width modulation：パルス幅変調）制御され、所定のタイミングでオンおよびオフされる。

コンバータ３は、交流電源１から交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬおよび交流入力フィルタ２を介して供給される三相交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬを介してインバータ４に供給する。直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬは、コンバータ３の第１および第２の出力端子となっている。平滑コンデンサＣ２０は、直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬ間に接続され、それらの間の直流電圧を平滑化させる。

インバータ４は、トランジスタＱ１１〜Ｑ１６およびダイオードＤ１１〜Ｄ１６を含む。トランジスタＱ１１〜Ｑ１３のコレクタはともに直流正母線ＰＬに接続され、それらのエミッタはそれぞれ交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬに接続されている。トランジスタＱ１４〜Ｑ１６のコレクタはそれぞれ交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬに接続され、それらのエミッタはともに直流負母線ＮＬに接続されている。ダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれトランジスタＱ１１〜Ｑ１６に逆並列に接続されている。トランジスタＱ１１〜Ｑ１６の各々は、制御部(図示せず)によってＰＷＭ制御され、所定のタイミングでオンおよびオフされる。

直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬは、インバータ４の第１および第２の入力端子となっている。インバータ４は、コンバータ３で生成された直流電力を所望の周波数の三相交流電力に変換し、その三相交流電力を交流出力フィルタ５および交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬを介して負荷６に供給する。

交流出力フィルタ５は、リアクトルＬ１１〜Ｌ１３およびコンデンサＣ１１〜Ｃ１６を含む。リアクトルＬ１１〜Ｌ１３は、それぞれ交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬに介挿されている。コンデンサＣ１１〜Ｃ１３は交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬに対してＹ結線され、コンデンサＣ１４〜Ｃ１６は交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬに対してΔ結線されている。

すなわち、コンデンサＣ１１〜Ｃ１３の一方電極は、リアクトルＬ１１〜Ｌ１３の負荷６側において、それぞれ交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬに接続されている。コンデンサＣ１１〜Ｃ１３の他方電極は、ともに直流負母線ＮＬに接続されている。コンデンサＣ１４〜Ｃ１６の一方電極は、リアクトルＬ１１〜Ｌ１３の負荷６側において、それぞれ交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬに接続され、それらの他方電極はそれぞれ交流ラインＶＬ，ＷＬ，ＵＬに接続されている。

交流出力フィルタ５は、インバータ４で生成された三相交流電力を負荷６に通過させるとともに、インバータ４で発生したキャリア周波数の信号が負荷６側に漏れるのを防止する。負荷６は、インバータ４から交流出力フィルタ５および交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬを介して供給される三相交流電力によって駆動され、所定の動作を行なう。負荷６は、たとえば、三相交流モータである。

ここで、本願の電力変換装置の交流出力フィルタ５において、Ｙ結線されたコンデンサＣ１１〜Ｃ１３とΔ結線されたコンデンサＣ１４〜Ｃ１６の両方を設けた理由について説明する。ここでは、交流出力フィルタ５のリアクトルＬ１１〜Ｌ１３のパーセントインピーダンスを５％とし、コンデンサＣ１１〜Ｃ１６のパーセントインピーダンスを１０％とする。

また、Ｙ結線されたコンデンサＣ１１〜Ｃ１３のパーセントインピーダンスをＣＹとし、Δ結線されたコンデンサＣ１４〜Ｃ１６のパーセントインピーダンスをＣΔとする。ＣＹ＋ＣΔ＝１０％である。ＣＹとＣΔの比を変えて、交流ラインＵＬの相電圧Ｖｕと、交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬの線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを検出した。

なお、リアクトルＬ１１〜Ｌ１３のパーセントインピーダンスが５％であるということは、交流出力フィルタ５に定格電流を流したときにリアクトルＬ１１〜Ｌ１３で定格電圧の５％の電圧が降下することを意味している。また、コンデンサＣ１１〜Ｃ１６のパーセントインピーダンスが１０％であるということは、交流出力フィルタ５に定格電圧を印加したときにコンデンサＣ１１〜Ｃ１６に定格電流の１０％の電流が流れることを示している。

図２（ａ）はＣＹ＝０％，ＣΔ＝１０％である場合の相電圧Ｖｕの波形を示すタイムチャートであり、図２（ｂ）はその場合の線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの波形を示すタイムチャートである。図２（ａ）（ｂ）から分かるように、この場合は相電圧Ｖｕの対地電位が振動する。相電圧Ｖｕの対地電位が振動すると漏洩電流が増加し、漏電ブレーカが誤動作する可能性がある。線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕは、滑らかな三相交流電圧となっている。

図３（ｂ）はＣＹ＝２％，ＣΔ＝８％である場合の相電圧Ｖｕの波形を示すタイムチャートであり、図３（ｂ）はその場合の線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの波形を示すタイムチャートである。図３（ａ）（ｂ）から分かるように、この場合は相電圧Ｖｕの対地電位の振動幅が十分に小さくなっている。このため、漏洩電流は小さくなり、漏電ブレーカの誤動作を抑制することができる。線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕは、滑らかな三相交流電圧となっている。

図４（ｂ）はＣＹ＝５％，ＣΔ＝５％である場合の相電圧Ｖｕの波形を示すタイムチャートであり、図４（ｂ）はその場合の線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの波形を示すタイムチャートである。図４（ａ）（ｂ）から分かるように、この場合は相電圧Ｖｕの対地電位の振動はほぼなくなっており、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕは、滑らかな三相交流電圧となっている。

次に、コンデンサＣ１１〜Ｃ１６の総容量値Ｃａについて説明する。図５は、ＣΔ／（ＣＹ＋ＣΔ）と総容量値Ｃａとの関係を示す図である。図５において、ＣＹ＝１０％，ＣΔ＝０％であるとき、すなわちＣΔ／（ＣＹ＋ＣΔ）＝０であるときのコンデンサＣ１１〜Ｃ１６の総容量値Ｃａを１としている。

図２（ａ）（ｂ）で示したケースＡ（ＣＹ＝０％，ＣΔ＝１０％）では、ＣΔ／（ＣＹ＋ＣΔ）＝１となり、コンデンサＣ１１〜Ｃ１６の総容量値Ｃａは周知の通り１／３≒０．３３となる。図３（ａ）（ｂ）で示したケースＢ（ＣＹ＝２％，ＣΔ＝８％）では、ＣΔ／（ＣＹ＋ＣΔ）＝０．８となり、コンデンサＣ１１〜Ｃ１６の総容量値Ｃａは約０．４７となる。図４（ａ）（ｂ）で示したケースＣ（ＣＹ＝５％，ＣΔ＝５％）では、ＣΔ／（ＣＹ＋ＣΔ）＝０．５となり、コンデンサＣ１１〜Ｃ１６の総容量値Ｃａは約０．６７となる。

ケースＡでは、コンデンサＣ１１〜Ｃ１６の総容量値Ｃａは約０．３３と最小になるが、図２（ａ）（ｂ）で示したように、相電圧Ｖｕの対地電位が大きく振動する。ケースＢでは、コンデンサＣ１１〜Ｃ１６の総容量値Ｃａは約０．４７と０．５以下になり、図３（ａ）（ｂ）で示したように、相電圧Ｖｕの対地電位の振動も十分に小さくなっている。ケースＣでは、コンデンサＣ１１〜Ｃ１６の容量値比は約０．６７と０．５を超えるが、図４（ａ）（ｂ）で示したように、相電圧Ｖｕの対地電位の振動はほぼなくなっている。

すなわち、ＣΔ／（ＣＹ＋ＣΔ）を０．５〜０．８の間の値に設定すれば、相電圧Ｖｕの対地電位の振動を十分に小さくし、かつコンデンサＣ１１〜Ｃ１６の容量値を小さく抑えることができる。交流入力フィルタ２についても、交流出力フィルタ５と同様である。

この実施の形態では、交流出力フィルタ５において、Ｙ結線されたコンデンサＣ１１〜Ｃ１３とΔ結線されたコンデンサＣ１４〜Ｃ１６の両方を設けたので、交流ラインＵＬ，ＶＬ，ＷＬの対地電位の振動を十分に小さくし、かつコンデンサＣ１１〜Ｃ１６の容量値を小さく抑えることができる。また、コンデンサＣ１１〜Ｃ１６の容量値を小さく抑えることができるので、装置の低コスト化を図ることができる。

また、交流入力フィルタ２において、Ｙ結線されたコンデンサＣ１〜Ｃ３とΔ結線されたコンデンサＣ４〜Ｃ６の両方を設けたので、交流ラインＲＬ，ＳＬ，ＴＬの対地電位の振動を十分に小さくし、かつコンデンサＣ１〜Ｃ６の容量値を小さく抑えることができる。また、コンデンサＣ１〜Ｃ６の容量値を小さく抑えることができるので、装置の低コスト化を図ることができる。

なお、この実施の形態では、コンデンサＣ１〜Ｃ３，Ｃ１１〜Ｃ１３の他方電極をともに直流負母線ＮＬに接続したが、コンデンサＣ１〜Ｃ３，Ｃ１１〜Ｃ１３の他方電極をともに直流正母線ＰＬに接続してもよい。

以下、種々の変更例について説明する。図６の変更例では、平滑コンデンサＣ２０が平滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２で置換される。平滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２は、直流正母線ＰＬと直流負母線ＮＬの間に直列接続される。コンデンサＣ１〜Ｃ３，Ｃ１１〜Ｃ１３の他方電極は、ともに平滑コンデンサＣ２１,Ｃ２２間の中性点ＮＰに接続される。中性点ＮＰの電圧は、直流正母線ＰＬと直流負母線ＮＬの間の直流電圧を平滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２で分圧した電圧となる。この変更例でも、実施の形態と同じ効果が得られる。

また図７の変更例では、コンデンサＣ１〜Ｃ３，Ｃ１１〜Ｃ１３の他方電極を直流負母線ＮＬから切り離してフローティングさせてもよい。この変更例でも、実施の形態と同じ効果が得られる。

また図８の変更例では、バッテリＢＴが追加される。バッテリＢＴの正極および負極は、それぞれ直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬに接続される。交流電源１から三相交流電力が正常に供給されている場合は、コンバータ３で生成された直流電力は、バッテリＢＴに貯蔵されるとともに、インバータ４に供給される。交流電源１からの電力供給が停止された場合（停電時）は、コンバータ３の運転が停止され、バッテリＢＴの直流電力がインバータ４に供給される。したがって、停電が発生した場合でも、バッテリＢＴに直流電力が蓄えられている期間は、負荷６の運転を継続することができる。このような電力変換器は、無停電電源装置と呼ばれる。この変更例でも、実施の形態と同じ効果が得られる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１交流電源、２交流入力フィルタ、３コンバータ、４インバータ、５交流出力フィルタ、６負荷、ＲＬ，ＳＬ，ＴＬ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ交流ライン、ＰＬ直流正母線、ＮＬ直流負母線、Ｃ２０〜Ｃ２２平滑コンデンサ、Ｌ１〜Ｌ３，Ｌ１１〜Ｌ１３リアクトル、Ｃ１〜Ｃ６，Ｃ１１〜Ｃ１６コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ１１〜Ｑ１６トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ６，Ｄ１１〜Ｄ１６ダイオード、ＢＴバッテリ。

Claims

三相交流電力を供給する第１〜第３の交流ラインに設けられ、前記三相交流電力よりも高い周波数成分のリップルを除去する交流フィルタであって、
第１〜第３のリアクトルと第１〜第６のコンデンサを備え、
前記第１〜第３のリアクトルはそれぞれ前記第１〜第３の交流ラインに介挿され、
前記第１〜第３のコンデンサの一方電極はそれぞれ前記第１〜第３の交流ラインに接続され、それらの他方電極は互いに接続され、
前記第４〜第６のコンデンサの一方電極はそれぞれ前記第１〜第３の交流ラインに接続され、それらの他方電極はそれぞれ前記第２、第３および第１の交流ラインに接続されている、交流フィルタ。
前記第１〜第６のコンデンサのパーセントインピーダンスに対する前記第４〜第６のコンデンサのパーセントインピーダンスの比は０．５以上である、請求項１に記載の交流フィルタ。
前記第１〜第６のコンデンサのパーセントインピーダンスに対する前記第４〜第６のコンデンサのパーセントインピーダンスの比は０．５以上で０．８以下である、請求項１に記載の交流フィルタ。
前記第１〜第３の交流ラインは、直流電力を前記三相交流電力に変換するインバータと、前記三相交流電力によって駆動される負荷との間に接続されており、
前記高い周波数成分のリップルは、前記インバータで発生したキャリア周波数成分である、請求項１から請求項３までのいずれかに記載の交流フィルタ。
前記インバータは、前記直流電力を受ける第１および第２の入力端子を含み、
前記第１〜第３のコンデンサの他方電極は、前記第１の入力端子の電圧、前記第２の入力端子の電圧、または前記第１および第２の入力端子間の電圧を分圧した電圧を受ける、請求項４に記載の交流フィルタ。
前記第１〜第３の交流ラインは、前記三相交流電力を供給する交流電源と、前記三相交流電力を直流電力に変換するコンバータとの間に接続されており、
前記高い周波数成分のリップルは、前記コンバータで発生したキャリア周波数成分である、請求項１から請求項３までのいずれかに記載の交流フィルタ。
前記コンバータは、前記直流電力を出力するための第１および第２の出力端子を含み、
前記第１〜第３のコンデンサの他方電極は、前記第１の出力端子の電圧、前記第２の出力端子の電圧、または前記第１および第２の出力端子間の電圧を分圧した電圧を受ける、請求項６に記載の交流フィルタ。