JP4698769B2 - 電力変換装置及び誘導加熱装置 - Google Patents

Description

本発明は、コンバータ、コンデンサ及びインバータから構成される電力変換装置において、コンデンサに流れるリップル電流を抑制する技術に関する。

電力変換装置は、コンバータ、コンデンサ及びインバータから構成され、モータ等の負荷に電力を供給する装置である。

コンバータは、電源と接続されており、電源電圧を変圧する。電源が系統電源の場合には、ＡＣ−ＤＣコンバータを用い、高電圧バッテリーの場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いる。インバータは、直流電圧を交流電圧に変換し、負荷に電力を供給する。コンデンサは、コンバータとインバータとの間に配置され、インバータに入力される電圧を平滑化する。通常、コンデンサは、小型化及び低コスト化に適した電解コンデンサが用いられる。

電力変換装置では、コンバータからコンデンサへ流れる直流電流と、コンデンサからインバータへ流れる直流電流とが影響し合うことにより、コンデンサに流れる電流（以下、「リップル電流」と呼称する。）が大きくなる。電解コンデンサは、リップル電流が大きくなると、等価直列抵抗の発熱により寿命が短くなるので、コンデンサの容量を大きくすることにより発熱を抑制しているが、それが、電力変換装置の小型化の阻害要因となっている。

特許文献１では、コンデンサと直列に接続された抵抗を用いて、コンデンサに流れるリップル電流を検出し、リップル電流の平均値を低減させる発明を開示している。しかし、特許文献１では、リップル電流を平均的に低減できるものの、パルス状の瞬時充放電電流を抑制することについて考慮されていない。

そこで、特許文献２では、この点を考慮して、コンバータを駆動するキャリア信号の周波数を、インバータを駆動するキャリア信号の周波数の２倍の周波数に設定することにより、コンデンサに流れるパルス状の瞬時充放電電流を抑制する発明を開示している。

特開２００６−６７７５４号公報 特開２００８−２５９３４３号公報

しかしながら、コンバータ及びインバータのキャリア信号の周波数を一致させたり、２倍にしたりしても、スイッチングの遅れや、レイアウトに応じた各素子のばらつき、機器に固有の寄生成分により、コンバータからコンデンサに流れる電流の周波数及び位相と、コンデンサからインバータに流れる電流の周波数及び位相とが正確には一致しない。したがって、特許文献２の技術を用いたとしても、期待するほどリップル電流を低減できるとは限らない。

本発明は、上記の問題点に鑑みなされたものであって、従来技術より確実にリップル電流を低減することが可能な電力変換装置及び誘導加熱装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、パルス幅変調方式により、電源電圧を変圧するコンバータ回路と、前記コンバータ回路から出力される電圧を平滑化するコンデンサと、前記コンデンサにより平滑化された直流電圧を交流電圧に変換し、負荷に電力を供給するインバータ回路と、前記コンデンサから前記インバータ回路へ流れる電流を検出するための電流センサと、前記電流センサにより検出された電流に基づいて、前記コンデンサから前記インバータ回路へ流れる電流のうち、最大振幅を有する周波数成分の周波数及び位相を取得し、前記コンバータ回路を駆動するためのパルス幅変調キャリア信号の周波数及び位相が、取得した前記周波数及び前記位相に一致するように制御する制御部とを備えることを特徴とする。

この構成によると、電流センサによる実測値に基づいて、パルス幅変調キャリア信号の周波数及び位相を、コンデンサからインバータ回路に流れる電流のうち、最大振幅を有する周波数成分の周波数及び位相に一致させるので、従来技術のように、コンバータキャリア周波数とインバータキャリア周波数とを一致させた場合と比較して、コンバータ回路からコンデンサに流れる電流と、コンデンサからインバータ回路に流れる電流との同期の精度が向上するので、従来技術より、コンデンサに流れるリップル電流を低減することができる。

リップル電流が低減されることにより、コンデンサの発熱量を抑制することができ、それにより、コンデンサの寿命を延ばしつつ、コンデンサの小型化及び装置自体の小型化を実現することができる。そして、コンデンサの小型化により、コスト削減及び配置自由度の向上を図ることができる。

さらに、リップル電流が低減されることにより、電源ノイズを低減することができる。

本発明の実施形態１に係るモータ駆動装置１の構成を示す図である。 周波数検出部１１の出力結果の具体例を示す図である。 本発明の実施形態２に係る誘導加熱装置１００の構成を示す図である。 本発明の実施形態３に係る誘導加熱装置１００ａの構成を示す図である。 本発明の実施形態４に係る誘導加熱装置１００ｂの構成を示す図である。 周波数検出部１１ｂが保持しているテーブル７０のデータ構成を示す図である。 誘導加熱装置１００ｂによる制御を説明するための波形図である。 誘導加熱装置１００ｂのシミュレーション結果の一例を示す図である。 本発明の実施形態５に係る誘導加熱装置１００ｃの構成を示す図である。 誘導加熱装置１００ｃ及びその変形例による制御を説明するための波形図である。 インバータ回路のキャリア周波数が２ｋＨｚの場合において、（ａ）インバータ回路が５０Ｈｚの制御指令で動作しているときのリップル電流Ｉｃａｐの値を示す図である。（ｂ）リップル電流ＩｃａｐについてＦＦＴを行った結果を示す図である。 インバータ回路のキャリア周波数が２ｋＨｚの場合において、（ａ）インバータ回路が３００Ｈｚの制御指令で動作しているときのリップル電流Ｉｃａｐの値を示す図である。（ｂ）リップル電流ＩｃａｐについてＦＦＴを行った結果を示す図である。

以下では、本発明に係る実施形態について、図面を参照して説明する。

１．実施形態１
図１は、本発明の電力変換装置の一実施例であるモータ駆動装置１の構成を示す図である。

同図に示すように、モータ駆動装置１は、コンバータ回路４、コンデンサ５、電流センサ６、インバータ回路７及び制御部８から構成される。モータ駆動装置１のコンバータ回路４は、直流電源２に接続されており、インバータ回路７は、モータ３に接続されている。

コンバータ回路４は、インダクタ、及びスイッチ等を含んで構成される。コンバータ回路４は、制御部８によるパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、以下、「ＰＷＭ」と略称する。）制御に従い、スイッチのオン／オフを切り替えることにより、直流電源２から供給される直流電圧を、所望の直流電圧に昇圧する。スイッチは、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等を用いる。

インバータ回路７は、モータ３を駆動させるための三相インバータである。インバータ回路７は、コンバータ回路４と同様に、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチを含み、制御部８によるＰＷＭ制御に従い、スイッチのオン／オフを切り替えることにより、コンバータ回路４により昇圧された直流電圧を、モータ３を駆動させるための三相交流電圧に変換すると共に、電流流通率を変えてモータ３への出力電圧を可変制御する。

コンバータ回路４及びインバータ回路７の間には、コンバータ回路４から出力された直流電圧の変動を抑制し、モータ駆動を安定化させるために、平滑用のコンデンサ５が接続される。本実施形態では、コンデンサ５として、小型化及び低コスト化に適した電解コンデンサを用いる。

電流センサ６は、コンデンサ５からインバータ回路７へ流れる電流Ｉｉｎｖを検出するためにコンデンサ５及びインバータ回路７の間に挿入されている。電流センサ６は、具体的には、抵抗を含む電流変換器であって、一定のサンプリングレートで、コンデンサ５及びインバータ回路７の間の抵抗値を測定して、測定した抵抗値を後述する電流検出器１０に入力可能な電流レンジに変換し、電流検出器１０に入力する。

制御部８は、マイクロプロセッサを備えるコンピュータシステムであって、コンバータ制御機能及びインバータ制御機能を備える。具体的には、制御部８は、図１に示すように、電流検出器１０、周波数検出部１１、位相検出部１２、キャリア信号制御部１３、キャリア発振器１４、コンバータ制御指令器１５、比較器１６、ゲート駆動回路１７、インバータ制御回路１８及びゲート駆動回路１９から構成される。

コンバータ制御機能としては、先ず、電流センサ６により検出された電流Ｉｉｎｖが、電流検出器１０を介して、周波数検出部１１及び位相検出部１２に入力される。

周波数検出部１１は、電流検出器１０から入力されたＩｉｎｖの電流波形に、周波数分析の一例である高速フーリエ変換（以下、「ＦＦＴ」と呼称する。）の演算を施すことにより、Ｉｉｎｖに含まれる周波数成分のうち、最も電流量が大きい（振幅が大きい）周波数成分を抽出する。図２は、Ｉｉｎｖの電流波形にＦＦＴの演算を施したときの出力結果を示す図である。周波数検出部１１は、図２のような出力結果から、Ｉｉｎｖに含まれる周波数成分のうち、最も電流量が大きい周波数成分である周波数ｆ１を検出する。周波数検出部１１は、検出した周波数ｆ１を、位相検出部１２及びキャリア信号制御部１３に出力する。

位相検出部１２は、電流検出器１０から入力されたＩｉｎｖの電流波形と周波数検出部１１から入力された周波数ｆ１とに基づき、時間軸方向の電流波形から、周波数ｆ１の電流値がゼロとなるゼロクロス点を検出する。そして、位相検出部１２は、ゼロクロス点を検出する毎にキャリア信号制御部１３にパルス信号を出力する。

キャリア信号制御部１３は、キャリア発振器１４が生成するＰＷＭキャリア信号の周波数及び位相を制御する機能を有する。

具体的には、キャリア信号制御部１３は、周波数検出部１１から周波数ｆ１を受け取り、位相検出部１２からパルス信号を受け取る。更に、キャリア信号制御部１３は、キャリア発振器１４からのフィードバック信号を受け取る。

キャリア信号制御部１３は、フィードバック信号の周波数と周波数ｆ１とを比較して、フィードバック信号の周波数がｆ１に一致するように補正する。また、キャリア信号制御部１３は、フィードバック信号の立ち上がりタイミングと、位相検出部１２から受け取るパルス信号とを比較して、フィードバック信号の立ち上がりタイミングが、パルス信号の立ち上がりタイミングと一致するように補正する。そして、キャリア信号制御部１３は、補正された周波数と位相（立ち上がりタイミング）とを、キャリア発振器１４に指示する。

キャリア発振器１４は、キャリア信号制御部１３から指示された周波数及び位相のＰＷＭキャリア信号を生成する。キャリア発振器１４は、生成したＰＷＭキャリア信号を、比較器１６に入力すると共に、フィードバック制御のためキャリア信号制御部１３に返す。

これにより、キャリア発振器１４が生成するＰＷＭキャリア信号の周波数をｆ１に一致させ、且つ、ＰＷＭキャリア信号の立ち上がりタイミングを、Ｉｉｎｖの周波数ｆ１の立ち上がりタイミングに同期させることができる。

ここで、キャリア発振器１４が生成するＰＷＭキャリア信号は、ノコギリ波又は三角波である。ノコギリ波は、信号がオンになるタイミング、又は、オフになるタイミングが一定であるのに対し、三角波は、信号がオンになるタイミングもオフになるタイミングも一定でない。そこで、位相の補正を容易にするという観点では、三角波よりノコギリ波の方がＰＷＭキャリア信号として望ましい。

比較器１６は、キャリア発振器１４とコンバータ制御指令器１５との振幅を比較し、ゲート駆動回路１７に出力信号を出力する。ゲート駆動回路１７は、比較器１６から受け取る出力信号を増幅してコンバータゲート信号を生成し、コンバータ回路４のスイッチを駆動させる。

制御部８のインバータ制御機能としては、システム制御に基づいて、インバータ制御回路１８の出力信号をゲート駆動回路１９により増幅してインバータゲート信号を生成し、インバータ回路のスイッチを駆動させる。

本実施形態では、コンデンサからインバータ回路に流れる電流Ｉｉｎｖの実測値に基づいて、コンバータ回路のキャリア周波数を決定する。

本実施形態は、この方法を用いることによって、従来提案されているコンバータ回路およびインバータ回路のキャリア周波数を一致させたり２倍に設定したりする方法と比較して、リップル電流低減効果が高い。

なぜなら、インバータ回路のキャリア周波数と、コンデンサからインバータに流れる電流Ｉｉｎｖに含まれる周波数成分のうち最も電流量が大きい周波数成分とは、必ずしも一致または２倍にならないからである。

以下、インバータ回路のキャリア周波数が２ｋＨｚの場合を具体例に用いて説明する。

図１１（ａ）は、インバータ回路が電気角周波数５０Ｈｚの制御指令で動作しているときのコンデンサに流れるリップル電流Ｉｃａｐの値を示す。そして、図１１（ｂ）は、図１１（ａ）のリップル電流ＩｃａｐについてＦＦＴを行った結果を示す。

一方、図１２（ａ）は、インバータ回路が電気角周波数３００Ｈｚの制御指令で動作しているときのコンデンサに流れるリップル電流Ｉｃａｐの値を示す。そして、図１２（ｂ）は、図１２（ａ）のリップル電流ＩｃａｐについてＦＦＴを行った結果を示す。

図１１（ｂ）では、最大振幅を有する周波数成分Ｆは約４ｋＨｚであるのに対して、図１２（ｂ）では、最大振幅を有する周波数成分Ｆは約７ｋＨｚである。すなわち、インバータの動作条件によって、リップル電流Ｉｃａｐの周波数成分は変動する。

インバータ回路が５０Ｈｚの制御指令で動作しているときは、コンバータ回路のキャリア周波数を、インバータ回路のキャリア周波数（２ｋＨｚ）の２倍（４ｋＨｚ）に設定すれば、コンバータ回路４からコンデンサ５へ流れる電流Ｉｃｎｖとコンデンサ５からインバータ回路７へ流れる電流Ｉｉｎｖとを同期させることができる。

しかし、インバータ回路が３００Ｈｚの制御指令で動作しているときには、ＩｃｎｖとＩｉｎｖとを同期させるためには、コンバータ回路のキャリア周波数を、インバータ回路のキャリア周波数の２倍ではなく、３．５倍（７ｋＨｚ）に設定しなければならない。

そのため、従来提案されているように、コンバータ回路のキャリア周波数を、単純にインバータ回路のキャリア周波数の２倍に設定するだけでは、変動するインバータの動作状態に追従できない。

そこで、本実施形態は、コンデンサからインバータ回路に流れる電流Ｉｉｎｖを実測することにより、インバータ回路の動作状態に応じた最適なコンバータ回路のキャリア周波数を決定することができる。

そして、コンバータ回路４からコンデンサ５へ流れる電流Ｉｃｎｖと、コンデンサ５からインバータ回路７へ流れる電流Ｉｉｎｖとが同期することにより、コンデンサ５に流れるリップル電流Ｉｃａｐを低減することができる。

リップル電流が低減することで、コンデンサの発熱量が低下し、電解コンデンサの寿命を延ばすことができるので、コンデンサの小型化及び装置自体の小型化を実現することができる。更には、コンデンサの小型化により、コスト削減及び配置自由度の向上を図ることができる。

さらに、リップル電流が低減されることにより、電源ノイズを低減することができる。

２．実施形態２
図３は、本発明の誘導加熱装置の一実施例である誘導加熱装置１００の構成を示す図である。

同図に示すように、誘導加熱装置１００は、ダイオードブリッジ３２、コイル３３、スイッチ３４及びダイオード３５から構成されるコンバータ回路と、コンデンサ３６と、電流センサ３７と、インバータ回路３８と、電流センサ３９、加熱コイル４０及び共振コンデンサ４１から構成される負荷回路としての加熱器５０と、制御部６０とから構成される。

誘導加熱装置１００は、具体的には、加熱器５０の上部に図示していないトッププレートを有し、インバータ回路３８から加熱コイル４０に高周波電流を供給することにより、トッププレート上に載置された負荷鍋を加熱する加熱調理器である。

コンバータ回路は、交流電源３１と接続されており、交流電源３１から供給される交流電圧を、制御部６０によるＰＷＭ制御に従い、スイッチ３４のオン／オフを切り替えることにより、所望の直流電圧に変換する。スイッチ３４としては、実施形態１と同様に、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等を用いる。

インバータ回路３８は、単相インバータである。インバータ回路３８は、コンバータ回路と同様に、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチを含み、制御部６０によるＰＷＭ制御に従い、スイッチのオン／オフを切り替えることにより、コンバータ回路により昇圧された直流電圧を、負荷鍋を加熱するための交流電圧に変換する。また、インバータ回路３８は、加熱対象である負荷鍋の種類に応じて、電流流通率を変え、加熱器５０への出力電圧を可変制御する。

コンバータ回路及びインバータ回路３８の間には、コンバータ回路から出力された直流電圧の変動を抑制し、加熱器５０による負荷鍋への加熱を安定化させるために、平滑用のコンデンサ３６が接続される。平滑用のコンデンサ３６としては、実施形態１と同様に、小型化及び低コスト化に適した電解コンデンサを用いる。

電流センサ３７は、抵抗を含む電流変換器であって、コンデンサ３６からインバータ回路３８へ流れる電流Ｉｉｎｖを検出するために、コンデンサ３６及びインバータ回路３８の間に挿入されている。

加熱器５０は、電流センサ３９を含む。電流センサ３９は、抵抗を含む電流変換器であって、インバータ回路３８から加熱コイル４０へ流れる正弦波状の共振電流を検出するために、インバータ回路３８及び加熱コイル４０の間に挿入されている。電流センサ３９は、一定のサンプリングレートで抵抗値を測定して、それを電流レンジに変換して、電流検出器２０へ出力する。

制御部６０は、マイクロプロセッサを備えるコンピュータシステムであって、コンバータ制御機能及びインバータ制御機能を備える。具体的には、制御部６０は、図３に示すように、電流検出器１０、周波数検出部１１、位相検出部１２、キャリア信号制御部１３、キャリア発振器１４、コンバータ制御指令器１５、比較器１６、ゲート駆動回路１７、インバータ制御回路１８、ゲート駆動回路１９及び電流検出器２０から構成される。

なお、図３の制御部６０において、実施形態１と同様の構成要素については、図１と同一の符号を用い、説明を省略する。

制御部６０のコンバータ制御機能は、実施形態１と同様である。コンバータ回路では、ゲート駆動回路１７から信号を受け、入力電力を所望の電圧の直流電力に変換するとともに、入力電流を正弦波の波形に変換し、入力電流の高調波を低減する。

制御部６０のインバータ制御機能としては、システム制御に基づいて、加熱器５０の電流センサ３９によって検出された共振電流の電流値が、電流検出器２０を介してインバータ制御回路１８に入力される。インバータ制御回路１８は、電流検出器２０から入力された共振電流の電流値に基づいて、加熱対象である負荷鍋の種類に応じた出力信号をゲート駆動回路１９に出力する。ゲート駆動回路１９は、出力信号を増幅してインバータゲート信号を生成し、インバータ回路３８のスイッチを駆動させる。

インバータ回路３８は、ゲート駆動回路１９からインバータゲート信号を受けてスイッチを駆動することにより、負荷鍋の種類に応じて、直流電圧を周波数変換すると共に、電流流通率を変えて加熱器５０の火力を可変制御する。

本実施形態によれば、コンバータ回路からコンデンサ３６に流れる電流Ｉｃｎｖと、コンデンサ３６からインバータ回路３８に流れる電流Ｉｉｎｖとが同期することにより、コンデンサ３６に流れるリップル電流Ｉｃａｐを低減することができる。

リップル電流が低減することで、コンデンサの発熱量が低下し、コンデンサの寿命を延ばすことができるので、コンデンサの小型化及び装置自体の小型化を実現することができる。更には、コンデンサの小型化により、コスト削減及び配置自由度の向上を図ることができる。

さらに、リップル電流が低減されることにより、電源ノイズを低減することができる。

なお、本実施形態は、実施形態１と同様に、コンデンサからインバータ回路に流れる電流Ｉｉｎｖの実測値に基づいて、コンバータ回路のキャリア周波数を決定するので、実施形態１と同様に、従来提案されているコンバータ回路およびインバータ回路のキャリア周波数を一致させたり２倍に設定したりする方法と比較して、リップル電流低減効果が高い。
３．実施形態３
上記の実施形態２では、コンデンサ３６とインバータ回路３８との間に電流センサ３７を挿入し、コンデンサ３６からインバータ回路３８へ流れる電流Ｉｉｎｖを直接検出する実施例を示した。ここでは、実施形態３として、負荷側の電流センサ３９の検出結果を用いることにより、コンデンサ３６とインバータ回路３８との間の電流センサが不要となる実施例について説明する。

図４は、本発明の一実施形態に係る誘導加熱装置１００ａの構成を示す図である。

同図に示すように、誘導加熱装置１００ａは、ダイオードブリッジ３２、コイル３３、スイッチ３４及びダイオード３５から構成されるコンバータ回路と、コンデンサ３６と、インバータ回路３８と、電流センサ３９、加熱コイル４０及び共振コンデンサ４１から構成される加熱器５０と、制御部６０ａとから構成される。

制御部６０ａは、マイクロプロセッサを備えるコンピュータシステムであって、コンバータ制御機能及びインバータ制御機能を備える。具体的には、制御部６０ａは、周波数検出部１１ａ、位相検出部１２ａ、キャリア信号制御部１３、キャリア発振器１４、コンバータ制御指令器１５、比較器１６、ゲート駆動回路１７、インバータ制御回路１８、ゲート駆動回路１９、電流検出器２０及び算出部２１から構成される。

図４において、実施形態２（図３）と同様の構成要素については、同一の符号を用いて、説明を省略する。

実施形態２との構成上の相違は、コンデンサ３６とインバータ回路３８との間に電流センサ３７が挿入されていないこと、制御部６０ａが電流検出器１０を備えていないこと、及び、制御部６０ａが算出部２１を備えることである。

周波数検出部１１ａ及び位相検出部１２ａは、実施形態２の周波数検出部１１及び位相検出部１２と同様の機能を有するが、入力側が、電流検出器ではなく、実施形態３に特有の構成要素である算出部２１に接続されている点で、実施形態２と異なる。

本実施形態に特有の構成要素である算出部２１は、コンデンサ３６からインバータ回路３８に流れる電流Ｉｉｎｖの電流波形を算出して、周波数検出部１１ａ及び位相検出部１２ａへ出力する。

具体的には、算出部２１は、電流検出器２０から、加熱コイル４０に流れる正弦波状の共振電流の電流値を受け取り、その絶対値を算出することにより、コンデンサ３６からインバータ回路３８へ流れる電流の電流値を算出する。電流センサ３９及び電流検出器２０は一定のサンプリングレートで電流値をサンプリングするので、算出部２１は、電流検出器２０から電流値が入力される都度、上記の処理を行うことにより、コンデンサ３６からインバータ回路３８に流れる電流Ｉｉｎｖの電流波形を算出する。

周波数検出部１１ａは、実施形態２の周波数検出部１１と同様に、算出部２１から入力された電流Ｉｉｎｖの時間軸方向の電流波形に、ＦＦＴを施すことによ
り、Ｉｉｎｖに含まれる周波数成分のうち、最も電流量が大きい（振幅が大きい）周波数成分である周波数ｆ１を抽出する。

位相検出部１２ａは、実施形態２の位相検出部１２と同様に、算出部２１から入力された電流波形と、周波数検出部１１ａから入力された周波数ｆ１とに基づき、周波数ｆ１の電流値がゼロとなるゼロクロス点を検出する。そして、ゼロクロス点を検出する毎にキャリア信号制御部１３にパルス信号を出力する。

本実施形態によれば、コンデンサ３６からインバータ回路３８へ流れる電流Ｉｉｎｖを検出する電流センサを用いなくとも、加熱器５０が備える電流センサ３９の検出結果を用いることにより、コンバータ回路からコンデンサ３６へ流れる電流Ｉｃｎｖと、コンデンサ３６からインバータ回路３８へ流れる電流Ｉｉｎｖとを同期させることができる。

そして、ＩｃｎｖとＩｉｎｖとが同期することにより、コンデンサ３６に流れるリップル電流Ｉｃａｐを低減することができる。リップル電流が低減することで、コンデンサの発熱量が低下し、コンデンサの寿命を延ばすことができるので、コンデンサの小型化及び装置自体の小型化を実現することができる。更には、コンデンサの小型化により、コスト削減及び配置自由度の向上を図ることができる。

さらに、リップル電流が低減されることにより、電源ノイズを低減することができる。

４．実施形態４
実施形態３では、Ｉｉｎｖを直接検出せずに、負荷側の電流センサ３９の検出結果を利用して、Ｉｉｎｖの電流波形を算出する実施例を示した。

実施形態４では、誘導加熱装置の動作範囲が予測可能である場合に、Ｉｉｎｖを直接検出する電流センサを用いずに、複数の動作パターンを予め準備しておき、ある動作パターンのときに、リップル電流Ｉｃａｐを有効に低減できるＰＷＭキャリア信号の周波数及び位相を設定する実施例について説明する。

図５は、本発明の一実施形態に係る誘導加熱装置１００ｂの構成を示す図である。

同図に示すように、誘導加熱装置１００ｂは、ダイオードブリッジ３２、コイル３３、スイッチ３４及びダイオード３５から構成されるコンバータ回路と、コンデンサ３６と、インバータ回路３８と、電流センサ３９、加熱コイル４０及び共振コンデンサ４１から構成される加熱器５０と、制御部６０ｂとから構成される。

制御部６０ｂは、マイクロプロセッサを備えるコンピュータシステムであって、コンバータ制御機能及びインバータ制御機能を備える。具体的には、制御部６０ｂは、周波数検出部１１ｂ、位相検出部１２ｂ、キャリア信号制御部１３、キャリア発振器１４、コンバータ制御指令器１５、比較器１６、ゲート駆動回路１７、インバータ制御回路１８、ゲート駆動回路１９及び電流検出器２０から構成される。

図５において、実施形態３（図４）と同様の構成要素については、同一の符号を用いて、説明を省略する。

実施形態３との構成上の相違は、制御部６０ｂが算出部を備えておらず、電流検出器２０による検出結果が、周波数検出部１１ｂ及び位相検出部１２ｂに入力される点である。

加熱器５０が、アルミなどの低抵抗非磁性材質の鍋（以下、単に「アルミ鍋」と記載する。）を加熱するとき、加熱コイル４０には、一例として、正弦波状の共振電流９０ｋＨｚが通電される。このとき、コンデンサ３６からインバータ回路３８へ流れる電流Ｉｉｎｖに含まれる周波数成分のうち、最も電流量の大きい周波数成分の周波数は、１８０ｋＨｚである。

また、加熱器５０が、鉄などの磁性材質の鍋（以下、単に「鉄鍋」と記載する。）を加熱するとき、加熱コイル４０には、一例として、正弦波状の共振電流２３ｋＨｚが通電される。このとき、コンデンサ３６からインバータ回路３８へ流れる電流Ｉｉｎｖに含まれる周波数成分のうち、最も電流量の大きい周波数成分の周波数は、４６ｋＨｚである。

そこで、周波数検出部１１ｂは、図６に示すテーブル７０を予め記憶している。

テーブル７０は、共振電流の周波数９０ｋＨｚに対して、コンバータキャリア周波数１８０ｋＨｚ（予測周波数）が対応付けられており、共振電流の周波数２３ｋＨｚに対して、コンバータキャリア周波数４６ｋＨｚ（予測周波数）が対応付けられている。

周波数検出部１１ｂは、電流検出器２０から、加熱コイル４０に流れる共振電流の電流値が順次入力されると、入力された電流値に基づき、共振電流の周波数を検出する。即ち、本実施形態の周波数検出部１１ｂは、ＦＦＴ等の高度な処理を行うものではなく、単純な周波数検出器を備えていればよい。

周波数検出部１１ｂは、検出した共振電流の周波数が９０ｋＨｚの場合、テーブル７０を参照して、９０ｋＨｚに対応付けられているコンバータキャリア周波数１８０ｋＨｚを、ｆ１として、位相検出部１２ｂ及びキャリア信号制御部１３へ入力する。

また、周波数検出部１１ｂは、検出した共振電流の周波数が２３ｋＨｚの場合、テーブル７０を参照して、２３ｋＨｚに対応付けられているコンバータキャリア周波数４６ｋＨｚを、ｆ１として、位相検出部１２ｂ及びキャリア信号制御部１３へ入力する。

位相検出部１２ｂは、電流検出器２０から順次受け取る共振電流の電流値から、Ｉｉｎｖの時間軸方向の電流波形を算出する。算出の方法は、実施形態３の算出部２１と同様の方法を用いても良い。また、位相検出部１２ｂは、周波数検出部１１ｂからｆ１を受け取る。位相検出部１２ｂは、算出された電流波形と、周波数検出部１１ｂから受け取ったｆ１とから、周波数ｆ１の電流値がゼロとなるゼロクロス点を検出する。そして、ゼロクロス点を検出する毎にキャリア信号制御部１３にパルス信号を出力する。

なお、図６に示したテーブル７０は一例である。アルミ鍋及び鉄鍋以外にも、誘導加熱装置１００ｂが加熱対象とする負荷鍋の種類に応じて、複数のパターンを記憶していてもよい。

本実施形態によると、共振電流の周波数から、Ｉｉｎｖに含まれる周波数成分のうち、最も電流量の大きい周波数成分の周波数（ｆ１）を予測することにより、Ｉｉｎｖを直接検出する電流センサが不要となり、更に、周波数検出部１１ｂによるＦＦＴの演算も不要となる。

そして、本実施形態においても、他の実施形態と同様に、コンバータ回路からコンデンサ３６へ流れる電流Ｉｃｎｖと、コンデンサ３６からインバータ回路３８へ流れる電流Ｉｉｎｖとを同期させることが可能となるので、コンデンサ３６に流れるリップル電流Ｉｃａｐを低減することができる。

リップル電流が低減することで、コンデンサの発熱量が低下し、コンデンサの寿命を延ばすことができるので、コンデンサの小型化及び装置自体の小型化を実現することができる。更には、コンデンサの小型化により、コスト削減及び配置自由度の向上を図ることができる。

さらに、リップル電流が低減されることにより、電源ノイズを低減することができる。

図７は、本実施形態の制御部６０ｂによるコンバータ制御及びインバータ制御を、より具体的に説明するための波形図である。

（ａ）は、キャリア発振器１４が生成するキャリア信号を示している。

（ｂ）は、コンバータ制御指令器１５が生成するコンバータ制御指令を示している。

（ｃ）は、ゲート駆動回路１７が生成するコンバータゲート信号を示している。ゲート駆動回路１７は、キャリア信号（ａ）の振幅とコンバータ制御指令（ｂ）の振幅とを比較することにより、コンバータゲート信号を生成し、コンバータ回路のスイッチ３４を駆動する。

（ｄ）は、コンバータ回路から、コンデンサ３６へ出力される電流Ｉｃｎｖを示している。より具体的には、Ｉｃｎｖは、スイッチ３４がオフのときにダイオード３５に流れる電流である。

（ｅ）は、ゲート駆動回路１９が生成するインバータゲート信号を示している。ゲート駆動回路１９は、一定の共振電流を加熱コイル４０に供給するため、一定の周波数でインバータ回路３８のスイッチを駆動する。

（ｆ）は、コンデンサ３６からインバータ回路３８へ流れる電流Ｉｉｎｖを示している。Ｉｉｎｖは、加熱コイル４０に流れる共振電流の２倍の周波数成分をもつ電流である。

（ｇ）は、コンデンサ３６に流れるリップル電流Ｉｃａｐを示す。

図７では、コンバータキャリア信号（ａ）の周波数を、共振電流の周波数の２倍に設定する。即ち、Ｉｉｎｖ（ｆ）の周波数に一致させる。

そして、コンバータキャリア信号（ａ）の立ち上がりタイミングを、Ｉｉｎｖ（ｆ）のゼロ電流時に同期させている。このような制御によって、リップル電流Ｉｃａｐ（ｇ）を低減させることができる。

図８は、リップル電流Ｉｃａｐの低減効果を説明するため、シミュレーション結果の一例を示す図である。

図８（ａ）は、コンバータキャリア信号の周波数を４５ｋＨｚに設定し、インバータの共振電流周波数を９０ｋＨｚに設定した場合の、Ｉｃｎｖ、Ｉｉｎｖ及びＩｃａｐのそれぞれの電流波形を示している。この場合、Ｉｃａｐの電流実効値は、所定の時間長の波形区間で４９Ａｒｍｓである。

図８（ｂ）は、コンバータキャリア信号の周波数を１８０ｋＨｚに設定し、インバータの共振電流周波数を９０ｋＨｚに設定した場合の、Ｉｃｎｖ、Ｉｉｎｖ及びＩｃａｐのそれぞれの電流波形を示している。この場合、Ｉｃａｐの電流実効値は、所定の時間長の波形区間で３４Ａｒｍｓである。

したがって、コンバータキャリア信号の周波数を、インバータの共振電流周波数の２倍に設定し、位相を同期させることにより、リップル電流Ｉｃａｐを約３０％低減することが可能となる。

５．実施形態５
ここでは、本発明の誘導加熱装置の一実施例である誘導加熱装置１００ｃについて説明する。

図９は、誘導加熱装置１００ｃの構成を示す図である。同図に示すように、誘導加熱装置１００ｃは、ダイオードブリッジ３２、コイル３３ａ、コイル３３ｂ、スイッチ３４ａ、スイッチ３４ｂ、ダイオード３５ａ及びダイオード３５ｂから構成されるコンバータ回路と、コンデンサ３６と、電流センサ３７と、インバータ回路３８と、電流センサ３９、加熱コイル４０及び共振コンデンサ４１から構成される加熱器５０と、制御部６０ｃとから構成される。

制御部６０ｃは、マイクロプロセッサを備えるコンピュータシステムであって、コンバータ制御機能及びインバータ制御機能を備える。具体的には、制御部６０ｃは、電流検出器１０、周波数検出部１１ｃ、位相検出部１２ｃ、キャリア信号制御部１３ｃ、キャリア発振器１４、コンバータ制御指令器１５、比較器１６ｃ、ゲート駆動回路１７ａ、ゲート駆動回路１７ｂ、インバータ制御回路１８、ゲート駆動回路１９及び電流検出器２０から構成される。

図９において、実施形態２（図３）と同様の構成要素については、同一の符号を用い、説明を省略する。

実施形態２との構成上の相違は、コンバータ回路として、複数のインダクタであるコイル３３ａ及びコイル３３ｂを含む二相コンバータを用いる点である。

先ず、本実施形態で用いる二相コンバータについて説明する。

誘導加熱装置１００ｃの二相コンバータは、コイル３３ａ及び３３ｂがそれぞれ接続されている２個のスイッチ３４ａ及び３４ｂが、制御部６０ｃのゲート駆動回路１７ａ及び１７ｂによって、１８０°ずれた位相で交互にオンオフされるインターリーブ方式によって駆動する。

このように、スイッチ３４ａ及び３４ｂを、１８０°ずれた位相で駆動することにより、スイッチ３４ａ及び３４ｂと接続されたダイオード３５ａ及び３５ｂからの出力が、２個の電流経路に分岐されるため、各電流経路の電流値が小さくなる。これに伴い、スイッチ３４ａ及び３４ｂのスイッチング電流を小さくすることが可能となる。

次に、本実施形態のコンバータ制御機能について説明する。

本実施形態では、実施形態２と同様に、コンデンサ３６とインバータ回路３８との間に電流センサ３７を挿入し、インバータ回路３８へ流れる電流Ｉｉｎｖを直接検出する構成を有している。そして、制御部６０ｃの周波数検出部１１ｃは、Ｉｉｎｖの電流波形にＦＦＴの演算を施して、Ｉｉｎｖに含まれる周波数成分のうち最も電流量が大きい（振幅が大きい）周波数成分の周波数ｆ１を抽出する。そして、周波数検出部１１ｃは、抽出された周波数ｆ１を、位相検出部１２ｃに出力する。また、周波数検出部１１ｃは、抽出された周波数ｆ１の１／２倍の周波数ｆ２を、キャリア信号制御部１３ｃに出力する。

位相検出部１２ｃは、電流検出器１０から受け取るＩｉｎｖの電流波形から、周波数ｆ１の電流値がゼロとなるゼロクロス点を検出する。そして、ゼロクロス点を２回検出する毎に１回、キャリア信号制御部１３にパルス信号を出力する。

キャリア信号制御部１３ｃは、キャリア発振器１４から受け取るフィードバック信号の周波数と周波数ｆ２とを比較して、フィードバック信号の周波数がｆ２に一致するように補正する。また、キャリア信号制御部１３ｃは、フィードバック信号の立ち上がりタイミングと、位相検出部１２ｃから受け取るパルス信号とを比較して、フィードバック信号の立ち上がりタイミングが、パルス信号の立ち上がりタイミングと一致するように補正する。

比較器１６ｃは、キャリア発振器１４からのＰＷＭキャリア信号の振幅とコンバータ制御指令器１５からのコンバータ制御指令の振幅とを比較して、出力信号をゲート駆動回路１７ａ及び１７ｂに出力する。

ゲート駆動回路１７ａ及び１７ｂは、それぞれ、出力信号を増幅してコンバータゲート信号を生成し、生成したコンバータゲート信号を、コンバータ回路へ出力し、スイッチ３４ａ及び３４ｂを駆動する。

このとき、比較器１６ｃは、ゲート駆動回路１７ａ及び１７ｂに、それぞれ１８０°位相がずれた出力信号を出力する。図１０の（ｃ）は、ゲート駆動回路１７ａからスイッチ３４ａに出力されるコンバータゲート信号を示しており、図１０の（ｄ）は、ゲート駆動回路１７ｂからスイッチ３４ｂに出力されるコンバータゲート信号を示している。（ｃ）及び（ｄ）に示すように、コンバータゲート信号の位相は、１８０°ずれている。

比較器１６ｃが、ゲート駆動回路１７ａ及び１７ｂに、それぞれ１８０°位相がずれた出力信号を出力することにより、スイッチ３４ａ及び３４ｂが、上述したインターリーブ方式で駆動する。

続いて、本実施形態の変形例について説明する。

本実施形態は、コンデンサ３６及びインバータ回路３８の間に電流センサ３７を設け、コンデンサ３６からインバータ回路３８へ流れる電流Ｉｉｎｖを直接検出する構成を有していた。しかし、実施形態４のように、加熱コイル４０に流れる共振電流の周波数から、Ｉｉｎｖに含まれる周波数成分のうち、最も電流量の大きい周波数成分の周波数（ｆ１）を予測することができれば、ｆ１を基に、コンバータキャリア信号の周波数（ｆ２）を決定することが可能である。このような制御を行えば、Ｉｉｎｖを直接検出する電流センサが不要となり、更には、周波数検出部１１によるＦＦＴの演算も不要となる。

実施形態４で説明したが、加熱器５０がアルミ鍋を加熱するとき、加熱コイル４０には、正弦波状の共振電流９０ｋＨｚが通電される。このとき、コンデンサ３６からインバータ回路３８へ流れる電流Ｉｉｎｖに含まれる周波数成分のうち、最も電流量の大きい周波数成分の周波数（ｆ１）は、１８０ｋＨｚである。この場合、コンバータキャリア信号の周波数（ｆ２）は、ｆ１の１／２倍、即ち、共振電流の周波数と同じ９０ｋＨｚとすればよい。

また、加熱器５０が鉄鍋を加熱するとき、加熱コイル４０には、正弦波状の共振電流２３ｋＨｚが通電される。このとき、コンデンサ３６からインバータ回路３８へ流れる電流Ｉｉｎｖに含まれる周波数成分のうち、最も電流量の大きい周波数成分の周波数（ｆ１）は、４６ｋＨｚである。この場合、コンバータキャリア信号の周波数（ｆ２）は、ｆ１の１／２倍、即ち、共振電流の周波数と同じ２３ｋＨｚとすればよい。

図１０は、本実施形態及びその変形例によるコンバータ制御及びインバータ制御をより具体的に説明するための波形図である。

（ａ）は、キャリア発振器１４が生成するキャリア信号を示している。

（ｂ）は、コンバータ制御指令器１５が生成するコンバータ制御指令を示している。

（ｃ）は、ゲート駆動回路１７ａが生成するコンバータゲート信号を示している。

（ｄ）は、ゲート駆動回路１７ｂが生成するコンバータゲート信号を示している。

（ｅ）は、コンバータ回路から、コンデンサ３６へ出力される電流Ｉｃｎｖを示している。より具体的には、Ｉｃｎｖは、スイッチ３４ａ及び３４ｂがそれぞれオフしているときにダイオード３５ａに流れる電流とダイオード３５ｂに流れる電流との和である。

（ｆ）は、ゲート駆動回路１９が生成するインバータゲート信号を示している。ゲート駆動回路１９は、一定の共振電流を加熱コイル４０に供給するため、一定の周波数でインバータ回路３８のスイッチを駆動する。

（ｇ）は、コンデンサ３６からインバータ回路３８へ流れる電流Ｉｉｎｖを示している。なお、Ｉｉｎｖは、加熱コイル４０に流れる共振電流の２倍の周波数成分をもつ電流である。

（ｈ）は、コンデンサ３６に流れるリップル電流Ｉｃａｐを示す。

図１０では、コンバータキャリア信号（ａ）の周波数を、共振電流の周波数に一致させる。即ち、Ｉｉｎｖ（ｆ）の周波数の１／２倍の周波数に一致させる。そして、コンバータキャリア信号（ａ）の立ち上がりタイミングを、Ｉｉｎｖ（ｆ）の周波数を１／２倍した場合のゼロ電流時に同期させている。

このような制御により、Ｉｃｎｖ（ｅ）とＩｉｎｖ（ｆ）とが同期して、コンデンサ３６に流れるリップル電流Ｉｃａｐ（ｇ）を低減させることができる。

６．その他の変形例
以上、本発明を上記の実施形態に基づき説明してきたが、本発明は、上記の実施形態に限定されないのは勿論であり、以下のような場合も本発明に含まれる。

（１）上記の実施形態１〜５では、コンバータ回路は、電源電圧を昇圧する昇圧コンバータとして説明したが、本発明はこれに限定されない。電源電圧を降圧するコンバータ回路を用いてもよい。

（２）上記の実施形態１、２、及び５では、周波数検出部が行う周波数分析として、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いたが、本発明における周波数分析は、これに限定されない。例えば、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換などを用いて、Ｉｉｎｖの時間軸方向の電流波形から、最大振幅を有する周波数成分の周波数（ｆ１）を検出するとしてもよい。

（３）上記の実施形態４では、周波数検出部１１ｂが、負荷鍋加熱時の動作パターンに応じたテーブル７０を記憶していた。しかし、本発明は、この構成に限定されず、周波数検出部１１ｂがテーブル７０を有していない場合も本発明に含まれる。この場合、周波数検出部１１ｂは、共振電流の周波数を検出したら、その２倍の周波数を、Ｉｉｎｖの最大振幅を有する周波数成分の周波数（ｆ１）として、キャリア信号制御部１１ｂに出力するものとする。

（４）上記の実施形態５では、コンバータ回路として、２個のインダクタを有する二相コンバータを用いて説明したが、本発明は、この構成に限定されない。コンバータ回路として、Ｎ個（Ｎは３以上の自然数）のインダクタを有する多重コンバータを用いる場合も本発明に含まれる。

この場合、キャリア信号制御部は、負荷側の電流センサにより検出された前記加熱コイルに流れる共振電流に基づいて、Ｎ個のインダクタそれぞれから出力される電流を統合した出力電流の周波数が、前記共振電流の周波数の２倍の周波数と一致するように、コンバータキャリア信号の周波数を制御し、且つ、コンバータキャリア信号の立ち上がりタイミングを、前記共振電流の２倍の周波数の位相と同期するように制御すればよい。

また、コンデンサとインバータ回路との間に、Ｉｉｎｖを検出する電流センサが挿入されている場合には、キャリア信号制御部は、前記出力電流の周波数が、Ｉｉｎｖに含まれる周波数成分のうち、最も電流量が大きい周波数成分の周波数と一致するように、コンバータキャリア信号の周波数を制御すればよい。

（５）上記の実施形態１〜５では、インバータ回路から電力供給を受ける負荷として、モータ３又は加熱コイル４０を用いて説明した。しかし、本発明における負荷はこれらに限定されるものではない。

（６）上記の実施形態１〜５及び上記変形例をそれぞれ組み合わせたものも本発明に含まれる。

本発明は、モータや加熱コイル等の負荷に電力を供給する電力変換装置を製造及び販売する産業において、コンデンサのリップル電流を低減することができる技術として利用することができる。

１ モータ駆動装置
２ 直流電源
３ モータ
４ コンバータ回路
５ コンデンサ
６ 電流センサ
７ インバータ回路
８ 制御部
１０ 電流検出器
１１、１１ａ、１１ｂ、１１ｃ 周波数検出部
１２、１２ａ、１２ｂ、１２ｃ 位相検出部
１３、１３ｃ キャリア信号制御部
１４ キャリア発振器
１５ コンバータ制御指令器
１６、１６ｃ 比較器
１７、１７ａ、１７ｂ ゲート駆動回路
１８ インバータ制御回路
１９ ゲート駆動回路
２０ 電流検出器
２１ 算出部
３１ 交流電源
３２ ダイオードブリッジ
３３、３３ａ、３３ｂ コイル（インダクタ）
３４、３４ａ、３４ｂ スイッチ
３５、３５ａ、３５ｂ ダイオード
３６ コンデンサ
３７ 電流センサ
３８ インバータ回路
３９ 電流センサ
４０ 加熱コイル
４１ 共振コンデンサ
５０ 加熱器
６０、６０ａ、６０ｂ、６０ｃ 制御部
１００、１００ａ、１００ｂ、１００ｃ 誘導加熱装置

Claims (15)

1. パルス幅変調方式により、電源電圧を変圧するコンバータ回路と、
   前記コンバータ回路から出力される電圧を平滑化するコンデンサと、
   前記コンデンサにより平滑化された直流電圧を交流電圧に変換し、負荷に電力を供給するインバータ回路と、
   前記コンデンサから前記インバータ回路へ流れる電流を検出するための電流センサと、
   前記電流センサにより検出された電流に基づいて、前記コンデンサから前記インバータ回路へ流れる電流のうち、最大振幅を有する周波数成分の周波数及び位相を取得し、前記コンバータ回路を駆動するためのパルス幅変調キャリア信号の周波数及び位相が、取得した前記周波数及び前記位相に一致するように制御する制御部と
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電流センサは、前記コンデンサ及び前記インバータ回路間に設けられ、
   前記制御部は、
   前記電流センサにより検出された時間方向の電流波形に周波数分析を施すことにより、前記最大振幅を有する周波数成分の周波数を検出する周波数検出部と、
   前記電流センサにより検出された時間方向の電流波形から、前記最大振幅を有する周波数成分について振幅がゼロとなる時刻を検出する位相検出部と、
   前記パルス幅変調キャリア信号の周波数を、前記周波数検出部により検出された前記周波数に一致させ、且つ、前記パルス幅変調キャリア信号の立ち上がり時刻を、前記位相検出部が検出する時刻に同期させるキャリア信号制御部とを含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電流センサは、前記インバータ回路及び前記負荷間に設けられ、
   前記制御部は、
   前記負荷に流れる共振電流の周波数と、前記負荷に前記共振電流が流れている場合に、前記インバータ回路へ流れる電流のうち、最大振幅を有する周波数成分の予測周波数とを対応付けて記憶しており、前記電流センサが検出した前記共振電流の周波数に対応する１の予測周波数を選択する周波数検出部と、
   前記電流センサが検出した前記共振電流の電流波形に基づき、前記最大振幅を有する周波数成分について振幅がゼロとなる時刻を検出する位相検出部と、
   前記パルス幅変調キャリア信号の周波数を、選択された前記予測周波数に一致させ、且つ、前記パルス幅変調キャリア信号の立ち上がり時刻を、前記位相検出部が検出する時刻に同期させるキャリア信号制御部とを含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記電流センサは、前記インバータ回路及び前記負荷間に設けられ、
   前記制御部は、
   前記電流センサにより検出された電流波形から、前記インバータ回路へ流れる電流の電流波形を算出する算出部と、
   前記算出部により算出された時間方向の電流波形に周波数分析を施すことにより、前記最大振幅を有する周波数成分の周波数を検出する周波数検出部と、
   前記算出部により算出された時間方向の電流波形から、前記最大振幅を有する周波数成分について振幅がゼロとなる時刻を検出する位相検出部と、
   前記パルス幅変調キャリア信号の周波数を、前記周波数検出部が検出した周波数に一致させ、且つ、前記パルス幅変調キャリア信号の立ち上がり時刻を、前記位相検出部が検出する時刻と同期させるキャリア信号制御部とを含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、
   前記キャリア信号制御部により設定された周波数及び位相を有するパルス幅変調キャリア信号を発信するキャリア発振器を含み、
   前記キャリア発振器は、ノコギリ波状の前記パルス幅変調キャリア信号を生成する
   ことを特徴とする請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. パルス幅変調方式により、電源電圧を変圧するコンバータ回路と、
   前記コンバータ回路から出力される電圧を平滑化するコンデンサと、
   前記コンデンサにより平滑化された直流電圧を交流電圧に変換し、加熱コイルに電力を供給するインバータ回路と、
   電流センサ及び加熱コイルを含む負荷回路と、
   前記電流センサにより検出された前記加熱コイルに流れる共振電流に基づいて、前記インバータ回路へ流れる電流のうち、最大振幅を有する周波数成分の周波数及び位相を取得し、前記コンバータ回路を駆動するためのパルス幅変調キャリア信号の周波数及び位相が、取得した前記周波数及び前記位相に一致するように制御する制御部と
   を備えることを特徴とする誘導加熱装置。
7. 前記制御部は、
   前記加熱コイルに流れる共振電流の周波数と、前記加熱コイルに前記共振電流が流れている場合に、前記インバータ回路へ流れる電流のうち、最大振幅を有する周波数成分の予測周波数とを対応付けて記憶しており、前記電流センサが検出した前記共振電流の周波数に対応する１の予測周波数を選択する周波数検出部と、
   前記電流センサが検出した前記共振電流の電流波形に基づき、前記最大振幅を有する周波数成分について振幅がゼロとなる時刻を検出する位相検出部と、
   前記パルス幅変調キャリア信号の周波数を、選択された前記予測周波数に一致させ、且つ、前記パルス幅変調キャリア信号の立ち上がり時刻を、前記位相検出部が検出する時刻に同期させるキャリア信号制御部とを含む
   ことを特徴とする請求項６に記載の誘導加熱装置。
8. 前記誘導加熱装置は、前記加熱コイルの上部で負荷鍋を加熱する加熱調理器であって、
   前記周波数検出部は、加熱対象となり得る複数種の負荷鍋について、加熱時の共振電流の周波数と前記予測周波数とを対応付けて記憶しており、加熱対象である負荷鍋に対応する前記予測周波数を選択する
   ことを特徴とする請求項７に記載の誘導加熱装置。
9. 前記周波数検出部は、
   予測周波数として、対応する共振電流の周波数の２倍の周波数を記憶している
   ことを特徴とする請求項８に記載の誘導加熱装置。
10. 前記制御部は、
    前記電流センサが検出した共振電流の電流波形に基づき、前記最大振幅を有する周波数成分について振幅がゼロとなる時刻を検出する位相検出部と、
    前記パルス幅変調キャリア信号の周波数を、前記電流センサが検出した共振電流の周波数の２倍に一致させ、且つ、前記パルス幅変調キャリア信号の立ち上がり時刻を、前記位相検出部が検出する時刻に同期させるキャリア信号制御部とを含む
    ことを特徴とする請求項６に記載の誘導加熱装置。
11. 前記制御部は、
    前記電流センサにより検出された共振電流の電流波形から、前記インバータ回路へ流れる電流の電流波形を算出する算出部と、
    前記算出部により算出された時間方向の電流波形に周波数分析を施すことにより、前記最大振幅を有する周波数成分の周波数を検出する周波数検出部と、
    前記算出部により算出された時間方向の電流波形から、前記最大振幅を有する周波数成分について振幅がゼロとなる時刻を検出する位相検出部と、
    前記パルス幅変調キャリア信号の周波数を、前記周波数検出部が検出した周波数に一致させ、且つ、前記パルス幅変調キャリア信号の立ち上がり時刻を、前記位相検出部が検出する時刻と同期させるキャリア信号制御部とを含む
    ことを特徴とする請求項６に記載の誘導加熱装置。
12. 前記制御部は、
    前記キャリア信号制御部により設定された周波数及び位相を有するパルス幅変調キャリア信号を発信するキャリア発振器を含み、
    前記キャリア発振器は、ノコギリ波状の前記パルス幅変調キャリア信号を生成する
    ことを特徴とする請求項６から請求項１１のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
13. パルス幅変調方式により、電源電圧を変圧するコンバータ回路と、
    前記コンバータ回路から出力される電圧を平滑化するコンデンサと、
    前記コンデンサにより平滑化された直流電圧を交流電圧に変換し、加熱コイルに電力を供給するインバータ回路と、
    前記コンデンサから前記インバータ回路へ流れる電流を検出するための電流センサと、
    加熱コイルを含む負荷回路と、
    前記電流センサにより検出された時間方向の電流波形に周波数分析を施すことにより、前記インバータ回路へ流れる電流のうち、最大振幅を有する周波数成分の周波数を検出する周波数検出部と、
    前記電流センサにより検出された時間方向の電流波形から、前記最大振幅を有する周波数成分について振幅がゼロとなる時刻を検出する位相検出部と、
    前記パルス幅変調キャリア信号の周波数を、前記周波数検出部により検出された前記周波数に一致させ、且つ、前記パルス幅変調キャリア信号の立ち上がり時刻を、前記位相検出部が検出する時刻に同期させるキャリア信号制御部と
    を備えることを特徴とする誘導加熱装置。
14. ２個のインダクタ及び２個のスイッチを備え、パルス幅変調方式により電源電圧を変圧する２相コンバータ回路と、
    前記２相コンバータ回路から出力される電圧を平滑化するコンデンサと、
    前記コンデンサにより平滑化された直流電圧を交流電圧に変換し、加熱コイルに電力を供給するインバータ回路と、
    電流センサ及び加熱コイルを含む負荷回路と、
    前記電流センサにより検出された前記加熱コイルに流れる共振電流に基づいて、前記２相コンバータ回路を駆動するためのパルス幅変調キャリア信号の周波数及び位相を、前記加熱コイルに流れる共振電流量の周波数及び位相と一致するように制御する制御部と
    を備えることを特徴とする誘導加熱装置。
15. Ｎ個（Ｎは３以上の自然数）のインダクタ及びＮ個のスイッチを備え、パルス幅変調方式により電源電圧を変圧する多重コンバータ回路と、
    前記Ｎ個のインダクタのそれぞれから出力される電流を統合した出力電流が入力され、電圧を平滑化するコンデンサと、
    前記コンデンサにより平滑化された直流電圧を交流電圧に変換し、加熱コイルに電力を供給するインバータ回路と、
    電流センサ及び加熱コイルを含む負荷回路と、
    前記電流センサにより検出された前記加熱コイルに流れる共振電流に基づいて、前記出力電流の周波数が、前記共振電流の周波数の２倍の周波数と一致し、且つ、前記コンバータ回路を駆動するためのパルス幅変調キャリア信号の位相が、前記２倍の周波数の位相と同期するように制御する制御部と
    を備えることを特徴とする誘導加熱装置。

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