CN102171919A - 电力变换装置及感应加热装置 - Google Patents

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Abstract

一种由变换器、电容器及逆变器结构的电力变换装置，抑制流过电容器的脉动电流。在电容器(5)与逆变器电路(7)之间插入电流传感器(6)，检测从电容器(5)流到逆变器电路(7)的电流Iinv。频率检测部(11)对Iinv的电流波形实施高速傅立叶变换，检测具有最大振幅的频率分量的频率。另外，相位检测部(12)从Iinv的电流波形中检测具有所述最大振幅的频率分量的零交叉点。之后，载波信号控制部(13)进行控制，使用于驱动变换器电路(4)的PWM载波信号的频率及上升定时与频率检测部(11)及相位检测部(12)检测到的所述频率及所述零交叉点一致。

Description

电力变换装置及感应加热装置
技术领域
本发明涉及一种由变换器、电容器及逆变器构成的电力变换装置中抑制流过电容器的脉动电流的技术。
背景技术
电力变换装置是由变换器、电容器及逆变器构成，并向电机等的负载供电的装置。
变换器与电源连接，对电源电压进行变压。在电源是系统电源的情况下，使用AC-DC变换器，当为高压电池的情况下，使用DC-DC变换器。逆变器将直流电压变换为交流电压，并向负载供电。电容器配置在变换器与逆变器之间，对输入到逆变器的电压进行平滑化。通常，电容器使用适于小型化及低成本化的电解电容器。
在电力变换装置中，由于从变换器流到电容器的直流电流与从电容器流到逆变器的直流电流相互影响，由此导致流过电容器的电流(下面称为‘脉动电流’)变大。当脉动电流变大时，电解电容器因等效串联电阻的发热，寿命变短，所以通过增大电容器的容量来抑制发热，但这成为阻碍电力变换装置小型化的主要原因。
专利文献1公开了一种发明，使用与电容器串联连接的电阻，检测流过电容器的脉动电流，降低脉动电流的平均值。但是，专利文献1中尽管能够平均地降低脉动电流，但并未考虑抑制脉冲状的瞬时充放电电流。
因此，专利文献2中考虑到这点，公开了如下发明，即：通过将驱动变换器的载波信号的频率设定为驱动逆变器的载波信号的频率的2倍频率，抑制流过电容器的脉冲状的瞬时充放电电流。
专利文献1：特开2006-67754号公报
专利文献2：特开2008-259343号公报
但是，即便使变换器及逆变器的载波信号的频率相一致或为2倍，也会因转换的延迟、与布局设计相应的各元件的差异、设备固有的寄生分量，从而导致从变换器流到电容器的电流的频率和相位与从电容器流到逆变器的电流的频率及相位不会正确地一致。因此，即便使用专利文献2的技术，也未必能够象所期待的那样降低脉动电流。
发明内容
本发明鉴于上述问题而做出，其目的在于提供一种电力变换装置及感应加热装置，能够比现有技术可靠地降低脉动电流。
为了实现上述目的，本发明的电力变换装置，其特征在于，包括：变换器电路，利用脉冲宽度调制方式，对电源电压进行变压；电容器，对从所述变换器电路输出的电压进行平滑化；逆变器电路，将由所述电容器平滑化后的直流电压变换为交流电压，并向负载供电；电流传感器，用于检测从所述电容器流到所述逆变器电路的电流；和控制部，根据由所述电流传感器检测到的电流，取得从所述电容器流到所述逆变器电路的电流中、具有最大振幅的频率分量的频率及相位，并进行控制，使用于驱动所述变换器电路的脉冲宽度调制载波信号的频率及相位与所取得的所述频率及所述相位一致。
发明效果
根据该结构，由于根据电流传感器得到的实测值，使脉冲宽度调制载波信号的频率及相位与从电容器流到逆变器电路的电流中、具有最大振幅的频率分量的频率及相位相一致，所以与象现有技术那样使变换器载波频率与逆变器载波频率一致的情况相比，从转换器电路流到电容器的电流与从电容器流到逆变器电路的电流的同步精度得到提高，因此，与现有技术相比，可降低流到电容器的脉动电流。
通过降低脉动电流，可抑制电容器的发热量，由此，可延长电容器的寿命，同时，能够实现电容器的小型化及装置自身的小型化。另外，通过电容器的小型化，能够实现成本降低及配置自由度的提高。
并且，通过降低脉动电流，能够降低电源噪声。
附图说明
图1是表示本发明实施方式1的电机驱动装置1的结构的图。
图2是表示频率检测部11的输出结果的具体例的图。
图3是表示本发明实施方式2的感应加热装置100的结构的图。
图4是表示本发明实施方式3的感应加热装置100a的结构的图。
图5是表示本发明实施方式4的感应加热装置100b的结构的图。
图6是表示频率检测部11b所保持的表格70的数据结构的图。
图7是用于说明感应加热装置100b执行的控制的波形图。
图8是表示感应加热装置100b的模拟结果的一个例子的图。
图9是表示本发明实施方式5的感应加热装置100c的结构的图。
图10是用于说明感应加热装置100c及其变形例所执行的控制的波形图。
图11是逆变器电路的载波频率为2kHz的情况下，(a)是表示逆变器电路以50Hz的控制指令动作时的脉动电流Icap的值的图。(b)是表示对脉动电流Icap进行FFT后的结果的图。
图12是逆变器电路的载波频率为2kHz的情况下，(a)是表示逆变器电路以300Hz的控制指令动作时的脉动电流Icap的值的图。(b)是表示对脉动电流Icap进行FFT的结果的图。
1  电机驱动装置
2  直流电源
3  电机
4  变换器电路
5  电容器
6  电流传感器
7  逆变器电路
8  控制部
10  电流检测器
11、11a、11b、11c  频率检测部
12、12a、12b、12c  相位检测部
13、13c  载波信号控制部
14  载波振荡器
15  变换器控制指令器
16、16c  比较器
17、17a、17b  栅极驱动电路
18  逆变器控制电路
19  栅极驱动电路
20  电流检测器
21  计算部
31  交流电源
32  二极管桥
33、33a、33b  线圈(电感)
34、34a、34b  开关
35、35a、35b  二极管
36  电容器
37  电流传感器
38  逆变器电路
39  电流传感器
40  加热线圈
41  谐振电容器
50  加热器
60、60a、60b、60c  控制部
100、100a、100b、100c  感应加热装置。
具体实施方式
下面，参照附图来说明本发明的实施方式。
1.实施方式1
图1是表示作为本发明的电力变换装置的一个实施例的、电机驱动装置1的结构的图。
如图1所示，电机驱动装置1由变换器电路4、电容器5、电流传感器6、逆变器电路7及控制部8构成。电机驱动装置1的变换器电路4连接于直流电源2上，逆变器电路7连接于电机3上。
变换器电路4包含电感及开关等而构成。变换器电路4根据控制部8执行的脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，下面简称为‘PWM’。)控制，切换开关的开/关，由此，将从直流电源2提供的直流电压升压到所期望的直流电压。开关使用IGBT、MOSFET等。
逆变器电路7是用于驱动电机3的三相逆变器。逆变器电路7与变换器电路4一样，包含IGBT、MOSFET等开关，根据控制部8执行的PWM控制，切换开关的开/关，由此，将由变换器电路4升压的直流电压变换为用于驱动电机3的三相交流电压，同时，改变电流流量（current flow rate），对输出到电机3的输出电压进行可变控制。
为了抑制从变换器电路4输出的直流电压的变动，使电机驱动稳定化，在变换器电路4及逆变器电路7之间连接平滑用电容器5。在本实施方式中，作为电容器5，使用适于小型化及低成本化的电解电容器。
为了检测从电容器5流到逆变器电路7的电流Iinv，电流传感器6被插入在电容器5及逆变器电路7之间。电流传感器6具体地是包含电阻的电流变换器，以规定的采样速率测定电容器5及逆变器电路7之间的电阻值，将测定到的电阻值变换为可输入到后述的电流检测器10的电流范围，并输入到电流检测器10。
控制部8是具有微处理器的计算机系统，具有变换器控制功能及逆变器控制功能。具体地，控制部8如图1所示，由电流检测器10、频率检测部11、相位检测部12、载波信号控制部13、载波振荡器14、变换器控制指令器15、比较器16、栅极驱动电路17、逆变器控制电路18及栅极驱动电路19构成。
作为变换器控制功能，首先，将由电流传感器6检测到的电流Iinv经电流检测器10输入到频率检测部11及相位检测部12。
频率检测部11通过对从电流检测器10输入的Iinv的电流波形实施作为频率分析的一个例子的高速傅立叶变换(下面称为‘FFT’。)运算，抽取Iinv中包含的频率分量中、电流量最大的(振幅最大的)频率分量。图2是表示对Iinv的电流波形实施FFT运算时的输出结果的图。频率检测部11从图2的输出结果中，检测Iinv中包含的频率分量中、电流量最大的频率分量，即频率f1。频率检测部11将检测到的频率f1输出到相位检测部12及载波信号控制部13。
相位检测部12根据从电流检测器10输入的Iinv的电流波形与从频率检测部11输入的频率f1，根据时间轴方向的电流波形，检测频率f1的电流值变为零的零交叉点。之后，每当检测零交叉点，相位检测部12均将脉冲信号输出到载波信号控制部13。
载波信号控制部13具有控制载波振荡器14生成的PWM载波信号的频率及相位的功能。
具体地，载波信号控制部13从频率检测部11接收频率f1，从相位检测部12接收脉冲信号。并且，载波信号控制部13接收来自载波振荡器14的反馈信号。
载波信号控制部13比较反馈信号的频率与频率f1，并进行校正，使反馈信号的频率与f1一致。另外，载波信号控制部13比较反馈信号的上升定时与从相位检测部12接收的脉冲信号，并进行校正，使反馈信号的上升定时与脉冲信号的上升定时一致。之后，载波信号控制部13将校正后的频率与相位(上升定时)指示给载波振荡器14。
载波振荡器14生成从载波信号控制部13指示的频率及相位的PWM载波信号。载波振荡器14在将生成的PWM载波信号输入到比较器16的同时，为了进行反馈控制，而返回到载波信号控制部13。
由此，可使载波振荡器14生成的PWM载波信号的频率与f1一致，且使PWM载波信号的上升定时与Iinv的频率f1的上升定时同步。
这里，载波振荡器14生成的PWM载波信号是锯齿波或三角波。锯齿波中，信号接通的定时或信号关断的定时是恒定的，相反，三角波中，无论信号接通的定时还是信号关断的定时都不恒定。因此，从容易校正相位的观点看，期望锯齿波而非三角波来作为PWM载波信号。
比较器16比较载波振荡器14与变换器控制指令器15的振幅，将输出信号输出到栅极驱动电路17。栅极驱动电路17放大从比较器16接收的输出信号，生成变换器栅极信号，并驱动变换器电路4的开关。
作为控制部8的逆变器控制功能，根据系统控制，由栅极驱动电路19放大逆变器控制电路18的输出信号，生成逆变器栅极信号，并驱动逆变器电路的开关。
在本实施方式中，根据从电容器流到逆变器电路的电流Iinv的实测值，确定变换器电路的载波频率。
本实施方式通过使用该方法，与以前提出的使变换器电路和逆变器电路的载波频率一致或设定为2倍的方法相比，脉动电流降低效果较高。
这是因为，逆变器电路的载波频率与从电容器流到逆变器的电流Iinv中包含的频率分量中、电流量最大的频率分量未必一致或为2倍。
下面，将逆变器电路的载波频率为2kHz的情况用于具体例进行说明。
图11(a)表示逆变器电路以电角频率50Hz的控制指令动作时的、流过电容器的脉动电流Icap的值。另外，图11(b)表示对图11(a)的脉动电流Icap进行FFT的结果。
另一方面，图12(a)表示逆变器电路以电角频率300Hz的控制指令动作时的、流过电容器的脉动电流Icap的值。另外，图12(b)表示对图12(a)的脉动电流Icap进行FFT的结果。
图11(b)中，具有最大振幅的频率分量F约为4kHz，相反，图12(b)中，具有最大振幅的频率分量F约为7kHz。即，因逆变器的动作条件不同，脉动电流Icap的频率分量将发生变动。
当逆变器电路以50Hz的控制指令动作时，若将变换器电路的载波频率设定为逆变器电路的载波频率(2kHz)的2倍(4kHz)，则能够使从变换器电路4流到电容器5的电流Icnv与从电容器5流到逆变器电路7的电流Iinv同步。
但是，当逆变器电路以300Hz的控制指令动作时，为了使Icnv与Iinv同步，不是将变换器电路的载波频率设定为逆变器电路的载波频率的2倍，而是必须设定为3.5倍(7kHz)。
因此，仅象现有提出的那样将变换器电路的载波频率单纯地设定为逆变器电路的载波频率的2倍，将无法追踪变动的逆变器的动作状态。
因此，本实施方式中，通过实测从电容器流到逆变器电路的电流Iinv，能够确定对应于逆变器电路的动作状态的最佳的变换器电路的载波频率。
之后，由于从变换器电路4流到电容器5的电流Icnv与从电容器5流到逆变器电路7的电流Iinv同步，故能够降低流过电容器5的脉动电流Icap。
通过降低脉动电流，电容器的发热量下降，可延长电解电容器的寿命，所以能够实现电容器的小型化及装置自身的小型化。并且，通过电容器的小型化，能够实现成本的降低及配置自由度的提高。
并且，通过降低脉动电流，能够降低电源噪声。
2.实施方式2
图3是表示作为本发明的感应加热装置的一个实施例的、感应加热装置100的结构的图。
如图3所示，感应加热装置100由变换器电路、电容器36、电流传感器37、逆变器电路38、加热器50与控制部60构成，变换器电路由二极管桥32、线圈33、开关34及二极管35构成，加热器50作为负载电路，由电流传感器39、加热线圈40及谐振电容器41构成。
感应加热装置100是加热调理器，具体地，在加热器50的上部具有未图示的顶板，通过从逆变器电路38向加热线圈40提供高频电流，对载置于顶板上的负载锅进行加热。
变换器电路与交流电源31连接，根据控制部60执行的PWM控制，通过切换开关34的开/关，将从交流电源31提供的交流电压变换为期望的直流电压。作为开关34，与实施方式1一样，使用IGBT、MOSFET等。
逆变器电路38是单相逆变器。逆变器电路38与变换器电路一样，包含IGBT、MOSFET等开关，根据控制部60执行的PWM控制，切换开关的开/关，由此，将由变换器电路升压的直流电压变换为用于加热负载锅的交流电压。另外，逆变器电路38对应于作为加热对象的负载锅的种类，改变电流流量，对输出到加热器50的输出电压进行可变控制。
为了抑制从变换器电路输出的直流电压的变动，使加热器50对负载锅的加热稳定化，而在变换器电路及逆变器电路38之间连接平滑用电容器36。作为平滑用电容器36，与实施方式1一样，使用适于小型化及低成本化的电解电容器。
电流传感器37是包含电阻的电流变换器，为了检测从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv，而插入在电容器36及逆变器电路38之间。
加热器50包含电流传感器39。电流传感器39是包含电阻的电流变换器，为了检测从逆变器电路38流到加热线圈40的正弦波状的谐振电流，而插入在逆变器电路38及加热线圈40之间。电流传感器39以规定的采样速率测定电阻值，将其变换为电流范围后，输出到电流检测器20。
控制部60是具有微处理器的计算机系统，具有变换器控制功能及逆变器控制功能。具体地，控制部60如图3所示，由电流检测器10、频率检测部11、相位检测部12、载波信号控制部13、载波振荡器14、变换器控制指令器15、比较器16、栅极驱动电路17、逆变器控制电路18、栅极驱动电路19及电流检测器20构成。
在图3的控制部60中，与实施方式1相同的结构要素使用与图1相同的符号，省略说明。
控制部60的变换器控制功能与实施方式1一样。变换器电路从栅极驱动电路17接收信号，将输入电力变换为期望电压的直流电力，同时，将输入电流变换为正弦波的波形，降低输入电流的高次谐波。
作为控制部60的逆变器控制功能，根据系统控制，将由加热器50的电流传感器39检测到的谐振电流的电流值经电流检测器20输入到逆变器控制电路18。逆变器控制电路18根据从电流检测器20输入的谐振电流的电流值，将对应于作为加热对象的负载锅的种类的输出信号输出到栅极驱动电路19。栅极驱动电路19放大输出信号，生成逆变器栅极信号，驱动逆变器电路38的开关。
逆变器电路38通过从栅极驱动电路19接收逆变器栅极信号以驱动开关，从而对应于负载锅的种类，对直流电压进行频率变换，同时，改变电流流量，对加热器50的火力进行可变控制。
根据本实施方式，由于从变换器电路流到电容器36的电流Icnv与从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv同步，能够降低流过电容器36的脉动电流Icap。
通过降低脉动电流，电容器的发热量下降，可延长电容器的寿命，所以能够实现电容器的小型化及装置自身的小型化。并且，通过电容器的小型化，可实现成本的降低及配置自由度的提高。
并且，通过降低脉动电流，能够降低电源噪声。
另外，本实施方式与实施方式1一样，根据从电容器流到逆变器电路的电流Iinv的实测值，确定变换器电路的载波频率，所以与实施方式1一样，与以前提出的使变换器电路和逆变器电路的载波频率一致或设定为2倍的方法相比，脉动电流降低效果较高。
3.实施方式3
在上述实施方式2中，示出了在电容器36与逆变器电路38之间插入电流传感器37、直接检测从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv的实施例。这里，作为实施方式3，对通过使用负载侧的电流传感器39的检测结果而不需要电容器36与逆变器电路38之间的电流传感器的实施例进行说明。
图4是表示本发明的一个实施方式的感应加热装置100a的结构的图。
如图4所示，感应加热装置100a由变换器电路、电容器36、逆变器电路38、加热器50与控制部60a构成，变换器电路由二极管桥32、线圈33、开关34及二极管35构成，加热器50由电流传感器39、加热线圈40及谐振电容器41构成。
控制部60a是具有微处理器的计算机系统，具有变换器控制功能及逆变器控制功能。具体地，控制部60a由频率检测部11a、相位检测部12a、载波信号控制部13、载波振荡器14、变换器控制指令器15、比较器16、栅极驱动电路17、逆变器控制电路18、栅极驱动电路19、电流检测器20及计算部21构成。
图4中，与实施方式2(图3)相同的结构要素使用相同的符号，省略说明。
与实施方式2在结构上的差异在于，在电容器36与逆变器电路38之间未插入电流传感器37、以及控制部60a不具有电流检测器10及控制部60a具有计算部21。
频率检测部11a及相位检测部12a具有与实施方式2的频率检测部11及相位检测部12相同的功能，但与实施方式2的不同之处在于，输入侧连接于作为实施方式3特有的结构要素的计算部21上，而不是电流检测器上。
作为本实施方式特有的结构要素的计算部21计算从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv的电流波形后，输出到频率检测部11a及相位检测部12a。
具体地，计算部21从电流检测器20接收流过加热线圈40的正弦波状的谐振电流的电流值，计算其绝对值，由此，计算从电容器36流到逆变器电路38的电流的电流值。由于电流传感器39及电流检测器20以恒定的采样速率对电流值进行采样，所以每当从电流检测器20输入电流值时，计算部21都进行上述处理，由此，计算从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv的电流波形。
频率检测部11a与实施方式2的频率检测部11一样，对从计算部21输入的电流Iinv的时间轴方向的电流波形实施FFT，由此抽取Iinv中包含的频率分量中、电流量最大的(振幅最大的)频率分量，即频率f1。
相位检测部12a与实施方式2的相位检测部12一样，根据从计算部21输入的电流波形与从频率检测部11a输入的频率f1，检测频率f1的电流值变为零的零交叉点。之后，每当检测零交叉点，都向载波信号控制部13输出脉冲信号。
根据本实施方式，虽然即使不使用用于检测从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv的电流传感器，但通过使用加热器50所具有的电流传感器39的检测结果，能够使从变换器电路流到电容器36的电流Icnv与从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv同步。
另外，通过Icnv与Iinv同步，可降低流过电容器36的脉动电流Icap。通过降低脉动电流，电容器的发热量下降，可延长电容器的寿命，所以能够实现电容器的小型化及装置自身的小型化。并且，通过电容器的小型化，可实现成本的降低及配置自由度的提高。
并且，通过降低脉动电流，能够降低电源噪声。
4.实施方式4
在实施方式3中，示出了不直接检测Iinv，而是利用负载侧的电流传感器39的检测结果，计算Iinv的电流波形的实施例。
在实施方式4中，对如下实施例进行说明，即：在感应加热装置的动作范围可预测的情况下，不使用直接检测Iinv的电流传感器，而是事先准备多个动作图案，当是某个动作图案时，设定可有效降低脉动电流Icap的PWM载波信号的频率及相位。
图5是表示本发明的一个实施方式的感应加热装置100b的结构的图。
如图5所示，感应加热装置100b由变换器电路、电容器36、逆变器电路38、加热器50与控制部60b构成，变换器电路由二极管桥32、线圈33、开关34及二极管35构成，加热器50由电流传感器39、加热线圈40及谐振电容器41构成。
控制部60b是具有微处理器的计算机系统，具有变换器控制功能及逆变器控制功能。具体地，控制部60b由频率检测部11b、相位检测部12b、载波信号控制部13、载波振荡器14、变换器控制指令器15、比较器16、栅极驱动电路17、逆变器控制电路18、栅极驱动电路19及电流检测器20构成。
图5中，与实施方式3(图4)相同的结构要素使用相同的符号，省略说明。
与实施方式3在结构上的差异在于，控制部60b不具有计算部，电流检测器20的检测结果被输入到频率检测部11b及相位检测部12b。
当加热器50加热铝等低电阻非磁性材质的锅(下面简单记载为‘铝锅’。)时，作为一个例子，向加热线圈40通电正弦波状的谐振电流90kHz。此时，从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv中包含的频率分量中、电流量最大的频率分量的频率为180kHz。
另外，当加热器50加热铁等磁性材质的锅(下面简单记载为‘铁锅’。)时，作为一个例子，向加热线圈40通电正弦波状的谐振电流23kHz。此时，从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv中包含的频率分量中、电流量最大的频率分量的频率为46kHz。
因此，频率检测部11b事先存储图6所示的表格70。
表格70将变换器载波频率180kHz(预测频率)对应于谐振电流的频率90kHz，将变换器载波频率46kHz(预测频率)对应于谐振电流的频率23kHz。
当从电流检测器20依次输入流过加热线圈40的谐振电流的电流值时，频率检测部11b根据所输入的电流值，检测谐振电流的频率。即，本实施方式的频率检测部11b不执行FFT等高级处理，只要具有单纯的频率检测器即可。
在检测到的谐振电流的频率为90kHz时，频率检测部11b参照表格70，将对应于90kHz的变换器载波频率180kHz作为f1，输入到相位检测部12b及载波信号控制部13。
另外，在检测到的谐振电流的频率为23kHz时，频率检测部11b参照表格70，将对应于23kHz的变换器载波频率46kHz作为f1，输入到相位检测部12b及载波信号控制部13。
相位检测部12b根据从电流检测器20依次接收的谐振电流的电流值，计算Iinv的时间轴方向的电流波形。计算方法也可以使用与实施方式3的计算部21相同的方法。另外，相位检测部12b从频率检测部11b接收f1。相位检测部12b根据计算出的电流波形与从频率检测部11b接收到的f1，检测频率f1的电流值变为零的零交叉点。之后，每当检测零交叉点，就向载波信号控制部13输出脉冲信号。
图6所示的表格70是一个例子。除铝锅及铁锅外，感应加热装置100b还可以对应于设为加热对象的负载锅的种类来存储多个图案。
根据本实施方式，根据谐振电流的频率，预测Iinv中包含的频率分量中、电流量最大的频率分量的频率(f1)，从而不需要直接检测Iinv的电流传感器，而且不需要频率检测部11b执行的FFT运算。
另外，本实施方式也与其他实施方式一样，能够使从变换器电路流到电容器36的电流Icnv与从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv同步，故能够降低流过电容器36的脉动电流Icap。
通过降低脉动电流，电容器的发热量下降，可延长电容器的寿命，所以可实现电容器的小型化及装置自身的小型化。并且，通过电容器的小型化，可实现成本的降低及配置自由度的提高。
并且，通过降低脉动电流，能够降低电源噪声。
图7是用于更具体地说明本实施方式的控制部60b执行的变换器控制及逆变器控制的波形图。
(a)表示载波振荡器14生成的载波信号。
(b)表示变换器控制指令器15生成的变换器控制指令。
(c)表示栅极驱动电路17生成的变换器栅极信号。栅极驱动电路17通过比较载波信号(a)的振幅与变换器控制指令(b)的振幅，生成变换器栅极信号，驱动变换器电路的开关34。
(d)表示从变换器电路输出到电容器36的电流Icnv。更具体地，Icnv是开关34关闭时流过二极管35的电流。
(e)表示栅极驱动电路19生成的逆变器栅极信号。栅极驱动电路19为了向加热线圈40提供恒定的谐振电流，以恒定的频率驱动逆变器电路38的开关。
(f)表示从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv。Iinv是具有流过加热线圈40的谐振电流的2倍频率分量的电流。
(g)表示流过电容器36的脉动电流Icap。
图7中，将变换器载波信号(a)的频率设定为谐振电流的频率的2倍。即，与Iinv(f)的频率一致。
另外，使变换器载波信号(a)的上升定时与Iinv(f)的零电流时同步。通过这种控制，能够使脉动电流Icap(g)降低。
图8是为了说明脉动电流Icap的降低效果、表示模拟结果的一个例子的图。
图8(a)表示将变换器载波信号的频率设定为45kHz、将逆变器的谐振电流频率设定为90kHz时的Icnv、Iinv及Icap各自的电流波形。此时，Icap的电流有效值在规定时间长度的波形区间中为49Arms。
图8(b)表示将变换器载波信号的频率设定为180kHz、将逆变器的谐振电流频率设定为90kHz时的Icnv、Iinv及Icap各自的电流波形。此时，Icap的电流有效值在规定时间长度的波形区间中为34Arms。
因此，通过将变换器载波信号的频率设定为逆变器的谐振电流频率的2倍，并使相位同步，从而可将脉动电流Icap降低约30%。
5.实施方式5
这里，说明作为本发明的感应加热装置的一个实施例的感应加热装置100c。
图9是表示感应加热装置100c的结构的图。如图9所示，感应加热装置100c由变换器电路、电容器36、电流传感器37、逆变器电路38、加热器50与控制部60c构成，变换器电路由二极管桥32、线圈33a、线圈33b、开关34a、开关34b、二极管35a及二极管35b构成，加热器50由电流传感器39、加热线圈40及谐振电容器41构成。
控制部60c是具有微处理器的计算机系统，具有变换器控制功能及逆变器控制功能。具体地，控制部60c由电流检测器10、频率检测部11c、相位检测部12c、载波信号控制部13c、载波振荡器14、变换器控制指令器15、比较器16c、栅极驱动电路17a、栅极驱动电路17b、逆变器控制电路18、栅极驱动电路19及电流检测器20构成。
在图9中，与实施方式2(图3)相同的结构要素使用相同的符号，省略说明。
与实施方式2在结构上的差异在于，作为变换器电路，使用包含多个作为电感的线圈33a及线圈33b的二相变换器。
首先，说明本实施方式中使用的二相变换器。
感应加热装置100c的二相变换器通过利用控制部60c的栅极驱动电路17a及17b、以错开180o的相位交互地对分别连接了线圈33a及33b的2个开关34a及34b进行开闭的交织方式进行驱动。
这样，通过以错开180o的相位来驱动开关34a及34b，来自与开关34a及34b连接的二极管35a及35b的输出被分支成2个电流路径，所以各电流路径的电流值变小。与之相伴，可减小开关34a及34b的转换电流。
下面，说明本实施方式的变换器控制功能。
在本实施方式中，与实施方式2一样，具有在电容器36与逆变器电路38之间插入电流传感器37、并直接检测流到逆变器电路38的电流Iinv的结构。另外，控制部60c的频率检测部11c对Iinv的电流波形实施FFT的运算，抽取Iinv中包含的频率分量中、电流量最大的(振幅最大的)频率分量的频率f1。之后，频率检测部11c将抽取到的频率f1输出到相位检测部12c。另外，频率检测部11c将抽取到的频率f1的1/2倍的频率f2输出到载波信号控制部13c。
相位检测部12c根据从电流检测器10接收的Iinv的电流波形，检测频率f1的电流值变为零的零交叉点。之后，每当检测2次零交叉点，便向载波信号控制部13输出1次脉冲信号。
载波信号控制部13c比较从载波振荡器14接收的反馈信号的频率与频率f2，并进行校正，使反馈信号的频率与f2一致。另外，载波信号控制部13c比较反馈信号的上升定时与从相位检测部12c接收的脉冲信号，并进行校正，使反馈信号的上升定时与脉冲信号的上升定时一致。
比较器16c比较来自载波振荡器14的PWM载波信号的振幅与来自变换器控制指令器15的变换器控制指令的振幅，将输出信号输出到栅极驱动电路17a及17b。
栅极驱动电路17a及17b分别放大输出信号，生成变换器栅极信号，将所生成的变换器栅极信号输出到变换器电路，并驱动开关34a及34b。
此时，比较器16c向栅极驱动电路17a及17b分别输出相位错开了180o的输出信号。图10(c)表示从栅极驱动电路17a输出到开关34a的变换器栅极信号，图10(d)表示从栅极驱动电路17b输出到开关34b的变换器栅极信号。如(c)及(d)所示，变换器栅极信号的相位错开了180o。
比较器16c向栅极驱动电路17a及17b分别输出相位错开了180o的输出信号，由此，开关34a及34b以上述交织方式进行驱动。
接着，说明本实施方式的变形例。
本实施方式具有在电容器36与逆变器电路38之间设置电流传感器37、直接检测从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv的结构。但是，若能够如实施方式4那样，根据流过加热线圈40的谐振电流的频率，预测Iinv中包含的频率分量中、电流量最大的频率分量的频率(f1)，则可根据f1，确定变换器载波信号的频率(f2)。若执行这种控制，则不需要直接检测Iinv的电流传感器，并且，也不需要频率检测部11执行FFT运算。
虽然在实施方式4中进行了说明，但当加热器50加热铝锅时，向加热线圈40通电正弦波状的谐振电流90kHz。此时，从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv中包含的频率分量中、电流量最大的频率分量的频率(f1)为180kHz。此时，只要将变换器载波信号的频率(f2)设为f1的1/2倍、即与谐振电流的频率相同的90kHz即可。
另外，当加热器50加热铁锅时，向加热线圈40通电正弦波状的谐振电流23kHz。此时，从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv中包含的频率分量中、电流量最大的频率分量的频率(f1)为46kHz。此时，只要将变换器载波信号的频率(f2)设为f1的1/2倍、即与谐振电流的频率相同的23kHz即可。
图10是用于更具体地说明本实施方式及其变形例的变换器控制及逆变器控制的波形图。
(a)表示载波振荡器14所生成的载波信号。
(b)表示变换器控制指令器15所生成的变换器控制指令。
(c)表示栅极驱动电路17a所生成的变换器栅极信号。
(d)表示栅极驱动电路17b所生成的变换器栅极信号。
(e)表示从变换器电路输出到电容器36的电流Icnv。具体是，Icnv是开关34a及34b分别关闭时流过二极管35a的电流与流过二极管35b的电流之和。
(f)表示栅极驱动电路19所生成的逆变器栅极信号。栅极驱动电路19为了向加热线圈40提供恒定的谐振电流，以恒定的频率驱动逆变器电路38的开关。
(g)表示从电容器36流到逆变器电路38的电流Iinv。Iinv是具有流过加热线圈40的谐振电流的2倍频率分量的电流。
(h)表示流过电容器36的脉动电流Icap。
图10中，使变换器载波信号(a)的频率与谐振电流的频率一致。即，与Iinv(f)的频率的1/2倍的频率一致。另外，使变换器载波信号(a)的上升定时与将Iinv(f)的频率设为1/2倍时的零电流时同步。
通过这种控制，Icnv(e)与Iinv(f)同步，能够使流过电容器36的脉动电流Icap(g)降低。
6.其他变形例
以上根据上述实施方式说明了本发明，但本发明当然不限于上述实施方式，下面的情况也包含于本发明中。
(1)在上述实施方式1～5中，对将变换器电路作为对电源电压进行升压的升压变换器进行了说明，但本发明不限于此。也可以使用对电源电压进行降压的变换器电路。
(2)在上述实施方式1、2及5中，作为频率检测部所进行的频率分析，使用了高速傅立叶变换(FFT)，但本发明的频率分析并不限于此。例如，也可以使用余弦变换、小波变换、阿达玛变换（Hadamard transform）等，根据Iinv的时间轴方向的电流波形，检测具有最大振幅的频率分量的频率(f1)。
(3)在上述实施方式4中，频率检测部11b存储了对应于负载锅加载时的动作图案的表格70。但是，本发明不限于该结构，频率检测部11b不具有表格70的情况也包含于本发明中。此时，频率检测部11b边检测谐振电流的频率，边将其2倍的频率作为具有Iinv最大振幅的频率分量的频率(f1)，输出到载波信号控制部11b。
(4)在上述实施方式5中，作为变换器电路，使用具有2个电感的二相变换器来进行说明，但本发明不限于该结构。作为变换器电路，使用具有N个(N为3以上的自然数)电感的多重变换器的情况也包含于本发明中。
此时，载波信号控制部只要根据由负载侧的电流传感器检测到的流过所述加热线圈的谐振电流，控制变换器载波信号的频率，使综合了从N个电感中的每一个输出的电流后的输出电流的频率与所述谐振电流的频率的2倍频率相一致，并进行控制，使变换器载波信号的上升定时与所述谐振电流的2倍频率的相位同步即可。
另外，在电容器与逆变器电路之间插入了检测Iinv的电流传感器的情况下，载波信号控制部只要控制变换器载波信号的频率，使所述输出电流的频率与Iinv中包含的频率分量中、电流量最大的频率分量的频率相一致即可。
(5)在上述实施方式1～5中，作为从逆变器电路接收供电的负载，使用了电机3或加热线圈40进行说明。但本发明中的负载不限于这些。
(6)对上述实施方式1～5及上述变换例分别组合后的方式也包含于本发明中。
工业适用性
本发明在制造及出售向电机或加热线圈等负载供电的电力变换装置的产业中，能够用作可降低电容器的脉动电流的技术。

Claims (15)

1.一种电力变换装置，其特征在于，包括：
变换器电路，利用脉冲宽度调制方式，对电源电压进行变压；
电容器，对从所述变换器电路输出的电压进行平滑化；
逆变器电路，将由所述电容器平滑化的直流电压变换为交流电压，并向负载供电；
电流传感器，用于检测从所述电容器流到所述逆变器电路的电流；和
控制部，根据由所述电流传感器检测到的电流，取得从所述电容器流到所述逆变器电路的电流中、具有最大振幅的频率分量的频率及相位，并进行控制，使用于驱动所述变换器电路的脉冲宽度调制载波信号的频率及相位与所取得的所述频率及所述相位一致。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电流传感器设置在所述电容器及所述逆变器电路之间，
所述控制部包括：
频率检测部，通过对由所述电流传感器检测到的时间方向的电流波形实施频率分析，检测具有所述最大振幅的频率分量的频率；
相位检测部，根据由所述电流传感器检测到的时间方向的电流波形，对具有所述最大振幅的频率分量检测振幅为零的时刻；和
载波信号控制部，使所述脉冲宽度调制载波信号的频率与由所述频率检测部检测到的所述频率一致，且使所述脉冲宽度调制载波信号的上升时刻与所述相位检测部检测的时刻同步。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电流传感器设置在所述逆变器电路及所述负载之间，
所述控制部包括：
频率检测部，将所述负载中流过的谐振电流的频率、与当所述谐振电流流过所述负载的情况下、流到所述逆变器电路的电流中具有最大振幅的频率分量的预测频率对应地存储，并选择与所述电流传感器检测到的所述谐振电流的频率对应的一个预测频率；
相位检测部，根据所述电流传感器检测到的所述谐振电流的电流波形，对具有所述最大振幅的频率分量检测振幅为零的时刻；和
载波信号控制部，使所述脉冲宽度调制载波信号的频率与所选择的所述预测频率一致，且使所述脉冲宽度调制载波信号的上升时刻与所述相位检测部检测的时刻同步。
4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电流传感器设置在所述逆变器电路及所述负载之间，
所述控制部包括：
计算部，根据由所述电流传感器检测到的电流波形，计算流到所述逆变器电路的电流的电流波形；
频率检测部，对由所述计算部计算的时间方向的电流波形实施频率分析，从而检测具有所述最大振幅的频率分量的频率；
相位检测部，根据由所述计算部计算的时间方向的电流波形，对具有所述最大振幅的频率分量检测振幅为零的时刻；和
载波信号控制部，使所述脉冲宽度调制载波信号的频率与所述频率检测部检测到的频率一致，且使所述脉冲宽度调制载波信号的上升时刻与所述相位检测部所检测的时刻同步。
5.根据权利要求2～4之一所述的电力变换装置，其特征在于，
所述控制部包括载波振荡器，该载波振荡器发送具有由所述载波信号控制部设定的频率及相位的脉冲宽度调制载波信号；
所述载波振荡器生成锯齿波状的所述脉冲宽度调制载波信号。
6.一种感应加热装置，其特征在于，包括：
变换器电路，利用脉冲宽度调制方式，对电源电压进行变压；
电容器，对从所述变换器电路输出的电压进行平滑化；
逆变器电路，将由所述电容器平滑化后的直流电压变换为交流电压，并向加热线圈供电；
具有电流传感器及加热线圈的负载电路；和
控制部，根据由所述电流传感器检测到的流过所述加热线圈的谐振电流，取得流到所述逆变器电路的电流中、具有最大振幅的频率分量的频率及相位，并进行控制，使用于驱动所述变换器电路的脉冲宽度调制载波信号的频率及相位与所取得的所述频率及所述相位一致。
7.根据权利要求6所述的感应加热装置，其特征在于，
所述控制部包括：
频率检测部，将所述加热线圈中流过的谐振电流的频率、与当所述谐振电流流过所述加热线圈的情况下、流到所述逆变器电路的电流中具有最大振幅的频率分量的预测频率对应地存储，并选择与所述电流传感器检测到的所述谐振电流的频率对应的一个预测频率；
相位检测部，根据所述电流传感器检测到的所述谐振电流的电流波形，对具有所述最大振幅的频率分量检测振幅为零的时刻；和
载波信号控制部，使所述脉冲宽度调制载波信号的频率与所选择的所述预测频率一致，且使所述脉冲宽度调制载波信号的上升时刻与所述相位检测部检测的时刻同步。
8.根据权利要求7所述的感应加热装置，其特征在于，
所述感应加热装置是在所述加热线圈的上部加热负载锅的加热调理器，
对于构成加热对象的多种负载锅，所述频率检测部将加热时的谐振电流的频率与所述预测频率对应地存储，并选择与作为加热对象的负载锅相对应的所述预测频率。
9.根据权利要求8所述的感应加热装置，其特征在于，
所述频率检测部存储对应的谐振电流的频率的2倍频率，作为预测频率。
10.根据权利要求6所述的感应加热装置，其特征在于，
所述控制部包括：
相位检测部，根据所述电流传感器检测到的谐振电流的电流波形，对具有所述最大振幅的频率分量检测振幅为零的时刻；和
载波信号控制部，使所述脉冲宽度调制载波信号的频率与所述电流传感器检测到的谐振电流频率的2倍一致，且使所述脉冲宽度调制载波信号的上升时刻与所述相位检测部检测的时刻同步。
11.根据权利要求6所述的感应加热装置，其特征在于，
所述控制部包括：
计算部，根据由所述电流传感器检测到的谐振电流的电流波形，计算流到所述逆变器电路的电流的电流波形；
频率检测部，对由所述计算部计算的时间方向的电流波形实施频率分析，从而检测具有所述最大振幅的频率分量的频率；
相位检测部，根据由所述计算部计算的时间方向的电流波形，对具有所述最大振幅的频率分量检测振幅为零的时刻；和
载波信号控制部，使所述脉冲宽度调制载波信号的频率与所述频率检测部检测到的频率一致，且使所述脉冲宽度调制载波信号的上升时刻与所述相位检测部检测的时刻同步。
12.根据权利要求6～11之一所述的感应加热装置，其特征在于，
所述控制部包括载波振荡器，该载波振荡器发送具有由所述载波信号控制部设定的频率及相位的脉冲宽度调制载波信号；
所述载波振荡器生成锯齿波状的所述脉冲宽度调制载波信号。
13.一种感应加热装置，其特征在于，包括：
变换器电路，利用脉冲宽度调制方式，对电源电压进行变压；
电容器，对从所述变换器电路输出的电压进行平滑化；
逆变器电路，将由所述电容器平滑化后的直流电压变换为交流电压，并向加热线圈供电；
电流传感器，用于检测从所述电容器流到所述逆变器电路的电流；
具有加热线圈的负载电路；
频率检测部，对由所述电流传感器检测到的时间方向的电流波形实施频率分析，从而检测流到所述逆变器电路的电流中、具有最大振幅的频率分量的频率；
相位检测部，根据由所述电流传感器检测到的时间方向的电流波形，对具有所述最大振幅的频率分量检测振幅为零的时刻；和
载波信号控制部，使所述脉冲宽度调制载波信号的频率与所述频率检测部检测到的所述频率一致，且使所述脉冲宽度调制载波信号的上升时刻与所述相位检测部检测的时刻同步。
14.一种感应加热装置，其特征在于，包括：
2相变换器电路，该2相变换器电路具有2个电感及2个开关，利用脉冲宽度调制方式，对电源电压进行变压；
电容器，对从所述2相变换器电路输出的电压进行平滑化；
逆变器电路，将由所述电容器平滑化后的直流电压变换为交流电压，并向加热线圈供电；
具有电流传感器及加热线圈的负载电路；和
控制部，根据由所述电流传感器检测到的流过所述加热线圈的谐振电流，进行控制，使用于驱动所述2相变换器电路的脉冲宽度调制载波信号的频率及相位与流过所述加热线圈的谐振电流量的频率及相位一致。
15.一种感应加热装置，其特征在于，包括：
多重变换器电路，具有N个电感及N个开关，利用脉冲宽度调制方式，对电源电压进行变压，其中N为3以上的自然数；
电容器，输入综合了从所述N个电感中的每一个输出的电流后的输出电流，并对电压进行平滑化；
逆变器电路，将由所述电容器平滑化后的直流电压变换为交流电压，并向加热线圈供电；
具有电流传感器及加热线圈的负载电路；和
控制部，根据由所述电流传感器检测到的流过所述加热线圈的谐振电流，进行控制，使所述输出电流的频率与所述谐振电流的频率的2倍频率一致，且用于驱动所述变换器电路的脉冲宽度调制载波信号的相位与所述2倍频率的相位同步。
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