JP4849310B2 - 交流交流電力変換器の制御装置 - Google Patents
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Description
一方、マトリクスコンバータでは、入力電圧に高調波が含まれる場合に入力電流を正弦波に制御すると、有効電力が脈動する。この有効電力脈動は、大形のエネルギーバッファを有する電力変換器では吸収可能であるが、エネルギーバッファのないマトリクスコンバータでは、入力電圧の歪みが出力電圧を歪ませる原因となる。この出力電圧の歪みは、負荷として電動機が接続されている場合に電動機の脈動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加し、効率を低下させるため好ましくない。
図11はこの従来技術の構成を示しており、10は三相交流電源、20は系統インピーダンス、30はLCフィルタ等からなる入力フィルタ、40は双方向に電流を制御可能な複数の交流スイッチSからなるマトリクスコンバータ、50は交流電動機等の負荷、60はいわゆる仮想AC/DC/AC方式を用いた制御装置である。
整流器制御手段63は、得られた入力電流指令から、仮想的な整流器のPWMパルスパターンを演算し、インバータ制御手段64は、出力電圧指令から仮想的なインバータのPWMパルスパターンを演算する。PWMパルス合成手段65は、各制御手段63,64から出力されたPWMパルスパターン(スイッチング関数)を合成し、マトリクスコンバータ40のPWMパルスパターンを生成する。このパルスパターンに従ってマトリクスコンバータ40の交流スイッチのオンオフを制御し、所望の出力電圧を得る。
これにより、入力電圧に高調波が含まれていても常に瞬時有効電力が一定となるように入力電流を制御することができ、原理的に出力電圧の歪みは発生せず、負荷50である電動機に脈動や騒音等を生じさせることなく高効率に運転することが可能である。
図12は、図11の系統インピーダンス20及び入力フィルタ30の構成を詳細に示したものであり、ここでは、系統インピーダンス20がトランスの漏れインダクタンス等のインダクタンス成分であるとして説明する。なお、Lsは系統インダクタンス、Lf,Cfはそれぞれ入力フィルタ30を構成するリアクトルのインダクタンス、コンデンサの容量を示す。
この図13から、上記リアクタンス(系統リアクタンスという)が大きくなるにつれて、特性方程式の根が徐々に右側に移動し、その実部が正になっていくことが判る。特性方程式の根の実部が正になると、制御系は振動が減衰せず不安定になることが知られており、図13によれば、系統リアクタンスが装置容量の1%以上では、実部が正になって不安定となる。
更に、瞬時値制御以外でも、入力電流の歪みや不平衡が存在すると出力電圧も歪み、騒音や効率低下などが問題となる。
図14は、この従来技術を示すブロック図であり、10は三相交流電源、21は系統インピーダンス、31は入力フィルタ、40はマトリクスコンバータ、51は受動負荷や誘導電動機等の負荷を示している。また、70は制御装置であり、71はマトリクスコンバータ40の入力電圧を検出する電圧検出手段、72は検出した入力電圧を振幅V及び位相角θに分離する三相/二相変換手段、73,74はそれぞれ時定数τ1,τ2を有するローパスフィルタ、75は乗算手段、76は乗算手段75から出力される指令に基づいてマトリクスコンバータ40の交流スイッチに対するPWMパルスを生成するパルス生成手段である。
この従来技術によれば、マトリクスコンバータ40の入力電圧の振幅V及び位相角θに含まれる振動成分をローパスフィルタ73,74により除去することで入力電流指令を補正し、これによってマトリクスコンバータ40の入力電流の振動成分をある程度抑制することが可能である。
更に、特許文献1は、もっぱら入力フィルタによる共振電流に起因した入力電流の歪み低減を目的としており、電源と受電端との間の配線インピーダンスやトランスの漏れインダクタンス等により、一般的に系統インピーダンスが大きくなった場合の入力電流歪みの低減技術については開示されていない。
図16は、改良された制御装置を示すブロック図であり、入力電流制御手段62Aの構成を除いて図11と実質的に同一である。
図17は入力電流制御手段62Aの内部構成であり、図16の電圧検出手段61により検出された静止座標上の直交二軸成分の入力電圧検出値vα,vβに基づいて入力電流指令を補正する機能を有する。
一方、電圧検出値vα,vβをハイパスフィルタ62bに入力して入力電圧の高調波成分vαrip,vβripを抽出し、ゲイン乗算手段62cにより補償ゲインKdを乗じて電流の補償成分iαrip,iβripを得る。そして、加算手段62d,62eにおいて、前記電流指令iα *,iβ *に上記補償成分iαrip,iβripをそれぞれ加えることにより、最終的な入力電流指令iα **,iβ **を求める。すなわち、入力電流指令iα **,iβ **は数式2により与えられる。なお、数式3はハイパスフィルタ62bから出力される高調波成分vαrip,vβripである。
図18から明らかなように、根の全ての実部が負に配置されており、図13,図15と比べて制御系が安定化できている。
すなわち、入力電圧検出値の振動成分をハイパスフィルタ62bにより抽出し、これに補償ゲインKdを乗じて大きさを調節した補正成分iαrip,iβripをもとの電流指令iα *,iβ *に加えて最終的な入力電流指令iα **,iβ **を得ることにより、制御系の不安定要素となる正帰還ループのゲインを抑制し、制御系の交差角周波数を位相余有が確保できるように移動させる結果として、制御系全体の安定化が可能となる。
この図19から、領域Aでは、マトリクスコンバータ40の入力電流iinが変動し、これに伴って系統リアクタンスに流れる電流isが変動していると共に、この電流isの変動によって受電端電圧vinが変動している。瞬時値制御では、図11,図12に示したように受電端電圧vinの変動に応じて入力電流iinを演算し制御するため、入力電流iinが更に変動することとなり、結果として正帰還ループに陥って制御が不安定になっている。
一方、図19の領域Bでは、数式2の入力電流指令iα **,iβ **を用いて入力電流の変動成分を抑制することにより、正帰還ループのゲインを抑制することができ、電流isの歪みが小さく抑えられている。また、領域Aでは受電端電圧vinが変動するため、PWM可能範囲外となって出力線間電圧Vuvに歪みが生じているが、領域Bではこの歪みもほとんど発生していない。
これを解決するためには、共振周波数fsに応じてハイパスフィルタ62bのカットオフ周波数を変化させればよいが、系統インピーダンス20は装置の設置環境や配線の長さ、トランスの容量や特性など様々な要因で異なるため、個々の設置場所ごとに作業者が専用の測定器を用いて系統電気定数を測定し、測定された電気定数から共振周波数fsを求める必要が生じる。この場合には、測定器の設置作業や測定作業に多くの時間とコストを要することになる。
図20は先願発明の構成を示すブロック図である。三相交流電源10には、インダクタンス成分からなる系統インピーダンス20を有する電力系統を介して、マグネットコンタクタやブレーカ等の機械スイッチ101が接続されている。この機械スイッチ101の負荷側には、入力フィルタリアクトル32及び入力フィルタコンデンサ33を介してマトリクスコンバータ40が接続され、その出力側には交流電動機等の負荷50が接続されている。
系統情報演算手段103は、上記二軸成分vα,vβに基づいて入力系統の共振周波数と系統インダクタンス等の系統電気定数とを演算すると共に、前記機械スイッチ101のオン/オフ信号を生成して出力する機能を備えている。
二軸成分vα,vβが入力される電圧ベクトル演算手段103aは、基本波周波数を直流成分にして共振周波数演算精度を向上させるために、数式5に従って入力電圧ベクトルViを演算する。なお、入力電圧基本波位相を用いて座標変換を行っても良い。
数式4をLsについて解くと、数式6となる。ただし、数式6において、ωs=2πfsである。
なお、数式6におけるCf,Lfは既知であるから、演算量を低減するために、電気定数演算手段103dでは数式6を近似した関数テーブルを用いて求めてもよい。
一定時間が経過した後に(S2YES)、高速フーリエ変換によって共振周波数を抽出し、前述した数式6を用いて系統インダクタンス等の系統電気定数を演算する(S3〜S5)。
図23は、系統インピーダンスが存在する場合の受電電圧と入力フィルタコンデンサ33の両端電圧のシミュレーション波形を示しており、機械スイッチ101を測定開始時点(0.00秒)から0.02秒後にオンした場合の波形である。この図23によれば、系統インピーダンスの存在により、機械スイッチ101を0.02秒でオンした直後に過渡的な共振が発生して入力フィルタコンデンサ33の電圧が変動し、徐々に共振が減衰しているのがわかる。実際の系統インピーダンスは純粋なインダクタンス成分のみではなく、抵抗成分が存在するため、この抵抗成分によりダンピングがかかり、振動現象は徐々に減衰していく。
従って、定常状態で入力電圧をサンプリングするよりも、機械スイッチ101をオンした直後の過渡現象により振動が継続している状態で入力電圧をサンプリングするほうが、共振周波数fSを精度よく抽出できることとなる。
マトリクスコンバータ制御手段104は、例えば図17に示した内部構成の入力電流制御手段62Aを備えており、この入力電流制御手段62Aは、入力電圧検出値から入力電流指令を演算する演算手段62aと、入力電圧検出値に含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段としてのハイパスフィルタ62bと、その出力に応じた補正量により入力電流指令を補正する補正手段としてのゲイン乗算手段62c及び加算手段62d,62eを有している。
そこで、図20,図21の系統情報演算手段103から送られた共振周波数fsや系統電気定数に応じてハイパスフィルタ62bのカットオフ周波数を最適値に調整する等の処理を行なえば、図16,図17等を参照しながら述べた原理によって入力電流や出力電圧の振動抑制、安定化制御を行うことができる。
また、前述した如く、検出精度を高めるために機械スイッチ101をオンした直後の過渡状態において入力電圧の高調波成分を抽出しているが、機械スイッチ101の動作遅れ等を考慮した上で機械スイッチ101の操作と記憶手段103bへの保存動作のタイミング調整を行わなくてはならない等、シーケンス処理に複雑な演算が必要になるおそれがあった。
前記電力変換器の少なくとも一相の入力電流を検出する電流検出手段と、
この手段により検出した入力電流の高調波成分を抽出し、その周波数を演算すると共に、演算した周波数から前記電力変換器の入力系統の共振周波数または系統電気定数を演算する系統情報演算手段と、
前記系統情報演算手段により演算した前記共振周波数または前記系統電気定数を用いて前記電力変換器の入力電流や出力電圧の振動抑制制御を行う制御手段と、を備えたものである。
前記系統情報演算手段は、入力系統の共振周波数を演算し、この共振周波数を用いて系統電気定数としての系統インダクタンスを演算するものである。
前記系統情報演算手段は、
入力電流のサンプリングを任意のタイミングから開始して所定期間のサンプリングデータを記憶する記憶手段と、記憶したデータから入力電流の振幅及び周波数を算出して前記共振周波数を抽出する数値演算手段と、を有するものである。
前記数値演算手段は、高速フーリエ変換手段であることを特徴とする。
前記制御手段は、前記電力変換器の入力電圧検出値から入力電流指令を生成する入力電流制御手段を備え、
この入力電流制御手段は、前記入力電圧検出値に含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段と、この抽出手段の出力に応じた補正量により前記入力電流指令を補正する補正手段とを有し、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数を用いて前記抽出手段の特性を変化させるものである。
前記共振周波数を用いて変化させる前記抽出手段の特性が、この抽出手段のカットオフ周波数であることを特徴とする。
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数及び系統電気定数を用いて、前記電力変換器に係る制動係数を演算する手段を備えたものである。
前記制動係数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたものである。
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたものである。
前記電力変換器の運転を不許可とする際にアラームを出力する手段を備えたものである。
これにより、専用の測定器や外部装置の追加、煩雑な測定作業等を要することなく制御や保護動作に有用な系統情報を容易に得ることができると共に、系統インピーダンスが大きい場合には、運転待機やアラーム発生により故障や事故を未然に防止して安全に運転可能な制御装置を提供することが可能である。
また、入力電流を任意のタイミングから所定期間サンプリングして記憶し、共振周波数の演算に用いればよいため、機械スイッチの操作と記憶動作とのタイミング調整を行うための複雑なシーケンス処理も不要になり、演算負荷の軽減を図ることができる。
図1は本発明の第1実施形態を示すブロック図であり、図20と同一の構成要素には同一の番号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
なお、図1におけるマトリクスコンバータ制御手段104は、例えば、図16に示した入力電流制御手段62A、整流器制御手段63、インバータ制御手段64、PWMパルス合成手段65を備えており、図1の電圧検出手段102により検出される入力電圧に応じた入力電流指令と負荷50に応じた出力電圧指令とから、それぞれ整流器制御手段63及びインバータ制御手段64を介してパルスを生成し、これらのパルスをPWMパルス合成手段65により合成してマトリクスコンバータ40の交流スイッチに与えるように構成されている。
前記電流検出手段105により検出した一相分の入力電流irを入力基本波周期のn倍の期間にわたってサンプリングし、このデータiαは記憶手段106aに記憶される。ここで、サンプリングする期間を入力基本波周期のn倍の期間とするのは、検出された入力電流が交流量であるため、後述するフーリエ変換を行う場合の信号の繰り返し雑音ノイズを低減し、周波数成分を精度良く検出するためである。
このようにしてデータを記憶すれば、電流検出手段105を一相分のみで構成することができ、検出器に要するコストを抑制することができる。また、前述したnの値は、大きいほどデータ量が豊富になるため精度向上に役立つ反面、必要な記憶容量が大きくなる。従って、nの値は、使用する記憶装置の容量やコストを考慮して決定すればよい。
なお、数式6におけるCf,Lfは既知であるから、演算量を低減するために、電気定数演算手段106cでは数式6を近似した関数テーブルを用いて求めてもよい。
本実施形態における共振周波数の演算は、マトリクスコンバータ40の停止中に行うため、負荷50には電流が流れず、電源10から入力側フィルタリアクトル32及び入力側フィルタコンデンサ33を介して循環する電流が流れる。
この循環電流が流れる一相分の回路のインピーダンスは、数式7によって表される。この数式7において、ωは入力の角周波数であり、また、Lf’は循環電流が通過する2個のリアクトルの合成インダクタンスを示すものとする。
数式7から明らかなように、LC共振回路では入力周波数に応じてインピーダンスZが変化し、図5に示すように共振周波数ωsでインピーダンスZが最小になる特性となる。入力電流は入力電圧をインピーダンスにより除した値であるから、共振周波数ωs近傍の振幅は顕著に表れる。そして、振幅が大きいほど情報量は多くなるので、共振周波数ωsの演算精度を高くすることができるものである。
この図6によれば、フィルタコンデンサ電圧に含まれる共振周波数成分は、入力電圧の基本波に対して微小であるが、入力電流に含まれる共振周波数成分は図5に示したインピーダンスZの特性により顕著に表れている。従って、本実施形態のように入力電流を検出することにより、機械スイッチ107をオンした直後の過渡状態における入力電圧を検出しなくても、高精度に共振周波数を演算することができる。このため、機械スイッチ107のオン操作と記憶手段106aへの記憶動作とのタイミング調整も不要になり、シーケンス処理の容易化が可能になる。
ちなみに、共振周波数fsに応じてハイパスフィルタ62bのカットオフ周波数を決定する場合、共振周波数の減衰量や位相が最適になるように決定することが望ましい。例えば、共振周波数fsが500Hzの場合には、カットオフ周波数を1/2の250Hz程度に設定すると良いことが確認されている。
この実施形態が第1実施形態と異なる点は、制動係数演算手段108を有する点である。この制動係数演算手段108には系統情報演算手段106から共振周波数及び系統電気定数が入力されており、これらの情報に基づいて得た制動係数がマトリクスコンバータ制御手段104に入力されている。
このように制動係数は系統インダクタンスの大きさに左右されるので、系統情報演算手段106により得た系統インダクタンスに応じてダンピング抵抗34を選択したり、場合によっては運転不許可等の保護手段を講じることができる。
これにより、マトリクスコンバータ40やトランス等の故障や損傷を防ぐことができる。
この実施形態では、系統情報演算手段106により得た共振周波数及び系統電気定数が、運転監視手段109を介してマトリクスコンバータ制御手段104に入力されている。運転監視手段109には、共振周波数及び系統電気定数についてそれぞれ予め規定値が設定されており、共振周波数等をこの規定値と比較した結果に応じて外部にアラームを発生させるように構成されている。
なお、共振周波数が規定値を超えている場合には、制御可能範囲内と判断してアラームを解除し、運転準備を行う(S16,S17)。
なお、本実施形態における運転監視手段109の機能として、図7に示した制動係数演算手段108の機能を併有させても良い。
20:系統インピーダンス
32:入力フィルタリアクトル
33:入力フィルタコンデンサ
34:入力フィルタダンピング抵抗
40:マトリクスコンバータ
50:負荷
102:電圧検出手段
104:マトリクスコンバータ制御手段
105:電流検出手段
106:系統情報演算手段
106a:記憶手段
106b:高速フーリエ変換手段
106c:電気定数演算手段
107:機械スイッチ
108:制動係数演算手段
109:運転監視手段
Claims (10)
- 交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の少なくとも一相の入力電流を検出する電流検出手段と、
この手段により検出した入力電流の高調波成分を抽出し、その周波数を演算すると共に、演算した周波数から前記電力変換器の入力系統の共振周波数または系統電気定数を演算する系統情報演算手段と、
前記系統情報演算手段により演算した前記共振周波数または前記系統電気定数を用いて前記電力変換器の入力電流や出力電圧の振動抑制制御を行う制御手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 - 請求項1に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段は、
入力系統の共振周波数を演算し、この共振周波数を用いて系統電気定数としての系統インダクタンスを演算することを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 - 請求項1または2に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段は、
入力電流のサンプリングを任意のタイミングから開始して所定期間のサンプリングデータを記憶する記憶手段と、記憶したデータから入力電流の振幅及び周波数を算出して前記共振周波数を抽出する数値演算手段と、を有することを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 - 請求項3に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記数値演算手段は、高速フーリエ変換手段であることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 - 請求項1〜4の何れか1項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記制御手段は、前記電力変換器の入力電圧検出値から入力電流指令を生成する入力電流制御手段を備え、
この入力電流制御手段は、前記入力電圧検出値に含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段と、この抽出手段の出力に応じた補正量により前記入力電流指令を補正する補正手段とを有し、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数を用いて前記抽出手段の特性を変化させることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 - 請求項5に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記共振周波数を用いて変化させる前記抽出手段の特性が、この抽出手段のカットオフ周波数であることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 - 請求項1〜6の何れか1項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数及び系統電気定数を用いて、前記電力変換器に係る制動係数を演算する手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 - 請求項7に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記制動係数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 - 請求項1〜8の何れか1項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 - 請求項8または9に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の運転を不許可とする際にアラームを出力する手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
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