JP6503904B2 - 分散電源の単独運転検出装置 - Google Patents

Description

この発明は、直流電力を出力する電源と当該直流電力を交流電力に変換して出力するインバータとを有する分散電源を備えている分散電源保有設備が配電系統に接続された構成のシステム（これは分散電源連系システムと呼ぶこともできる。以下同様）に適用されて、前記分散電源が単独運転になったことを検出する単独運転検出装置に関する。

配電系統には、例えば、太陽電池、蓄電池等の直流電力を出力する電源と当該直流電力を交流電力に変換して出力するインバータとを有する発電設備が接続されることが盛んになってきた。このような発電設備は、分散電源と呼ばれる。

分散電源を配電系統に接続して運転（これを連系運転と呼ぶ）している場合に、系統事故等によって電力会社の変電所の遮断器が開放されて上位系統からの電力供給が停止したとき、分散電源が運転（即ち単独運転）を続けていると、上位系統からの電力供給が停止したにもかかわらず配電線に電圧が印加され続けることになるので、感電事故等が発生する恐れがある。そこで、第１ステップとして、このような上位系統からの電力供給の停止、即ち分散電源の単独運転を確実に検出する必要がある。更に第２ステップとして、当該分散電源を配電系統から切り離す（解列する）必要がある。この出願は、この第１ステップの装置に関する。

分散電源の単独運転を検出する従来の単独運転検出装置を有する分散電源保有設備が配電系統に接続された構成のシステムの一例を図１に示す。

配電系統２に連系線２２を介して分散電源保有設備３６が接続されている。分散電源保有設備３６は、直流電力を出力する電源４と当該直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ６とを有する分散電源８を備えている。直流電力を出力する電源４は、例えば、太陽電池、蓄電池、その他の電池等である。交流電源とそれからの交流電力を直流電力に変換するコンバータとを有しているものでも良い。

インバータ６の出力部は、この例では、ＬＣフィルタ１４、絶縁変圧器１６、電磁接触器１８、遮断器２０および連系線２２を経由して配電系統２に接続されている。但しこのような構成に限られるものではない（後述する本発明の実施形態においても同様）。

インバータ６に制御信号ＣＳを供給してインバータ６を制御（例えばＰＷＭ制御）する制御装置３０が設けられている。インバータ６の入力側の直流電圧Ｖ_dcは電圧検出器９を介して、出力側の交流電流Ｉ_acは計器用変流器１２を介して、連系線２２の測定点２４における電圧Ｖ_s は計器用変圧器２６を介して、制御装置３０にそれぞれ取り込まれる。この交流電流Ｉ_acも、測定点２４を流れる後述する電流Ｉ_s と同様に、基本波電流Ｉ₁ に次数間高調波電流Ｉ_m が重畳されたものである。

制御装置３０は、前記インバータ６を制御して、インバータ６から、配電系統２の基本波（例えば６０Ｈｚまたは５０Ｈｚ）と同じ周波数の３相の基本波電流Ｉ₁ に、当該基本波の１倍よりも大きい非整数倍次数ｍ（例えば２．２５次〜２．７５次）の次数間高調波電流Ｉ_m を単相で重畳させて出力させる機能を有している。即ち、連系線２２に次数間高調波電流Ｉ_m を単相注入する電流注入機能を有している。

従って、連系線２２の測定点２４を流れる電流Ｉ_s は、基本波電流Ｉ₁ に次数間高調波電流Ｉ_m を重畳させたものである。また、このような電流が流れることによって発生する電圧、即ち測定点２４における電圧Ｖ_s は、基本波電圧Ｖ₁ に次数間高調波電圧Ｖ_m を重畳させたものである。

分散電源８が単独運転になったことを検出する単独運転検出装置１０は、この例では、上記のような機能を有する制御装置３０および単独運転監視装置３２を備えている。

なお、図１中のインバータ６付近から遮断器２０付近までの破線で囲んだ要素を含む装置３４は、通常、パワーコンディショナ（略称ＰＣＳ）と呼ばれている。後述する本発明の実施形態においても同様である。

制御装置３０の構成の一例を図２に示す。この例では、簡単に言えば、３相／２相変換器３８の出力部から２相／３相変換器６０の入力部までの間を２相で扱っている。

この制御装置３０は、基本波電流Ｉ₁ の指令値Ｉ₁ ′を上記測定点における電圧Ｖ_s の波形を用いて作り出す。即ち、３相の上記電圧Ｖ_s を３相／２相変換器３８によって２相の電圧に変換し、その基本波電圧Ｖ₁ から電圧位相演算器４０によって位相情報を算出し、それを基本波電流指令値発生器４４に与える。また、直流電圧一定制御器４２において上記直流電圧Ｖ_dcが一定になる情報を算出し、それを基本波電流指令値発生器４４に与える。基本波電流指令値発生器４４は、上記情報に基づいて、インバータ６から出力する基本波電流Ｉ₁ の指令値Ｉ₁ ′を発生させる。

一方、次数間高調波電流指令値発生器４６によって、インバータ６から出力する上記次数間高調波電流Ｉ_m の指令値Ｉ_m ′を発生させ、上記両指令値Ｉ₁ ′、Ｉ_m ′を加算器４８で加算する。

加算器４８からの信号は、増幅器５２によってフィードフォワード係数ｊωＬを掛けて電圧信号に変換する一方、減算器５０によって上記直流電流Ｉ_acを減算した後に増幅器５４によってフィードバック係数Ｋ_p を掛けて電圧信号に変換し、両電圧信号を加算器５６によって加算すると共に加算器５８によって、上記３相／２相変換器３８からの２相に変換した電圧を加算した後、２相／３相変換器６０によって３相に変換して上記制御信号ＣＳが形成され、それがインバータ６に与えられる。

制御装置３０は、上記のような構成によって、インバータ６を、それから出力する基本波電流Ｉ₁ が指令値Ｉ₁ ′どおりになるように制御する。即ち、配電系統２側のインピーダンスが変化しても、一定の基本波電流Ｉ₁ が出力されるように制御する。

単独運転監視装置３２は、上記測定点２４における電圧Ｖ_s に含まれている上記非整数倍次数ｍの次数間高調波電圧Ｖ_m を測定して、当該次数間高調波電圧Ｖ_m の変化から、分散電源８が単独運転になったことを検出してそれを表す単独運転検出信号Ｓ₁ を出力する。例えば、次数間高調波電圧Ｖ_m またはその変化率を所定の判定値と比較して、次数間高調波電圧Ｖ_m またはその変化率が当該判定値を超えると単独運転検出信号Ｓ₁ を出力する。その後は、例えば、当該単独運転検出信号Ｓ₁ に基づいて、インバータ６をゲートブロックして出力を止め、かつ電磁接触器１８を開放する等して、分散電源８を配電系統２から切り離せば良い。

なお、上記のように連系線に次数間高調波電流を注入して、連系線上の測定点における次数間高調波電圧の変化から、分散電源の単独運転を検出する方式の単独運転検出装置の一例が、特許文献１に記載されている。

特開２０００−２８７３６２号公報

上述した従来の単独運転検出装置１０の場合、配電系統２内の遮断器（図示省略。図１１中の遮断器１５４参照）が開放されて単独運転が発生すると、測定点２４から見た配電系統２側のインピーダンスが増大するので、測定点２４における電圧Ｖ_s に含まれている次数間高調波電圧Ｖ_m も増大するけれども、同時に連系線２２に流れる電流Ｉ_s に含まれている次数間高調波電流Ｉ_m が減少するので、次数間高調波電圧Ｖ_m は上記インピーダンスの増大ほどには大きくならず、単独運転発生時の次数間高調波電圧Ｖ_m の変化が小さいという課題がある。

これを詳述すると、上述したように制御装置３０は通常、配電系統２側のインピーダンスが変化してもインバータ６から出力する基本波電流Ｉ₁ が一定の値を保つように動作する（これは定電流制御と呼ばれる）。そのための制御要素として、増幅器５４で設定するフィードバック係数Ｋ_p が大きく寄与しており、その値は通常、分散電源８の本来の出力である基本波電流Ｉ₁ に主眼をおいて設定される。

一方、次数間高調波電流Ｉ_m は基本波の非整数倍次数ｍ（例えば２．２５次〜２．７５次）であるため、次数間高調波電流の指令値Ｉ_m ′も基本波電流の指令値Ｉ₁ ′よりも高調波の波形となる。仮に次数間高調波電流Ｉ_m の制御に対応させるために、フィードバック係数Ｋ_p を大きくしてフィードバックの制御量を大きくしようとすると、分散電源８の本来の出力である基本波電流Ｉ₁ にとってはフィードバック量が大きくなり過ぎて基本波電流Ｉ₁ が不安定になるため、そのようにフィードバック係数Ｋ_p を大きくすることはできない。

そのために通常は、上記のように基本波電流Ｉ₁ に主眼をおいてフィードバック係数Ｋ_p を設定しており、次数間高調波電流Ｉ_m にとってはフィードバック係数Ｋ_p が小さくフィードバック量が少ないので、単独運転が発生して測定点２４から見た配電系統２側のインピーダンスが増大すると、次数間高調波電流Ｉ_m は一定を保つことができず減少する。次数間高調波電流Ｉ_m が減少すると、当該次数間高調波電流Ｉ_m によって発生する次数間高調波電圧Ｖ_m も減少するので、上記のように、次数間高調波電圧Ｖ_m は上記インピーダンスの増大ほどには大きくならず、単独運転発生時の次数間高調波電圧Ｖ_m の変化は小さい（後述する図１４、図１８およびその説明も参照）。

単独運転発生時の次数間高調波電圧Ｖ_m の変化が小さいと、単独運転監視装置３２における単独運転の検出が難しくなる。即ち、単独運転監視装置３２における判定値を小さくして検出感度を上げると、系統電圧の瞬時低下や系統周波数の変動のような系統擾乱発生時に誤検出（即ち、単独運転でないのに単独運転と判定する不要検出）の可能性が高くなる。逆に単独運転監視装置３２における判定値を大きくして検出感度を下げると、今度は単独運転の確実な検出が困難になる。従って、単独運転の確実な検出と、系統擾乱発生時の誤検出の防止とを両立させることが難しい。

そこでこの発明は、上記のような点を改善して、単独運転の確実な検出と、系統擾乱発生時の誤検出の防止とを両立させることができる単独運転検出装置を提供することを主たる目的としている。

この発明に係る単独運転検出装置は、直流電力を出力する電源と当該直流電力を交流電力に変換して出力するインバータとを有する分散電源を備えている分散電源保有設備が配電系統に接続された構成のシステムに適用されて、前記分散電源が単独運転になったことを検出する単独運転検出装置であって、前記インバータを制御して、前記インバータから、前記配電系統の基本波と同じ周波数の３相の基本波電流に、当該基本波の１倍よりも大きい非整数倍次数の次数間高調波電流を単相で重畳させて出力させる機能を有している制御装置と、前記分散電源保有設備と前記配電系統との連系線上の測定点における前記非整数倍次数の次数間高調波電圧を測定して、当該次数間高調波電圧の変化から、前記分散電源が単独運転になったことを検出する単独運転監視装置とを備えており、かつ前記制御装置は、前記連系線上の測定点を流れる前記次数間高調波電流の大きさの、所定時間前の値からの変化率を算出して、前記インバータから出力する前記次数間高調波電流を、前記算出した変化率に反比例させて増大させる次数間高調波電流補正回路を有している、ことを特徴としている。

この単独運転検出装置によれば、単独運転が発生すると、測定点から見た配電系統側のインピーダンスが増大して、測定点を流れる次数間高調波電流が減少するけれども、制御装置内の次数間高調波電流補正回路は、上記次数間高調波電流の変化率を算出して、インバータから出力する次数間高調波電流を、上記算出した変化率に反比例させて増大させるので、測定点を流れる次数間高調波電流の減少が小さく抑えられる。その結果、単独運転発生時の測定点における次数間高調波電圧の変化が大きくなるので、単独運転監視装置における判定値の選定が容易になる。その結果、単独運転の確実な検出と、系統擾乱発生時の誤検出の防止とを両立させることができる。

前記次数間高調波電流補正回路は、前記連系線上の測定点を流れる電流から、前記配電系統の基本波およびその整数倍の高調波を除去した電流を出力するコムフィルタと、前記コムフィルタから出力される前記電流の瞬時値を用いて、当該電流の瞬時逆相電流の振幅を演算して出力する瞬時逆相演算器と、前記瞬時逆相演算器からの前記瞬時逆相電流の振幅の、所定時間前からの変化率を演算して出力する変化率演算器と、前記変化率演算器からの前記変化率の逆数である補正ゲインを演算して出力する補正ゲイン演算器と、前記インバータに前記次数間高調波電流を出力させるために与える次数間高調波電流の指令値を、前記補正ゲイン演算器からの前記補正ゲインで増大させる指令値補正器とを有していても良い。

前記次数間高調波電流補正回路は、前記補正ゲイン演算器からの前記補正ゲインの変化率を、定常時の値を１に保ちつつ拡大して出力する補正ゲイン拡大器を更に有しており、前記指令値補正器は、前記インバータに与える前記次数間高調波電流の指令値を、前記補正ゲイン拡大器からの拡大させた補正ゲインで増大させるものである、という構成を採用しても良い。

請求項１に記載の発明によれば、単独運転が発生すると、測定点から見た配電系統側のインピーダンスが増大して、測定点を流れる次数間高調波電流が減少するけれども、制御装置内の次数間高調波電流補正回路は、上記次数間高調波電流の変化を算出して、インバータから出力する次数間高調波電流を、上記算出した変化率に反比例させて増大させるので、測定点を流れる次数間高調波電流の減少が小さく抑えられる。その結果、単独運転発生時の測定点における次数間高調波電圧の変化が大きくなるので、単独運転監視装置における判定値の選定が容易になる。その結果、単独運転の確実な検出と、系統擾乱発生時の誤検出の防止とを両立させることができる。

請求項２に記載の発明によれば次の更なる効果を奏する。即ち、次数間高調波電流補正回路は、瞬時逆相演算器およびその前処理としてのコムフィルタ等を有していて、次数間高調波電流の変化率を、瞬時逆相電流の振幅の変化率として検出することによって、離散フーリエ変換器等を用いる場合に比べて高速で検出することができるので、単独運転発生時にインバータから出力される次数間高調波電流の減少をより速やかに抑制することができる。その結果、単独運転発生時の測定点における次数間高調波電圧の変化がより大きくなるので、単独運転監視装置における判定値の選定がより容易になる。その結果、単独運転の確実な検出と、系統擾乱発生時の誤検出の防止とをより確実に両立させることができる。

請求項３に記載の発明によれば次の更なる効果を奏する。即ち、拡大させた補正ゲインを用いることによって、単独運転発生時にインバータから出力される次数間高調波電流の減少をより確実に抑制することができる。その結果、単独運転発生時の測定点における次数間高調波電圧の変化がより一層大きくなるので、単独運転監視装置における判定値の選定がより一層容易になる。その結果、単独運転の確実な検出と、系統擾乱発生時の誤検出の防止とをより確実に両立させることができる。

従来の単独運転検出装置を有する分散電源保有設備が配電系統に接続された構成のシステムの一例を示す単線接続図である。 図１中の制御装置の構成の一例を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係る単独運転検出装置を有する分散電源保有設備が配電系統に接続された構成のシステムの一例を示す単線接続図である。 図３中の単独運転監視装置の構成の一例を示すブロック図である。 図３中の制御装置の構成の一例を示すブロック図である。 図５中の補正ゲイン演算回路の構成の一例を示すブロック図である。 図５中の次数間高調波電流指令値発生器の構成の一例を示すブロック図である。 図６中のコムフィルタの構成の一例を示すブロック図およびその特性の一例を示す図である。 図６中の瞬時逆相演算器の構成の一例を示すブロック図である。 単独運転発生時の図６中の瞬時逆相電流の振幅の変化率およびその逆数である補正ゲインの変化の一例を示す概略図である。 単独運転発生時のシミュレーションに用いた系統モデルを示す単線接続図である。 単独運転発生時の図６中の瞬時逆相電流の振幅の変化率ｄＩ_n およびその逆数である補正ゲインＧ₁ をシミュレーションした結果の一例を示す図である。 図６中の瞬時逆相電流に代えて、単独運転発生時の瞬時正相電流の振幅の変化率ｄＩ_p およびその逆数である補正ゲインＧ₁ をシミュレーションした結果の一例を示す図である。 従来の単独運転検出装置を有する場合に、単独運転発生時をシミュレーションしたときの測定点における次数間高調波電流および次数間高調波電圧の変化の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態の単独運転検出装置を有する場合に、単独運転発生時をシミュレーションしたときの測定点における次数間高調波電流および次数間高調波電圧の変化の一例を示す図である。 図５中の補正ゲイン演算回路の構成の他の例を示すブロック図である。 図１６中の拡大させた補正ゲインＧ₄ を説明するための概略図である。 従来の単独運転検出装置を有する場合に、インピーダンス変化の生じにくい条件において単独運転発生時をシミュレーションしたときの測定点における次数間高調波電流および次数間高調波電圧の変化の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態の単独運転検出装置を有する場合に、インピーダンス変化の生じにくい条件において単独運転発生時をシミュレーションしたときの測定点における次数間高調波電流および次数間高調波電圧の変化の一例を示す図である。 本発明の第２の実施形態の単独運転検出装置を有する場合に、インピーダンス変化の生じにくい条件において単独運転発生時をシミュレーションしたときの測定点における次数間高調波電流および次数間高調波電圧の変化の一例を示す図である。

（１）単独運転検出装置の第１の実施形態
図３に、本発明の実施形態に係る単独運転検出装置を有する分散電源保有設備が配電系統に接続された構成のシステムの一例を示す。図１、図２に示した従来例と同一または相当する部分には同一符号を付し、以下においては当該従来例との相違点を主に説明する。

この実施形態の単独運転検出装置１０ａは、前述した従来の制御装置３０に対応する制御装置３０ａと、前述した単独運転監視装置３２とを有している。この制御装置３０ａには、計器用変流器２８を介して、連系線２２上の測定点２４を流れる電流Ｉ_s が取り込まれる。この電流Ｉ_s は、前述したように、基本波電流Ｉ₁ に次数間高調波電流Ｉ_m が重畳されたものである。

制御装置３０ａは、連系線２２上の測定点２４を流れる次数間高調波電流Ｉ_m の大きさの、所定時間前の値からの変化率を算出して、インバータ６から出力する次数間高調波電流Ｉ_m を、前記算出した変化率に反比例させて増大させる次数間高調波電流補正回路７２を有している。これを以下に詳述する。

それに先立って、単独運転監視装置３２の構成の一例を図４を参照して説明する。この単独運転監視装置３２は、上記測定点２４における電圧Ｖ_s に含まれている上記次数間高調波電圧Ｖ_m の変化率ｄＶ_m を判定する場合の例であり、離散フーリエ変換器６２、絶対値演算器６４、移動平均演算器６６、変化率演算器６８および比較器７０を備えている。

離散フーリエ変換器６２は、上記電圧Ｖ_s から、離散フーリエ変換によって、上記次数間高調波電圧Ｖ_m を抽出して出力する。

絶対値演算器６４は、離散フーリエ変換器６２から与えられる次数間高調波電圧Ｖ_m の絶対値｜Ｖ_m ｜を演算して出力する。

移動平均演算器６６は、絶対値演算器６４から与えられる絶対値｜Ｖ_m ｜について、現在より所定時間過去における所定時間の移動平均値Ｖ_mav を演算して出力する。例えば現在より１秒過去における１秒間の移動平均値Ｖ_mav を算出する。

変化率演算器６８は、上記絶対値｜Ｖ_m ｜の変化率ｄＶ_m を、次式に従って演算して出力する。即ち、変化率ｄＶ_m は、この例では、Ｖ_mav に対する｜Ｖ_m ｜の比率である。

［数１］
ｄＶ_m ＝｜Ｖ_m ｜／Ｖ_mav

比較器７０は、変化率演算器６８から与えられる変化率ｄＶ_m を所定の判定値Ｊ₁ と比較して、前者ｄＶ_m が後者Ｊ₁ を超えたときに、前記分散電源８が単独運転になったことを表す単独運転検出信号Ｓ₁ を出力する。

但し、単独運転監視装置３２は、次数間高調波電圧Ｖ_m の変化率ｄＶ_m を判定する代わりに、例えば前記特許文献１にも記載されているように、次数間高調波電圧Ｖ_m の大きさが所定の判定値を超えたときに、単独運転検出信号Ｓ₁ を出力するという構成を採用しても良い。

また、上記単独運転検出信号Ｓ₁ をそのまま単独運転監視装置３２から出力しても良いけれども、当該信号Ｓ₁ が所定時間（例えば２０ｍ秒程度）継続していることを判定した後に出力するようにしても良い。そのようにすると、単独運転発生以外の何らかの原因による電圧Ｖ_s 等の瞬時の変動による誤検出を防止することが容易になる。

制御装置３０ａは、この実施形態では図５に示すように、図２に示したものに比べて、３相／２相変換器７４および補正ゲイン演算回路７６を更に有しており、かつ次数間高調波電流指令値発生器４６ａ内に指令値補正器１２４〜１２６（図７参照）を設けており、これらがこの実施形態では、上述した次数間高調波電流補正回路７２を構成している。これらを以下に詳述する。

３相／２相変換器７４は、上記連系線２２の測定点２４を流れる３相の電流Ｉ_s （即ち、Ｉ_su、Ｉ_sv、Ｉ_sw）を、次式に従って直交変換して、２相のα成分電流Ｉ_sαおよびβ成分電流Ｉ_sβに変換する。前述したように、次数間高調波電流の指令値Ｉ_m ′等は２相で扱っているので、それに対応させるためである。

［数２］
Ｉ_sα＝√（２／３）｛Ｉ_su−（１／２）Ｉ_sv−（１／２）Ｉ_sw｝
Ｉ_sβ＝√（２／３）｛（√３／２）Ｉ_sv−（√３／２）Ｉ_sw｝

ちなみに、前述した２相／３相変換器６０は、次式に従って２相から３相への変換を行って、３相の制御信号ＣＳ（即ちＣＳ_u 、ＣＳ_v 、ＣＳ_w ）を出力する。Ｖαは加算器５８から２相／３相変換器６０に与えられるα成分電圧、Ｖβはβ成分電圧である。

［数３］
ＣＳ_u ＝√（２／３）・Ｖα
ＣＳ_v ＝√（２／３）｛−（１／２）・Ｖα＋（√３／２）・Ｖβ｝
ＣＳ_w ＝√（２／３）｛−（１／２）・Ｖα−（√３／２）・Ｖβ｝

補正ゲイン演算回路７６の構成の一例を図６に示す。この補正ゲイン演算回路７６は、コムフィルタ７８、８０、瞬時逆相演算器８２、ローパスフィルタ８４、変化率演算器８６および補正ゲイン演算器９４を備えている。

コムフィルタ７８、８０は、それぞれ、上記直交変換して得られたα成分電流Ｉ_sα、β成分電流Ｉ_sβから、配電系統２の基本波およびその整数倍の高調波を除去した電流を出力する。

コムフィルタ７８、８０の構成および特性の一例を図８に示す。コムフィルタ７８、８０は、それぞれ、遅延器１３０で１サイクル前の基本波を算出し、それを減算器１３２によって現在値から減算し、増幅器１３４でゲインを１／２にして出力する。これによって、図８（Ｂ）に示すように、配電系統２の基本波およびその整数倍の高調波を除去することができる。測定点を流れる電流Ｉ_s に含まれている次数間高調波電流Ｉ_m は、その次数が前述したように配電系統２の基本波の１倍よりも大きい非整数倍次数ｍであるので、コムフィルタ７８、８０で除去されずに通過する。

上記非整数倍次数（換言すれば帯小数次数）ｍは、単独運転の検出精度を高めるためには、例えば、連系する配電系統２の電圧が７ｋＶ以下の高圧の場合は、１＜ｍ＜２．７５（但しｍ≠２）の範囲内が好ましく、配電系統２の電圧が７ｋＶを超える特別高圧の場合は、１＜ｍ＜３．６（但しｍ≠２、ｍ≠３）の範囲内が好ましいことが実験によって確かめられている。この実施形態では、一例として２．２５次〜２．７５次の範囲内を用いている。

再び図６を参照して、瞬時逆相演算器８２は、コムフィルタ７８、８０から出力される電流Ｉ_sα、Ｉ_sβの瞬時値を用いて、次式に従って、当該電流の瞬時逆相電流の振幅｜Ｉ_n ｜を演算して出力する。ここで、Ｉ_nαは瞬時逆相電流のα成分、Ｉ_nα′はその９０度前の成分、Ｉ_nβは瞬時逆相電流のβ成分、Ｉ_nβ′はその９０度前の成分である。

［数４］
Ｉ_nα＝（１／２）（Ｉ_sα＋Ｉ_sβ′）
Ｉ_nβ＝（１／２）（Ｉ_sβ−Ｉ_sα′）
｜Ｉ_n ｜＝√（Ｉ_nα² ＋Ｉ_nβ² ）

交流電流の逆相成分（または正相成分）は、通常は、実効値を用いて対称座標法に従って算出されるのであるが、ここではそうせずに、上記の電流の瞬時値を用いて、対称座標法を近似的に定義して、上記式に従って瞬時逆相電流（具体的にはそのα成分およびβ成分）および瞬時逆相電流の振幅｜Ｉ_n ｜を算出する。瞬時逆相電流は、上記のように瞬時値を用いて算出するので、実効値を用いる場合よりも高速で算出することができる。これについては、後で更に詳しく説明する。

瞬時逆相演算器８２の構成の一例を図９に示す。上記β成分電流Ｉ_sβを遅延器１３８で９０度遅延させてβ成分電流Ｉ_sβ′を算出し、それを加算器１４０でα成分電流Ｉ_sαに加算し、増幅器１４４でゲインを１／２にして、瞬時逆相電流のα成分Ｉ_nαを算出して座標変換器１４８に供給する。これが上記数４中の第１行目の演算である。かつ、上記α成分電流Ｉ_sαを遅延器１３６で９０度遅延させてα成分電流Ｉ_sα′を算出し、それを減算器１４２でβ成分電流Ｉ_sβから減算し、増幅器１４６でゲインを１／２にして、瞬時逆相電流のβ成分Ｉ_nβを算出して座標変換器１４８に供給する。これが上記数４中の第２行目の演算である。

座標変換器１４８は、上記数４中の第３行目の演算を行って、瞬時逆相電流の振幅｜Ｉ_n ｜を演算して出力する。この振幅｜Ｉ_n ｜は、上記測定点２４を流れる電流Ｉ_s に含まれている上記次数間高調波電流Ｉ_m の大きさ（振幅）を表している。これを以下で更に説明する。

即ち、この実施形態のように、連系線２２に非整数倍次数ｍの次数間高調波電流Ｉ_m を単相注入すると、単相注入は不平衡な注入であるため、次の非特許文献１にも記載されているように（特に９４５−９４６頁参照）、当該次数間高調波電流Ｉ_m を、測定点２４を流れる当該非整数倍次数ｍの正相電流または逆相電流として算出することができる。その内で、この実施形態では逆相電流を扱っている。その理由は後で詳しく説明する。

非特許文献１：山本文雄、外３名、「分散電源の単独運転検出装置の開発−次数間高調波注入方式−」、電気設備学会誌、社団法人電気設備学会、平成１６年１２月１０日、第２４巻、第１２号、頁９４３（５７）−９５２（６６）

上記次数間高調波電流Ｉ_m は、その次数が上記のような系統基本波の非整数倍次数ｍであるため、配電系統２には自然には殆ど存在せず、従って、測定点２４を流れる電流Ｉ_s （この例ではそれを３相／２相変換器７４で上記α成分電流Ｉ_sαおよびβ成分電流Ｉ_sβに変換した電流）を上記コムフィルタ７８、８０を通すことによって、瞬時逆相演算器８２には、自設備で注入した上記非整数倍次数ｍのα成分電流Ｉ_sαおよびβ成分電流Ｉ_sβのみが供給され、そこで上記瞬時逆相電流の振幅｜Ｉ_n ｜が算出される。従って、この振幅｜Ｉ_n ｜は、上記測定点２４を流れる電流Ｉ_s に含まれている上記次数間高調波電流Ｉ_m の大きさ（振幅）を表している。

再び図６を参照して、ローパスフィルタ８４は、上記算出した振幅｜Ｉ_n ｜から直流成分等のノイズを除去するためのものであり、それを設けるのが好ましいけれども、必須のものではない。ローパスフィルタ８４の時定数は１００ｍ秒程度以下のものが好ましい。上記処理によって、上記振幅｜Ｉ_n ｜を１００ｍ秒程度以下の高速で算出することができる。

変化率演算器８６は、瞬時逆相演算器８２から出力されてローパスフィルタ８４を通過した上記瞬時逆相電流の振幅｜Ｉ_n ｜の、所定時間前からの変化率ｄＩ_n を演算して出力する。この変化率ｄＩ_n の演算には、この例のように、移動平均を用いるのが好ましい。

より具体的には、変化率演算器８６は、この例では、ローパスフィルタ８４からの上記振幅｜Ｉ_n ｜を遅延器８８によって所定時間（例えば１秒程度）遅延し、移動平均演算器９０によってその所定時間（例えば０．５秒間程度）の移動平均Ｉ_nav を算出し、更に除算器９２で次式に従って上記変化率ｄＩ_n を算出する。

［数５］
ｄＩ_n ＝｜Ｉ_n ｜／Ｉ_nav

遅延器８８で所定時間遅延することによって、単独運転発生時の変化率ｄＩ_n を大きくすることができる。この変化率ｄＩ_n は、上記と同様の理由から、測定点２４を流れる電流Ｉ_s に含まれている上記次数間高調波電流Ｉ_m の大きさの変化率を表している。

補正ゲイン演算器９４は、変化率演算器８６からの変化率ｄＩ_n の逆数である補正ゲインＧ₁ を演算して出力する。より具体的には、補正ゲイン演算器９４は、この例では、定数１．０を発生させる定数設定器９６と、次式に従って補正ゲインＧ₁ を演算して出力する除算器９８とを有している。

［数６］
Ｇ₁ ＝１／ｄＩ_n

単独運転発生時の図６中の瞬時逆相電流の振幅の変化率ｄＩ_n およびその逆数である補正ゲインＧ₁ の変化の概略例を図１０に示す。図１０（Ａ）に示すように、常時は上記振幅｜Ｉ_n ｜に変化は殆どないのでその変化率ｄＩ_n はほぼ１であり、単独運転が発生すると前述したように連系線２２を流れる電流Ｉ_s 中に含まれている次数間高調波電流Ｉ_m が減少するので、上記変化率ｄＩ_n は１より小さくなり、やがて１／Ｎ（Ｎは１．０より大きい数）付近に落ち着く。図１０（Ｂ）に示すように、補正ゲインＧ₁ はこの変化率ｄＩ_n の逆で変化する。即ち、変化率ｄＩ_n の変化を打ち消すように変化する。

上記補正ゲイン演算回路７６（より具体的にはその補正ゲイン演算器９４）からの上記補正ゲインＧ₁ は、図５に示すように次数間高調波電流指令値発生器４６ａに与えられる。次数間高調波電流指令値発生器４６ａは、上記インバータ６に次数間高調波電流Ｉ_m を出力させるために与える上記次数間高調波電流の指令値Ｉ_m ′を、上記補正ゲイン演算器９４からの補正ゲインＧ₁ で増大させる指令値補正器（図７中の指令値補正器１２４〜１２６参照）を有している。この次数間高調波電流指令値発生器４６ａの構成の一例を図７に示す。

インバータ６から出力する上記非整数倍次数ｍの次数間高調波電流Ｉ_m の周波数ｆ_m を周波数設定器１００で設定し、それを位相生成回路１０２の増幅器１０３で数７に従って角周波数ω_m に変換し、それを積算器１０４で数８に従って離散時間系で角度θ_m に変換する。ｎはデータ番号である。

［数７］
ω_m ＝２πｆ_m

［数８］
θ_m ＝Σω_m ［ｎ］

更に、剰余演算器１０５で、角度θ_m を２πで割ったときの余りを算出して、角度θ_m を０〜２πの範囲にする。

初期位相設定器１１２〜１１４で、次数間高調波電流Ｉ_m のｕ、ｖ、ｗ相の初期位相θ_mu、θ_mv、θ_mwを設定し、それらを加算器１０８〜１１０で上記角度θ_m に加算する。例えば、この実施形態ではｕｖ相への単相注入であるので、θ_mu＝０、θ_mv＝πに設定する。なお、図７の例では、注入相を任意に選べるように、ｗ相回路もｕ、ｖ相回路と同様に設けて３相回路として、注入相以外のｗ相回路の出力は０にしている。注入相を固定（例えばｕｖ相に固定）するのであれば、それ以外の相（例えばｗ相）の回路を設けなくても良く、その相（ｗ相）は０信号を３相／２相変換器１２８に与えれば良い。以下の説明においても同様である。

各加算器１０８〜１１０からの信号を用いて、正弦波関数発生器１１６〜１１８で非整数倍次数ｍの正弦波信号を発生させ、増幅器１２０〜１２２で次式に従ってその振幅を設定して、ｕ、ｖ、ｗ相の次数間高調波電流Ｉ_mu、Ｉ_mv、Ｉ_mwを発生させる。但し、ｗ相回路の出力が０であるのは上記のとおりであり、この例では次数間高調波電流Ｉ_muが上記次数間高調波電流の指令値Ｉ_m ′、次数間高調波電流Ｉ_mvが同指令値−Ｉ_m ′である。

［数９］
Ｉ_mu＝Ｇ_mu・ｓｉｎ（θ_m ＋θ_mu）
Ｉ_mv＝Ｇ_mv・ｓｉｎ（θ_m ＋θ_mv）
Ｉ_mw＝Ｇ_mw・ｓｉｎ（θ_m ＋θ_mw）

上記周波数設定器１００から増幅器１２０〜１２２までは、次数間高調波電流の指令値Ｉ_m ′の発生回路と呼ぶこともできる。

指令値補正器１２４〜１２６は、この例では乗算器であり、これらで上記次数間高調波電流の指令値Ｉ_m ′（具体的には上記次数間高調波電流Ｉ_mv、Ｉ_mw）に上記補正ゲインＧ₁ を掛けて、即ち指令値Ｉ_m ′を補正ゲインＧ₁ で増大させて、３相／２相変換器１２８に与える。但し、ｗ相の指令値補正器１２６を設けなくても良いのは前述のとおりである。

３相／２相変換器１２８は、上記３相／２相変換器７４の場合と同様に、３相の入力を前記数２と同様の式に従って２相に直交変換して、補正後の次数間高調波電流の指令値Ｉ_m ′のα成分Ｉ_mαおよびβ成分Ｉ_mβに変換して出力し、これらを図５に示す加算器４８（これも前述したように２相分ある）に与える。図５中における加算器４８以降は図２の場合と同様であり、これによって、インバータ６から出力する次数間高調波電流Ｉ_m を上記補正ゲインＧ₁ で増大させることができる。

以上のようにこの単独運転検出装置１０ａによれば、単独運転が発生すると、測定点２４から見た配電系統２側のインピーダンスが増大して、測定点２４を流れる次数間高調波電流Ｉ_m が減少するけれども、制御装置３０ａ内の次数間高調波電流補正回路７２は、上記次数間高調波電流Ｉ_m の変化率（具体的にはこの実施形態では、次数間高調波電流Ｉ_m の変化率を表す瞬時逆相電流の変化率ｄＩ_n ）を算出して、インバータ６から出力する次数間高調波電流Ｉ_m を、上記算出した変化率に反比例させて増大させる（具体的にはこの実施形態では、上記変化率ｄＩ_n の逆数である補正ゲインＧ₁ で増大させる）ので、測定点２４を流れる次数間高調波電流Ｉ_m の減少が小さく抑えられる。その結果、単独運転発生時の測定点２４における次数間高調波電圧Ｖ_m の変化が大きくなるので、単独運転監視装置３２における判定値Ｊ₁ の選定が容易になる。

即ち、判定値Ｊ₁ をあまり小さくせずに済むので、系統電圧の瞬時低下や系統周波数の変動のような系統擾乱発生時に誤検出（即ち、単独運転でないのに単独運転と判定する不要検出）が起こるのを防止することができる。しかも、単独運転発生時は次数間高調波電圧Ｖ_m の変化が大きくなって上記判定値Ｊ₁ を確実に超えるので、単独運転を確実に検出することができる。また、増幅器５４で設定するフィードバック係数Ｋ_p については、従来技術の課題の所で説明したけれども、この単独運転検出装置１０ａでは当該フィードバック係数Ｋ_p はこれまでと同様に分散電源８の本来の出力である基本波電流Ｉ₁ に主眼をおいて設定すれば良いので、基本波電流Ｉ₁ の制御が不安定になるのを防止することができる。

以上の結果、この単独運転検出装置１０ａによれば、単独運転の確実な検出と、系統擾乱発生時の誤検出の防止とを両立させることができる。

更にこの実施形態では、次数間高調波電流補正回路７２は、瞬時逆相演算器８２およびその前処理としてのコムフィルタ７８、８０等を有していて、次数間高調波電流Ｉ_m の変化率を、瞬時逆相電流の振幅の変化率ｄＩ_n として検出することによって、離散フーリエ変換器等を用いる場合に比べて高速で検出することができるので、単独運転発生時にインバータ６から出力される次数間高調波電流Ｉ_m の減少をより速やかに抑制することができる。その結果、単独運転発生時の測定点２４における次数間高調波電圧Ｖ_m の変化がより大きくなるので、単独運転監視装置３２における判定値Ｊ₁ の選定がより容易になる。その結果、単独運転の確実な検出と、系統擾乱発生時の誤検出の防止とをより確実に両立させることができる。

これをより詳しく説明すると、上記のような非整数倍次数ｍの次数間高調波電流Ｉ_m の抽出には、従来から離散フーリエ変換器がよく用いられているけれども、離散フーリエ変換器を用いる場合は、サンプル数を多くして（例えば系統基本波の３０周期ぶん程度）周波数分解能を高める必要があるので、次数間高調波電流Ｉ_m の抽出が遅くなる。そうなると、次数間高調波電流Ｉ_m の変化を検出してインバータ６から出力する次数間高調波電流Ｉ_m を増大させる動作が遅くなり、単独運転発生時の測定点２４における次数間高調波電圧Ｖ_m の変化を大きくする動作も遅くなり、ひいては単独運転監視装置３２における単独運転検出が遅くなる。これに対して、この実施形態では瞬時値を用いて瞬時逆相電流の振幅を演算するので、高速演算が可能であり、従って上記の次数間高調波電流Ｉ_m 等の変化の検出が遅くなるという課題発生を防止することができる。

また、次数間高調波電流Ｉ_m の逆相成分の算出に、実効値を用いる通常の対称座標法を用いると、実効値の算出に系統基本波の１サイクル以上の測定を必要とするので、この場合も、離散フーリエ変換器を用いる場合ほどではないとしても、演算が遅くなり、上記と同様の課題が生じる。これに対して、この実施形態では瞬時値を用いて瞬時逆相電流の振幅を演算するので、高速演算が可能であり、従って上記の次数間高調波電流Ｉ_m 等の変化の検出が遅くなるという課題発生を防止することができる。

また、上述したように、非整数倍次数ｍの次数間高調波電流Ｉ_m を単相注入した場合、当該次数間高調波電流Ｉ_m を、測定点２４を流れる非整数倍次数ｍの正相電流または逆相電流として算出することができるけれども、正相電流よりもこの実施形態のように逆相電流を扱うのが好ましい。具体的には瞬時逆相電流を扱うのが好ましい。瞬時値を扱うことの利点は上述したとおりである。瞬時正相電流を扱うよりも、瞬時逆相電流を扱う方が好ましいこと等を、以下のシミュレーション結果を用いて説明する。

（２）シミュレーションの例
シミュレーションには、図１１に示す系統モデルを用いた。これは、図３に示したシステムの配電系統２をより具体化したものである。即ち、上位系統１５６に変電所の遮断器１５４を介して高圧配電線１５２が接続されており、それに変圧器１５０および連系線２２を介して前述した分散電源保有設備３６が接続されている。高圧配電線１５２には、変圧器１６０および負荷１６２を有する高圧需要家設備１５８が接続されている。そしてここでは、標準の高圧系統を想定して、シミュレーションの条件は次のとおりとした。

上位系統１５６：６０Ｈｚ系、３相６．６ｋＶ、インピーダンスｊ８％（１０ＭＶＡベース）
高圧配電線１５２：インピーダンス３０＋ｊ４０％（１０ＭＶＡベース）、亘長５ｋｍ相当
変圧器１５０、１６０：３相６．６ｋＶ／２１０Ｖ、１１０ｋＶＡ、インピーダンス（％Ｚ）２．５％（自己容量ベース）、リアクタンス（Ｘ）／抵抗（Ｒ）比＝１．１１
分散電源８（太陽光発電）：容量１００ｋＷ
高圧需要家負荷１６２：抵抗負荷１００ｋＷ、モータ負荷３０ｋＶａｒ、力率改善コンデンサ３０ｋＶａｒ（クオリティファクタＱｆ＝０．３）
単独運転発生時のインピーダンス変化：２０倍
注入する次数間高調波電流Ｉ_m ：次数ｍ＝２．７３次、定格電流の２％をインバータ６から出力

上記系統モデルにおいて、分散電源８と需要家負荷１６２とが同容量でバランスしている状態で、変電所の遮断器１５４が開放されて分散電源８の単独運転が発生した時のシミュレーション結果を図１２〜図１５に示す。

まず、図１２、図１３について説明する。遮断器１５４が開放されて単独運転が発生した時、分散電源８の出力に対して需要家負荷１６２とのＱバランス（無効電力のバランス）が僅かでも違うと、パワーコンディショナ３４は出力周波数を上下させることによって無効電力のバランスを取ろうとするために、遮断器１５４から下流側の単独運転系統における基本波電圧Ｖ₁ の周波数が変化する。この周波数変化（上下）の方向は需要家負荷１６２を構成するＬ、Ｃの優劣に依存しており、周波数変化の大きさはＱバランスの崩れ方に依存している。

分散電源８からの基本波電流Ｉ₁ は、先に図２（および図５）を参照して説明したように、基本波電圧Ｖ₁ の位相情報に基づいて作成した指令値Ｉ₁ ′に従って出力されるので、上記のように基本波電圧Ｖ₁ の周波数が変化すると基本波電流Ｉ₁ の周波数も変化する。この周波数変化は、基本波電流Ｉ₁ のものであるから、対称成分で見れば正相分の変化として表れ、逆相分では発生しない。

従って、単独運転発生時の図６中の瞬時逆相電流の振幅の変化率ｄＩ_n およびその逆数である補正ゲインＧ₁ は、上記基本波電流Ｉ₁ の周波数変化の影響を受けないので、図１２に示すように、先に図１０を参照して説明したものと同様に正しく変化している。従って、前述した作用効果を奏して、単独運転発生時にインバータ６から出力する次数間高調波電流Ｉ_m の大きさをうまく補正することができる。

一方、仮に図６に示した補正ゲイン演算回路７６において、瞬時逆相電流に代えて、瞬時正相電流を扱い、瞬時逆相電流の変化率ｄＩ_n の代わりに瞬時正相電流の振幅の変化率ｄＩ_p を算出し、その逆数を補正ゲインＧ₁ とした場合、上記基本波電流Ｉ₁ の周波数変化に伴う正相分の変動の影響を受けるので、図１３に示すように、単独運転発生時の次数間高調波電流の変化率および補正ゲインを正しく算出することはできない。即ち、図１３（Ａ）に示すように、単独運転発生時に、本来は配電系統２側のインピーダンスが増加しているので次数間高調波電流は減るのであるが、それとは反対に瞬時正相電流の変化率ｄＩ_p が増加しており、その結果、図１３（Ｂ）に示すように補正ゲインＧ₁ が減少している。これは、本当は次数間高調波電流Ｉ_m を増やさなければならない状況であるのにそれを減らすという逆方向の動作である。しかもこの瞬時正相電流の変化率ｄＩ_p およびその逆数の補正ゲインＧ₁ の変動の仕方は、前述したＱバランスの崩れ方によって様々に変化するので、これらを用いても、単独運転発生時にインバータ６から出力する次数間高調波電流Ｉ_m の大きさをうまく補正することはできない。

以上の理由から、瞬時正相電流を扱うよりも、この実施形態のように瞬時逆相電流を扱う方が好ましい。

次に、図１４、図１５について説明する。シミュレーションの条件は前述したとおりである。なお、上記図中には、参考までに、次数間高調波電圧Ｖ_m の変化を当該電圧Ｖ_m の大きさで判定する場合の判定値Ｊ₂ の一例を記入している。但しこれに限られるものではない。後述する他の図においても同様である。

図１４は、図１〜図２を参照して説明した従来の単独運転検出装置１０を有する場合に、単独運転発生時をシミュレーションしたときの測定点２４における次数間高調波電流Ｉ_m および次数間高調波電圧Ｖ_m の変化の一例を示す図である。変電所の遮断器１５４が開放されて単独運転が発生すると、系統インピーダンスの増大に伴って次数間高調波電流Ｉ_m が１／３程度に減少しており、それの影響で、次数間高調波電圧Ｖ_m の変化は、本来のインピーダンス変化（これは前記シミュレーション条件に示すように２０倍）より遥かに小さく、６〜７倍程度に制限されている。系統条件によっては、次数間高調波電圧Ｖ_m の変化はこれよりも小さくなる場合もある（例えば図１８およびその説明参照）。従って、前述したように、単独運転発生時にのみ次数間高調波電圧Ｖ_m が判定値Ｊ₂ を確実に超えるような判定値Ｊ₂ の選定が難しくなり、単独運転の確実な検出と、系統擾乱発生時の誤検出の防止とを両立させることが難しくなる。

図１５は、図３〜図１０を参照して説明した本発明の第１の実施形態の単独運転検出装置１０ａを有する場合に、単独運転発生時をシミュレーションしたときの測定点２４における次数間高調波電流Ｉ_m および次数間高調波電圧Ｖ_m の変化の一例を示す図である。変電所の遮断器１５４が開放されて単独運転が発生すると、系統インピーダンスの増大に伴って次数間高調波電流Ｉ_m が減少するけれども２／３程度に留められており、それによって次数間高調波電圧Ｖ_m の変化は１２倍程度まで増大している。従って、前述したように、単独運転発生時にのみ次数間高調波電圧Ｖ_m が判定値Ｊ₂ を確実に超えるような判定値Ｊ₂ の選定が容易になり、単独運転の確実な検出と、系統擾乱発生時の誤検出の防止とを両立させることができる。

（３）単独運転検出装置の第２の実施形態
次に、単独運転検出装置１０ａの第２の実施形態を、先の第１の実施形態との相違点を主に説明する。

この実施形態では、上記制御装置３０ａ内の次数間高調波電流補正回路７２は、より具体的にはそれを構成する補正ゲイン演算回路７６は、図１６に示す例のように、上記補正ゲイン演算器９４からの上記補正ゲインＧ₁ の変化率を、定常時の値を１に保ちつつ拡大して補正ゲインＧ₄ として出力する補正ゲイン拡大器１６４を更に有している。

そして、上記補正ゲインＧ₁ の代わりとして、拡大させた上記補正ゲインＧ₄ を、図７に示す次数間高調波電流指令値発生器４６ａ内の指令値補正器１２４〜１２６に与えて、インバータ６に与える次数間高調波電流の指令値Ｉ_m ′を、補正ゲイン拡大器１６４からの拡大させた補正ゲインＧ₄ で増大させるようにしている。

補正ゲイン拡大器１６４は、この例では、上記補正ゲイン演算器９４からの補正ゲインＧ₁ をゲインＧ₂ で増幅する増幅器１６６と、定数（Ｇ₂ −１．０）を設定する定数設定器１７０と、増幅器１６６の出力から定数設定器１７０の出力を減算して次式で表される補正ゲインＧ₄ を出力する減算器１６８とを有している。

［数１０］
Ｇ₄ ＝Ｇ₂ ・Ｇ₁ −（Ｇ₂ −１）

上記補正ゲインＧ₄ を用いる理由を図１７を参照して説明する。図１７（Ａ）中の補正ゲインＧ₁ は、図１０（Ｂ）に示した補正ゲインＧ₁ と同じものである。この補正ゲインＧ₁ の変化率を拡大するために、それに単純にゲインＧ₂ を掛けると、図１７（Ａ）に示す補正ゲインＧ₃ （＝Ｇ₂ ・Ｇ₁ ）となり、定常時の値が１でなくＧ₂ になってしまう。これに対して、上記補正ゲインＧ₄ にすると、図１７（Ｂ）に示すように、定常時の値を１に保ちつつ、補正ゲインＧ₄ の変化率を拡大することができる。補正ゲインＧ₄ の定常時の値を１に保つと、定常時にインバータ６から出力する次数間高調波電流Ｉ_m の大きさを変えずに済み、ひいては定常時の測定点２４における次数間高調波電圧Ｖ_m の大きさを変えずに済むので、単独運転監視装置３２における判定値Ｊ₁ （またはＪ₂ ）も変えずに済み、単独運転監視装置３２における次数間高調波電圧Ｖ_m の変化の検出が容易になる。

しかも、拡大させた補正ゲインＧ₄ を用いることによって、単独運転発生時にインバータ６から出力される次数間高調波電流Ｉ_m の減少をより確実に抑制することができる。その結果、単独運転発生時の測定点２４における次数間高調波電圧Ｖ_m の変化がより一層大きくなるので、単独運転監視装置３２における判定値の選定がより一層容易になる。その結果、単独運転の確実な検出と、系統擾乱発生時の誤検出の防止とをより確実に両立させることができる。

（２）シミュレーションの他の例
上記第２の実施形態のように拡大させた補正ゲインＧ₄ を用いる場合の効果を、以下のシミュレーション結果を用いて説明する。この場合も図１１に示した系統モデルを用いた。シミュレーション条件は、単独運転発生時にインピーダンス変化の生じにくい次の条件とした。

上位系統１５６：６０Ｈｚ系、３相６．６ｋＶ、インピーダンスｊ８％（１０ＭＶＡベース）
高圧配電線１５２：インピーダンス１８０＋ｊ２４０％（１０ＭＶＡベース）、亘長３０ｋｍ相当
変圧器１５０：３相６．６ｋＶ／２１０Ｖ、１１０ｋＶＡ、インピーダンス（％Ｚ）７．５％（自己容量ベース）、リアクタンス（Ｘ）／抵抗（Ｒ）比＝１．１１
変圧器１６０：３相６．６ｋＶ／２１０Ｖ、１２０ｋＶＡ、インピーダンス（％Ｚ）７．５％（自己容量ベース）、リアクタンス（Ｘ）／抵抗（Ｒ）比＝１．１１
分散電源８（太陽光発電）：容量１００ｋＷ
高圧需要家負荷１６２：抵抗負荷１００ｋＷ、モータ負荷６０ｋＶａｒ、力率改善コンデンサ６０ｋＶａｒ（クオリティファクタＱｆ＝０．６）
単独運転発生時のインピーダンス変化：２．３倍
注入する次数間高調波電流Ｉ_m ：次数ｍ＝２．７３次、定格電流の２％をインバータ６から出力

上記系統モデルにおいて、分散電源８と需要家負荷１６２とが同容量でバランスしている状態で、変電所の遮断器１５４が開放されて分散電源８の単独運転が発生した時のシミュレーション結果を図１８〜図２０に示す。

図１８は、前述した従来の単独運転検出装置１０を有している場合であり、単独運転時に次数間高調波電流Ｉ_m は１／２程度に減少しており、その影響で、次数間高調波電圧Ｖ_m の変化は、本来のインピーダンス変化（これは前記シミュレーション条件に示すように２．３倍）に比べて小さく、２倍未満に制限されている。従って、単独運転発生時にのみ次数間高調波電圧Ｖ_m が判定値Ｊ₂ を確実に超えるような判定値Ｊ₂ の選定が非常に難しい。

図１９は、前述した第１の実施形態の単独運転検出装置１０ａを有している場合であり、単独運転時の次数間高調波電流Ｉ_m の減少が抑制されており、それに伴って、次数間高調波電圧Ｖ_m の変化も２倍近くまで大きくなっている。従って、判定値Ｊ₂ の選定が容易になる。

図２０は、上記第２の実施形態の単独運転検出装置１０ａを有している場合であり、単独運転時の次数間高調波電流Ｉ_m は、ごく短時間減少するもののすぐに回復して、ほぼ一定の大きさで出力できている。その結果、次数間高調波電圧Ｖ_m の変化は、本来のインピーダンスの変化（２．３倍）と同程度に大きくなっている。従って、単独運転発生時にインピーダンス変化が生じにくい系統においても、単独運転発生時にのみ次数間高調波電圧Ｖ_m が判定値Ｊ₂ を確実に超えるような判定値Ｊ₂ の選定がより容易になり、単独運転の確実な検出と、系統擾乱発生時の誤検出の防止とをより確実に両立させることができる。

２ 配電系統
４ 直流電力を出力する電源
６ インバータ
８ 分散電源
１０、１０ａ 単独運転検出装置
２２ 連系線
２４ 測定点
３０、３０ａ 制御装置
３２ 単独運転監視装置
３６ 分散電源保有設備
４６、４６ａ 次数間高調波電流指令値発生器
７２ 次数間高調波電流補正回路
７６ 補正ゲイン演算回路
７８、８０ コムフィルタ
８２ 瞬時逆相演算器
８６ 変化率演算器
９４ 補正ゲイン演算器
１２４〜１２６ 指令値補正器
１６４ 補正ゲイン拡大器
ｍ 非整数倍次数
Ｉ_m 次数間高調波電流
Ｖ_m 次数間高調波電圧
ｄＩ_n 瞬時逆相電流の振幅の変化率
Ｇ₁ 、Ｇ₄ 補正ゲイン

Claims (3)

1. 直流電力を出力する電源と当該直流電力を交流電力に変換して出力するインバータとを有する分散電源を備えている分散電源保有設備が配電系統に接続された構成のシステムに適用されて、前記分散電源が単独運転になったことを検出する単独運転検出装置であって、
   前記インバータを制御して、前記インバータから、前記配電系統の基本波と同じ周波数の３相の基本波電流に、当該基本波の１倍よりも大きい非整数倍次数の次数間高調波電流を単相で重畳させて出力させる機能を有している制御装置と、
   前記分散電源保有設備と前記配電系統との連系線上の測定点における前記非整数倍次数の次数間高調波電圧を測定して、当該次数間高調波電圧の変化から、前記分散電源が単独運転になったことを検出する単独運転監視装置とを備えており、
   かつ前記制御装置は、前記連系線上の測定点を流れる前記次数間高調波電流の大きさの、所定時間前の値からの変化率を算出して、前記インバータから出力する前記次数間高調波電流を、前記算出した変化率に反比例させて増大させる次数間高調波電流補正回路を有している、ことを特徴とする分散電源の単独運転検出装置。
2. 前記次数間高調波電流補正回路は、
   前記連系線上の測定点を流れる電流から、前記配電系統の基本波およびその整数倍の高調波を除去した電流を出力するコムフィルタと、
   前記コムフィルタから出力される前記電流の瞬時値を用いて、当該電流の瞬時逆相電流の振幅を演算して出力する瞬時逆相演算器と、
   前記瞬時逆相演算器からの前記瞬時逆相電流の振幅の、所定時間前からの変化率を演算して出力する変化率演算器と、
   前記変化率演算器からの前記変化率の逆数である補正ゲインを演算して出力する補正ゲイン演算器と、
   前記インバータに前記次数間高調波電流を出力させるために与える次数間高調波電流の指令値を、前記補正ゲイン演算器からの前記補正ゲインで増大させる指令値補正器とを有している請求項１記載の分散電源の単独運転検出装置。
3. 前記次数間高調波電流補正回路は、前記補正ゲイン演算器からの前記補正ゲインの変化率を、定常時の値を１に保ちつつ拡大して出力する補正ゲイン拡大器を更に有しており、
   前記指令値補正器は、前記インバータに与える前記次数間高調波電流の指令値を、前記補正ゲイン拡大器からの拡大させた補正ゲインで増大させるものである請求項２記載の分散電源の単独運転検出装置。

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