JP2023124340A - 電圧制御装置及び電圧制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電圧の印加によって生じた磁束を用いた装置の制御に際して、装置内の磁束量の平滑化が可能な電圧制御装置及び電圧制御方法を提供する。【解決手段】システム１００において、制御パルスによるインバ－タ２０のスイッチング素子２２Ａ～２４Ｃのオンオフによって出力電圧を制御する電圧制御装置１０であって、駆動電圧及び駆動周波数に基づく正弦波を変調波として生成する変調波生成部と、任意の離散時刻〔ｔ〕において、変調波の時間周期よりも小さい時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の、離散時刻〔ｔ〕からＮ（正の整数）ステップ前まで遡った時間〔ｔ－Ｎδ～ｔ－δ〕における移動平均値を下記式（１）に従って算出する演算部と、前記移動平均値と離散時刻〔ｔ〕における前記変調波の瞬時値との比較結果に応じて制御パルスを生成する制御パルス生成部と、を備える。JPEG2023124340000010.jpg25170【選択図】図３

Description

本発明は、電圧制御装置及び電圧制御方法に関する。

１９世紀に発明された回転電機は、現在では人類活動に必須の工学機器である。例えば、我が国の年間電力消費量は１０，０００億ｋＷｈに迫っているが、その５５％以上が各種モータによって消費されている。また、将来の低炭素化社会実現のため、輸送機器についても、鉄道だけでなく自動車、バス、トラック、船舶、航空機等の電動化が進むと考えられ、即ち回転電機の役割が益々重要になってくる。従って、回転電機の効率を１％でも改善できれば、その電力節減効果は極めて大きい。

上述のような電力節減効果を実現するためには、回転電機の高効率駆動制御技術が必須である。近年、回転電機の駆動制御技術としては一般に直流電圧から半導体スイッチによって交流電圧を発生させるインバータが多用されている。さらに、その電圧の発生方法としては、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；パルス幅変調）方式が用いられており、例えば、三角波比較（三角搬送波と正弦変調波との比較）で生成されたパルス状の電圧波形によって交流電圧を実現する方式が、モータ等回転電機の駆動に用いられている。インバータの出力電圧の波形を調整する技術は多々開発されており、例えば、インバータ出力電圧の波形歪を低減できるＰＷＭ制御電圧形インバータとして、三角波ではなく瞬時空間ベクトル方式を用いてパルス幅変調された３相交流電圧出力により電動機を駆動する技術等が開発されている（例えば、下記特許文献１参照）

特開２００４－３３７０００号公報

一方、ＰＷＭ波形は疑似的な正弦波の電圧波形を得る方法であるが、回転電機における電気－機械エネルギー変換を担うのは時間的、空間的に制御された“磁束”であり、トルクを与えるのは電流である。このため、電圧波形が理想のサインカーブを描いていても、実際にはＰＷＭ電圧波形の時間高調波が電気－機械エネルギー変換やトルク発生に影響を与えており、回転電機における効率が低下したり、始動電流が高くなったり、トルク脈動が発生する等の原因となってしまう。このため、交流回転電機の制御に際して、汎用されている三角波比較ＰＷＭよりも、始動電流やトルク脈動が抑制される新しいＰＷＭ電圧波形等のパルス生成方法の開発が期待されている。

本発明は、上述の課題を解決すべく、交流電圧の印加によって生じた磁束を用いた装置の制御に際して、装置内の磁束量の平滑化が可能な電圧制御装置及び電圧制御方法を提供することを目的とする。

本発明者は、出力電圧の移動平均という操作が交流回転電機等内の“磁束”に比例する量を求めていることに着目し、出力電圧の移動平均を用いて交流回転電機内の磁束量の振動を平均操作することによって平滑化できることを見出し、本発明に至った。

本発明は、制御パルスによるスイッチング素子のオンオフによって出力電圧を制御する電圧制御装置であって、駆動電圧及び駆動周波数に基づく正弦波を変調波として生成する変調波生成部と、任意の離散時刻〔ｔ〕において、前記変調波の時間周期よりも小さい時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の、前記離散時刻〔ｔ〕からＮ（正の整数）ステップ前まで遡った時間〔ｔ－Ｎδ～ｔ－δ〕における移動平均値を下記式（１）に従って算出する演算部と、前記移動平均値と離散時刻〔ｔ〕における前記変調波の瞬時値との比較結果に応じて前記制御パルスを生成する制御パルス生成部と、を備えた電圧制御装置を提供する。

本発明の電圧制御装置によれば、時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の移動平均値と正弦波である変調波の瞬時値とを比較し、その比較結果に基づいて制御パルスによるスイッチング素子のオンオフによって出力電圧を制御することができる。このように、出力された電圧の移動平均値と正弦波である変調波の瞬時値との比較結果を用いることで、交流回転電機内の磁束量の振動を平均操作することができ、回転電機内の磁束量を平滑化することができる。

本発明の一態様としては、前記制御パルス生成部が、前記移動平均値が正であり且つ前記変調波の瞬時値よりも大きい場合には０、前記移動平均値が正であり且つ前記変調波の瞬時値よりも小さい場合には正のパルス電圧〔＋Ｖ₀〕、前記移動平均値が負であり且つ前記変調波の瞬時値よりも大きい場合には負のパルス電圧〔－Ｖ₀〕、又は、前記移動平均値が負であり且つ前記変調波の瞬時値よりも小さい場合には０の電圧を出力する制御パルスを生成する電圧制御装置を提供する。

本態様によれば、制御パルス生成部が、出力された電圧の移動平均値と変調波の瞬時値との比較結果に基づいて、０、正のパルス電圧〔＋Ｖ₀〕、負のパルス電圧〔－Ｖ₀〕を生成する制御パルスを生成することができる。このように、移動平均値と瞬時値との比較に基づき制御パルスを生成することで、回転電機内の磁束量を平滑可能な電圧を出力するようにスイッチング素子のオンオフを制御することができる。

本発明は、制御パルスによるスイッチング素子のオンオフによって出力電圧を制御する電圧制御方法であって、駆動電圧及び駆動周波数に基づく正弦波を変調波として生成し、任意の離散時刻〔ｔ〕において、前記変調波の時間周期よりも小さい時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の、前記離散時刻〔ｔ〕からＮ（正の整数）ステップ前まで遡った時間〔ｔ－Ｎδ～ｔ－δ〕における移動平均値を下記式（１）に従って算出し、前記移動平均値と離散時刻〔ｔ〕における前記変調波の瞬時値との比較結果に応じて前記制御パルスを生成する、電圧制御方法を提供する。

本発明の電圧制御方法によれば、時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の移動平均値と正弦波である変調波の瞬時値とを比較し、その比較結果に基づいて制御パルスによるスイッチング素子のオンオフによって出力電圧を制御することができる。このように、出力された電圧の移動平均値と正弦波である変調波の瞬時値との比較結果を用いることで、交流回転電機内の磁束量の振動を平均操作することができ、回転電機内の磁束量を平滑化することができる。

本発明の一態様としては、前記移動平均値が正であり且つ前記変調波の瞬時値よりも大きい場合には０、前記移動平均値が正であり且つ前記変調波の瞬時値よりも小さい場合には正のパルス電圧〔＋Ｖ₀〕、前記移動平均値が負であり且つ前記変調波の瞬時値よりも大きい場合には負のパルス電圧〔－Ｖ₀〕、又は、前記移動平均値が負であり且つ前記変調波の瞬時値よりも小さい場合には０の電圧を出力する制御パルスを生成する電圧制御方法を提供する。

本態様によれば、制御パルス生成部が、出力された電圧の移動平均値と変調波の瞬時値との比較結果に基づいて、０、正のパルス電圧〔＋Ｖ₀〕、負のパルス電圧〔－Ｖ₀〕を生成する制御パルスを生成することができる。このように、移動平均値と瞬時値との比較に基づき制御パルスを生成することで、回転電機内の磁束量を平滑可能な電圧を出力するようにスイッチング素子のオンオフを制御することができる。

その他、本発明の一態様としては、上述の電圧制御装置を備えた、回転電機、船舶、自動車、又は、航空機を提供する。本態様によれば、上述の電圧制御装置や電圧制御方法を用いることで、エネルギー効率に優れた、回転電機、船舶、自動車、又は、航空機を製造することができる。

本発明によれば、交流電圧の印加によって生じた磁束を用いた装置の制御に際して、装置内の磁束量の平滑化が可能な電圧制御装置及び電圧制御方法を提供することができる。

従来のＰＷＭ法における線間電圧波形を示す模式図である。 本実施形態の電圧制御装置における線間電圧波形を示す模式図である。 本実施形態に係る電圧制御装置を含む全体構成の一例を示す図である。 本実施形態における移動平均値Ａｖ（ｔ）を説明するための概略図である。 本実施形態の電圧制御方法の流れを示すフローチャートである。 従来のＰＷＭ法（疑似正弦波出力方式：キャリア１ｋＨｚ）における駆動時の線間電圧波形の周波数スペクトル解析図である。 本実施形態における移動平均法における駆動時の線間電圧波形の周波数スペクトル解析図である。 従来のＰＷＭ法（疑似正弦波出力方式：キャリア１ｋＨｚ）における駆動時のモータ特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 本実施形態における移動平均法における駆動時のモータ特性のシミュレーション結果を示すグラフである。

以下、本実施形態の電圧制御装置及び電圧制御方法について適宜図を用いて説明する。ただし、本発明は以下の実施形態に限定されるものではない。また、以下の説明において同一又は相当する部材には同一の参照符号を付し、その説明を省略することがある。なお、本明細書において特に限定のない限り回転電機に印加される交流電圧は多相交流電圧（例えば、三相交流電圧）であり、また、特に限定のない限り回転電機に印加される電圧は「線間電圧」を意味する。

本実施形態の電圧制御装置及び電圧制御方法（以下、これらを総じて「本実施形態の電圧制御装置等」と称することがある）は、印加電圧によって生じる磁束を利用した回転電機等の交流電圧の印加によって生じた磁束を用いる装置に好適に用いることができる。本実施形態の電圧制御装置等は制御パルスによってスイッチング素子のオンオフを制御し、出力される電圧を制御するＰＷＭインバータ等として適用可能である。但し、本実施形態の電圧制御装置等で形成される制御パルスはＰＷＭパルスに限定されるものではない。

本実施形態の電圧制御装置等は、変調波の時間周期よりも十分に小さい時間幅〔δ〕毎（例えば、駆動周波数（５０Ｈｚ）に対しδ＝０．１ｍｓｅｃなど）に所定の電圧〔ｖ〕の移動平均値と正弦波である変調波の瞬時値とを比較し、その比較結果に基づいて制御パルスによるスイッチング素子のオンオフによって出力電圧を制御する。本実施形態の電圧制御装置等を物理学的に解釈すると、まず、時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の移動平均という操作が、電圧が印加されるモータ等の回転電機等内の“磁束”に比例する量を求めていることになる。本実施形態の電圧制御装置等は電圧の移動平均を使用してパルスパターンを生成する方法であり、以下、電圧〔ｖ〕の移動平均値を用いて出力電圧を制御する方法を「移動平均法」と称することがある。

より詳細には、回転電機等の電気－機械エネルギー変換は、直接的には電圧でなく磁束の制御によって実現される。換言すると、電圧は回転電機等内の磁束を実現するために必要であるが、直接的に電圧によって回転電機等の電気－機械エネルギー変換が起こるわけではない。このため、回転電機等に用いられる電圧制御装置等においては、電圧の波形を高調波成分が少ない正弦波にするよりも磁束の空間分布を高調波成分が少ない正弦波にすることが重要となる。

例えば、後述する条件で駆動した場合のシミュレーション結果において得られる従来のＰＷＭ法における線間電圧波形（キャリア（搬送波）１ｋＨｚ）を図１に示す。図１に示すように、従来のＰＷＭ法においては、デューティ比を調整することで、線間電圧の波形が高調波成分の少ない正弦波となるように制御されている。このため、従来のＰＷＭ法においては、正弦波の波形に従って電圧が出力されており、例えば、領域Ａ、Ｂ及びＣのいずれにおいても正負が逆となる電圧の印加は見られない。

これに対し、後述する条件で駆動した場合のシミュレーション結果において得られる本実施形態の電圧制御装置等における線間電圧波形を図２に示す。本実施形態の電圧制御装置等においては移動平均法によって出力される電圧が制御されており、図２に示すように、線間電圧の波形が高調波成分の少ない正弦波であるとはいえない。例えば、図２では、領域Ａ’、Ｂ’及びＣ’のように、正弦波に従わず正負の電圧が混合している領域が存在している。このように、本実施形態の電圧制御装置等においては出力される電圧が高調波成分の少ない正弦波をとなるものではないが、移動平均法によって回転電機等内の磁束の空間分布を高調波成分が少ない正弦波とするものである。

移動平均法によって回転電機等内の磁束の空間分布を高調波成分が少ない正弦波とすることができることはファラディの法則によって裏付けることができる。ファラディの法則によれば鎖交磁束の時間微分が電圧となるため、逆に電圧の時間積分が鎖交磁束になる。このため、鎖交磁束を与える磁束の変化をＰＷＭのパルス幅とすることで磁束の擬似正弦波へ変化できる。例えば、誘導起電力（ｅ）と鎖交磁束（Ψ）との関係はファラディの法則によれば、下記式（Ａ）のように示される。すなわち、誘導起電力（ｅ）を積分すれば下記式（Ｂ）に示すように回転電機内の鎖交磁束（Ψ）を求めることができる。

一方、時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の、離散時刻〔ｔ〕からＮ（正の整数）ステップ前まで遡った時間、すなわち〔ｔ－Ｎδ～ｔ－δ〕における移動平均値Ａｖは、上述の式（１）に従い、時間幅〔δ〕毎における電圧〔ｖ〕を積分し、得られた値をＮで割った値となる。このため、得られた移動平均値Ａｖは、結果、前記式（Ｂ）で得られる鎖交磁束（Ψ）をＮδで割った値に相当する。換言すると、本実施形態の電圧制御装置等において得られる電圧の移動平均値Ａｖは、回転電機内の誘導起電力（ｅ）により生じた鎖交磁束（Ψ）の移動平均値に相当する。

このように、移動平均法によって、所定の電圧〔ｖ〕の移動平均値と正弦波である変調波の瞬時値とを比較し、その比較結果に基づいて制御パルスによるスイッチング素子のオンオフによって出力電圧を制御することで、出力される電圧の移動平均を整えることができ、結果、回転電機等内の磁束量の振動（揺れ）を平均操作によって平滑化し、回転電機等内の磁束の空間分布を高調波成分が少ない正弦波にすることができる。すなわち、本実施形態の電圧制御装置等における時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の移動平均という操作が磁束量の振動を平均操作によって平滑化することに対応することとなる。

以上のように、回転電機等内の磁束は電気－機械エネルギー変換の本質を担っているため、本実施形態の電圧制御装置等によれば、回転電機等内の磁束の空間分布を高調波成分が少ない正弦波にすることで、一次電流やトルク脈動を抑制することができるとともに、さらに始動電流をも抑制することができる。

［電圧制御装置］
以下、本実施形態の電圧制御装置の一例について図３を用いて説明する。図３は、本実施形態に係る電圧制御装置を含む全体構成の一例を示す図である。図３においてシステム１００は、負荷を交流電動機とした一例であり、インバータ２０と、モータ３０と、直流（ＤＣ）電源４０と、を含んで構成される。また、インバータ２０は、電圧制御装置１０を備えている、

電圧制御装置１０は、変調波生成部１２と、演算部１４と、制御パルス生成部１６とを備えており、制御パルスによりインバータ２０のスイッチング素子２２Ａ～２２Ｃ及びスイッチング素子２４Ａ～２４Ｃのオンオフを制御する。

変調波生成部１２は、駆動電圧及び駆動周波数に基づく正弦波を変調波として生成する。変調波生成部１２はシステム１００駆動時に駆動電圧及び駆動周波数に基づく変調波を生成してもよいし、制御パルスを出力する際に駆動電圧及び駆動周波数に応じて変調波を生成してもよい。

演算部１４は、任意の離散時刻〔ｔ〕において、前記変調波の時間周期よりも小さい時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の、離散時刻〔ｔ〕からＮ（正の整数）ステップ前まで遡った時間〔ｔ－Ｎδ～ｔ－δ〕における移動平均値を下記式（１）に従って算出する。以下、離散時刻〔ｔ〕における電圧〔ｖ〕の移動平均値を「移動平均値Ａｖ（ｔ）」と称することがある。

電圧制御装置１０は、例えば０．１ｍｓｅｃ毎に制御パルスをインバータ２０に出力する。任意の離散時刻（ｔ）は特に限定はないが時間幅〔δ〕の整数倍であることが好ましく、制御パルスを発信する時刻に相当する。演算部１４は、時間幅〔δ〕毎に式（１）に従って、移動平均値を算出する。

制御パルス生成部１６は、演算部で算出された移動平均値と離散時刻〔ｔ〕における変調波の瞬時値との比較結果に応じて制御パルスを生成する。離散時刻〔ｔ〕における変調波の瞬時値は、変調波生成部１２で変調波として生成された正弦波の離散時刻〔ｔ〕おける電圧である（以下、離散時刻〔ｔ〕における変調波の瞬時値を「瞬時値Ｓ（ｔ）」と称することがある）。

制御パルス生成部１６は、例えば、下記表に示すように、移動平均値Ａｖ（ｔ）が正であり且つ変調波の瞬時値Ｓ（ｔ）よりも大きい場合には“０”、移動平均値Ａｖ（ｔ）が正であり且つ変調波の瞬時値Ｓ（ｔ）よりも小さい場合には正のパルス電圧〔＋Ｖ₀〕、移動平均値Ａｖ（ｔ）が負であり且つ変調波の瞬時値Ｓ（ｔ）よりも大きい場合には負のパルス電圧〔－Ｖ₀〕、又は、移動平均値Ａｖ（ｔ）が負であり且つ変調波の瞬時値Ｓ（ｔ）よりも小さい場合には０の電圧を出力する制御パルスを生成する。なお、正のパルス電圧〔＋Ｖ₀〕及び負のパルス電圧〔－Ｖ₀〕は、インバータ２０及び直流電源４０によって定められた直流電圧であり、モータ３０の駆動に用いられる。

電圧制御装置１０は、ＣＰＵ（central processing unit）１７、インターフェース（Ｉ／Ｆ）１８、及び、メモリ１９を備えた制御回路で構成でき、ＡＳＩＣ（application specific integrated circuit）等の特定用途向け回路を基礎として構成することができる。特に限定されるものではないが、ＣＰＵ１７は、変調波生成部１２、演算部１４及び制御パルス生成部１６の役割を果たす。インターフェース１８は、ＣＰＵ１７から発信された制御信号に応じて、インバータ２０の各スイッチング素子２２Ａ～２２Ｃ及び２４Ａ～２４Ｃを制御するためのパルス信号を出力する。メモリ１９は、主記録部としての役割を果たすＲＯＭ（Read Only Memory）やＲＡＭ（Random Access Memory）、及び、補助記録部としての揮発性又は不揮発性メモリなどを含む。メモリ１９には、変調波生成部１２で生成された変調波や、時間幅〔δ〕毎に出力された各電圧〔ｖ〕などを記憶させることができる。

本実施形態における時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の移動平均値の算出方法について図４を用いて説明する。図４は、本実施形態における移動平均値Ａｖ（ｔ）説明するための概略図である。上述のように、演算部１４は、制御パルスを発信するため、現在の時刻（離散時刻〔ｔ〕）における移動平均値Ａｖ（ｔ）を算出する。移動平均値Ａｖ（ｔ）は、離散時刻〔ｔ〕から所定のＮステップ前まで遡った時間〔ｔ－Ｎδ～ｔ－δ〕において、時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕を積分し、Ｎによって割った値である。図４に示すように、例えば、Ｎ＝６と設定した場合、時間幅δ１～時間幅δ６までの電圧〔ｖ〕を積算する。図４においては、Ｎステップ内において６回電圧〔ｖ〕が出力されている。具体的には、時間幅δ１、δ３、δ４、δ６において、正の電圧〔＋Ｖ₀〕が計４回出力されており、時間幅δ５にて不の電圧〔－Ｖ₀〕が１回出力されている。さらに、図４に示すように時間幅δ２では、出力電圧が“０”となる。例えば、時間幅〔δ〕が各々０．１ｍｓｅｃ、｜Ｖ₀｜が３００Ｖの場合、移動平均値Ａｖ（ｔ）は、（３００×４－３００×１＋０×１）／６＝１５０（Ｖ）となる。

ついで、制御パルス生成部１６は、変調波生成部１２によって変調波として生成された正弦波に基づき、離散時刻〔ｔ〕における変調波の瞬時値Ｓ（ｔ）を特定し、移動平均値Ａｖ（ｔ）と比較する。上述のように移動平均値Ａｖ（ｔ）が１５０Ｖ（すなわち、移動平均値Ａｖ（ｔ）＞０）であった場合、例えば、瞬時値Ｓ（ｔ）が１５０Ｖよりも大きければ、制御パルス生成部１６は、離散時刻〔ｔ〕において出力電圧を“０”とする。一方、瞬時値Ｓ（ｔ）が１５０Ｖよりも小さければ、制御パルス生成部１６は、離散時刻〔ｔ〕において出力電圧を“＋Ｖ₀”とする。さらに、仮に、移動平均値Ａｖ（ｔ）が０よりも小さい場合（例えば、－１５０Ｖ）、例えば、瞬時値Ｓ（ｔ）が－１５０Ｖよりも大きければ、制御パルス生成部１６は、離散時刻〔ｔ〕において出力電圧を“＋Ｖ₀”とし、瞬時値Ｓ（ｔ）が－１５０Ｖよりも小さければ、制御パルス生成部１６は、離散時刻〔ｔ〕において出力電圧を“０”とする。なお、移動平均値Ａｖ（ｔ）＝瞬時値Ｓ（ｔ）となる場合や、移動平均値Ａｖ（ｔ）＝０になる場合、特に限定はないが、例えば、制御パルス生成部１６は、離散時刻〔ｔ〕において出力電圧を“０”とすることができる。ただし、本実施形態は当該態様に限定されるものではなく、例えば、“０”を基本とし、時刻ｔ以前の時間の電圧波形の傾向（例えば、電圧が上昇傾向又は下降傾向にあるなど）に応じて、出力電圧を＋Ｖ₀又は－Ｖ₀に制御してもよい。

本実施形態の電圧制御装置等において、時間幅〔δ〕は変調波の時間周期（例えば、駆動周波数５０Ｈｚの場合は、２０ｍｓｅｃ）よりも十分に小さい時間幅であれば特に限定はなく設定可能であるが、標本化定理の観点から、例えば、０．００１ｍｓｅｃ～１０ｍｓｅｃとすることができ、好ましくは、０．０１ｍｓｅｃ～０．１ｍｓｅｃと設定することができる。また、電圧〔ｖ〕の移動平均値を決定するためのＮステップのＮ数（整数）は、平滑化の観点から、例えば、１００～１００００とすることができ、好ましくは、２～１００と設定することができる。

また、電圧制御装置１０が制御パルスをインバータ２０に出力する時間（間隔）は、特に限定されるものではないが、短いほどきめ細かく高調波成分が少ない波形にできる一方半導体スイッチのスイッチング回数が増えてスイッチング損失が大きくなることもある。係る観点を考慮すると、電圧制御装置１０が制御パルスをインバータ２０に出力する時間（間隔）は、例えば、０．００１ｍｓｅｃ～１０ｍｓｅｃとすることができ、好ましくは、０．０１ｍｓｅｃ～０．１ｍｓｅｃと設定することができる。

なお、本実施形態においては、処理を通じて、時間幅〔δ〕は一定の数値（時間）であり、また、モータ３０に印加される｜Ｖ₀｜も一定の値となる。しかし、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、印加される｜Ｖ₀｜を移動平均値と瞬時値の比較結果に基づいて変動するように構成してもよいし、デューティ比を考慮してきめ細かい制御としてもよい。

インバータ２０は、スイッチング素子を含んで構成されたＰＷＭ制御インバータであり、直流電圧を供給する直流電源４０により、交流回転電機であるモータ３０を駆動するために、電圧制御装置１０が出力する制御パルスに基づいて直流電力を可変電圧、可変周波数の３相交流電圧に変換する。インバータ２０は、スイッチング素子２２Ａ～２２Ｃ及びスイッチング素子２４Ａ～２４Ｃを備えており、電圧制御装置１０が出力する制御パルスに基づいて各スイッチング素子のオン、オフが制御される。インバータ２０はモータ３０の各固定子巻線に駆動電圧を印加可能なように接続されており、変換された３相交流電圧を駆動電圧としてモータ３０の固定子に印加する。スイッチング素子２２Ａ～２２Ｃ及びスイッチング素子２４Ａ～２４Ｃとしては、特に限定されるものではないが、例えば、パワー半導体の一つであるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等を採用することができる。本実施形態では、各スイッチング素子にはフリーホイールダイオードが併設されており、スイッチング素子をオフとした場合に生じる逆起電力を直流電源４０側に還流するように設計されている。

モータ３０は、交流三相４極の電動機であり、三相交流電圧が固定子に印加されることで回転子が回転する。モータ３０としては特に限定はないが、本実施形態の電圧制御装置等による一次電流やトルク脈動の抑制、及び、始動電流の抑制効果を十分に発揮する観点から、例えば高効率で駆動する回転機を好適に用いることができる。このような回転機としては、例えば、国際公開ＷＯ２００９／１１６２１９号公報に記載される、誘導回転及び同期回転が可能であり、熱はけがよく、同期回転のための磁束捕捉が容易である超電導回転機などが挙げられる。

以上のように、本実施形態の電圧制御装置は、制御パルスによるスイッチング素子のオンオフによって出力電圧を制御する電圧制御装置であって、駆動電圧及び駆動周波数に基づく正弦波を変調波として生成する変調波生成部と、任意の離散時刻〔ｔ〕において、前記変調波の時間周期よりも小さい時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の、前記離散時刻〔ｔ〕からＮ（正の整数）ステップ前まで遡った時間〔ｔ－Ｎδ～ｔ－δ〕における移動平均値を上述の式（１）に従って算出する演算部と、前記移動平均値と離散時刻〔ｔ〕における前記変調波の瞬時値との比較結果に応じて前記制御パルスを生成する制御パルス生成部と、を備えることによって、交流回転電機の制御に際して、回転電機内の磁束量の平滑化をおこなうことができる。これにより本実施形態の電圧制御装置は、回転電機等の一次電流及びトルク脈動や、始動電流を抑制することができる。

［電圧制御方法］
以下、制御パルスによるスイッチング素子のオンオフによって出力電圧を制御する電圧制御方法であって、駆動電圧及び駆動周波数に基づく正弦波を変調波として生成し、任意の離散時刻〔ｔ〕において、前記変調波の時間周期よりも小さい時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の、前記離散時刻〔ｔ〕からＮ（正の整数）ステップ前まで遡った時間〔ｔ－Ｎδ～ｔ－δ〕における移動平均値を前記式（１）に従って算出し、前記移動平均値と離散時刻〔ｔ〕における前記変調波の瞬時値との比較結果に応じて前記制御パルスを生成する、本実施形態の電圧制御方法の流れについて説明する。図５は、本実施形態の電圧制御方法の流れを示すフローチャートである。

まず、システム１００は、任意の離散時刻〔ｔ〕においてインバータ２０のスイッチング素子を制御するため制御パルスを生成するために、変調波生成部１２において変調波を生成する。変調波生成部１２は、駆動電圧及び駆動周波数に基づいて正弦波を生成し、メモリ１９内に格納する（ステップＳ１）。本実施形態においては、ステップＳ１において離散時刻〔ｔ〕における変調波の瞬時値Ｓ（ｔ）を特定しメモリ１９内に格納する。なお、２回目以降の処理においてはステップＳ１において新たに変調波を生成する必要なく、メモリ１９内に格納した正弦波（変調波）に基づいて、瞬時値Ｓ（ｔ）を特定することができる。

ついで、システム１００は、演算部１４において、時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の、離散時刻〔ｔ〕からＮ（正の整数）ステップ前まで遡った時間〔ｔ－Ｎδ～ｔ－δ〕における移動平均値Ａｖ（ｔ）を前記式（１）に従って算出する（ステップＳ２）。続けて、システム１００は、制御パルス生成部１６において、移動平均値Ａｖ（ｔ）と変調波の瞬時値Ｓ（ｔ）とを比較する（ステップＳ３）。制御パルス生成部１６において、まず、移動平均値Ａｖ（ｔ）と瞬時値Ｓ（ｔ）との大小を比較し（ステップＳ４）、移動平均値Ａｖ（ｔ）が瞬時値Ｓ（ｔ）よりも大きい場合（ステップＳ４肯定）、ステップＳ５に進む。

ステップＳ５において、制御パルス生成部１６は移動平均値Ａｖ（ｔ）が０よりも大きいか否かを判断し、移動平均値Ａｖ（ｔ）が０よりも小さい場合（ステップＳ５否定）はステップＳ７に進み電圧を“－Ｖ₀”とする制御パルスを生成し、電圧制御装置１０がインバータ２０に制御パルス信号を出力する。

ステップＳ５において、移動平均値Ａｖ（ｔ）が０よりも大きい場合（ステップＳ５肯定）はステップＳ８に進み電圧を“０”とする制御パルスを生成し、電圧制御装置１０がインバータ２０に制御パルス信号を出力する。

一方、ステップＳ４において、移動平均値Ａｖ（ｔ）が瞬時値Ｓ（ｔ）よりも小さい場合（ステップＳ４否定）、ステップＳ６に移行し、制御パルス生成部１６は移動平均値Ａｖ（ｔ）が０よりも大きいか否かを判断する。ステップＳ６において、移動平均値Ａｖ（ｔ）が０よりも大きい場合（ステップＳ５肯定）はステップＳ９に進み電圧を“＋Ｖ₀”とする制御パルスを生成し、電圧制御装置１０がインバータ２０に制御パルス信号を出力する。

ステップＳ６において、移動平均値Ａｖ（ｔ）が０よりも小さい場合（ステップＳ６否定）はステップＳ８に進み電圧を“０”とする制御パルスを生成し、電圧制御装置１０がインバータ２０に制御パルス信号を出力する。

ステップＳ７～ステップＳ９の各々による制御パルス信号がインバータ２０に入力されるとこれら信号に応じてスイッチング素子のオンオフが制御され、各ＰＷＭ信号に応じた電圧がモータ３０に印加され、任意の離散時刻〔ｔ〕における処理を終了する。

なお、本実施形態ではステップＳ４において、移動平均値Ａｖ（ｔ）及び調整波の瞬時値Ｓ（ｔ）の大小を比較した後、ステップＳ５及びステップＳ６で移動平均値Ａｖ（ｔ）が０よりも大きいか否かを判断する構成としたが、本発明は当該態様限定されず、移動平均値Ａｖ（ｔ）が０よりも大きいか否かを判断した後に移動平均値Ａｖ（ｔ）及び調整波の瞬時値Ｓ（ｔ）の大小を比較し、比較結果に応じて制御パルス信号を生成するように構成してもよい。また、本実施形態においては、移動平均値Ａｖ（ｔ）と変調波の瞬時値Ｓ（ｔ）との大小、及び、移動平均値Ａｖ（ｔ）が０よりも大きいか否かを判断したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、移動平均値Ａｖ（ｔ）を０以外の数値や数値幅と比較したり、移動平均値Ａｖ（ｔ）と変調波の瞬時値Ｓ（ｔ）との差を比較対象としてもよい。

［効果］
以上のように構成されたシステム１００によれば、交流回転電機の制御に際して、回転電機内の磁束量の平滑化をおこなうことができる。これにより本実施形態の電圧制御装置等は、回転電機等の一次電流及びトルク脈動や、始動電流を抑制することができる。

また、上述のように構成された電圧制御装置１０は、モータ等の回転電機の他、高周波トランス、メムス（ＭＥＭＳ）等の電解素子等、交流電圧の印加によって生じた磁束を用いる装置に適用可能である。さらに、システム１００は、自動車（小型自動車、中型自動車、バス・トラック等大型自動車）、鉄道、潜水艦、航空機、船舶、液体循環移送ポンプ用途など回転機が用いられる用途に広く適用可能であり、例えば、国際公開ＷＯ２００９／１１６２１９号公報に記載の超電導電動機システムなどに適用することができる。

以下に本開示による電圧制御装置及び電圧制御方法の妥当性につき、下記条件にて実施した三相かご誘導モータの駆動シミュレーション結果（Ｍａｔｈ ｗｏｒｋｓ社のＭＡＴＬＡＢ（Ｒ）／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ（Ｒ）を以下に示す。
（条件）
・インバータ：ＩＧＢＴ／ダイオードを備えたインバータを使用
・スイッチング時間：０（理想）
・モータ：三相かご形
・定格出力：２．２３８ｋＷ
・定格電圧：２２０Ｖ
・定格周波数：６０Ｈｚ
・極数：４
・負荷トルク：７Ｎｍ
・駆動周波数：５０Ｈｚ
・駆動電圧：２００Ｖ（実効値）
・出力：１．１ｋＷ
・移動平均分母〔Ｎ〕（ステップ数：Ｎ＝１２）
・移動平均をとる間隔〔δ〕：０．１ｍｓｅｃ

まず、上述の図１及び図２に示されるように、前記条件に基づいて得られた一般的ＰＷＭ変調方式によって三相かご形誘導モータを駆動した場合の線間電圧波形と本実施形態における移動平均法における電圧制御方法によって三相かご形誘導モータを駆動した場合の線間電圧波形とを比較すると、図２における本実施形態における移動平均法における電圧制御方法による場合のＰＷＭ波形が図１における一般的ＰＷＭ変調方式よりもやや崩れていることがわかる。

同様に、図６及び図７に、従来のＰＷＭ法（疑似正弦波出力方式：キャリア１ｋＨｚ）によって三相かご形誘導モータを駆動した場合の線間波形周波数スペクトル解析図と、本実施形態における移動平均法における電圧制御方法によって三相かご形誘導モータを駆動した場合の線間波形周波数スペクトル解析図を示す。図８及び図９の比較からわかるように、一般的ＰＷＭ変調方式によって三相かご形誘導モータを駆動した場合の線間電圧波形と本実施形態における移動平均法における電圧制御方法によって三相かご形誘導モータを駆動した場合の線間波形周波数スペクトル解析図を比較すると、図６における一般的ＰＷＭ変調方式の線間波形周波数スペクトル解析図と図７における本実施形態における移動平均法における電圧制御方法による場合の線間波形周波数スペクトルとが全く異なる波形を示していることが分かる。

つぎに、上述の条件に基づいて、従来のＰＷＭ法（疑似正弦波出力方式：キャリア１ｋＨｚ）における駆動時のモータ特性と、本実施形態における移動平均法における駆動時のモータ特性と、につき、回転子速度（Ｒｏｔｏｒ Ｓｐｅｅｄ）（単位：Ｈｚ）、固定子電流Ｉｓ（単位：Ａ）、回転子電流Ｉｒ（単位：Ａ）、電磁トルクＴｅ（単位：Ｎ・ｍ）のシミュレーション結果を図８及び図９に示す。

図８に示されるように、一般的ＰＷＭ変調方式によって三相かご形誘導モータを駆動した場合、始動電流は最大で約４３Ａに到達しており、また、定常状態に到達後（約０．５秒経過後）も電磁トルクＴｅや固定子電流Ｉｓの波形は振動が残っていることがわかる。

これに対し、図９に示されるように、本実施形態における移動平均法における電圧制御方法によって三相かご形誘導モータを駆動した場合、最大始動電流は３６Ａ程度に抑えられており、一般的ＰＷＭ変調方式の場合（約４３Ａ）よりもかなり低く、低損失でインバータに与える過電流の影響も少ないことが推測される。さらには、定常状態に到達後（約０．５秒経過後）の固定子電流Ｉｓの波形の乱れが殆ど無く、かつ電磁トルクＴｅの波形に脈動も殆どない。これは、上述した通り、電圧のＰＷＭ波形をみると一見崩れているものの、電気－機械エネルギー変換の主役の磁束の平滑化を移動平均という操作で実現したことによるものと考えられる。また、本実施形態における移動平均法における電圧制御方法によって磁束の空間分布が高調波成分の少ない正弦波となっていることは、図９における固定子電流Ｉｓの波形が図８に比して高調波成分の少ない正弦波となっていることで確認できる。さらに、固定子電流が高調波成分の少ない正弦波である（磁束の空間分布が高調波成分の少ない正弦波である）結果、回転子電流Ｉｒ、電磁トルクＴｅ、回転速度が安定しているものと推測される。

以上、本発明の様々な実施形態について説明したが、本発明は、上述実施形態に限定されることはない。また、本発明は、その趣旨を逸脱しない限りにおいて、変形可能である。

例えば、本実施形態では、本発明の一態様として、移動平均値に応じて、出力電圧を０か｜Ｖ₀｜の２値のみ変更する２レベルのインバータを対象にした態様につき説明したが、本発明は当該実施形態に限定されるものではない。例えば、３レベル（例えば、出力電圧が０と｜Ｖ₀／２｜,｜Ｖ₀｜を取り得る）やそれ以上のレベルのインバータを対象とすることもできる。

さらに、本実施形態では、本発明の一態様として、磁束の平滑化について、移動平均値に応じて時間軸に従って所定の電圧を出力するＰＷＭパルスを生成するＰＷＭ方式を採用した態様を例に説明したが、本発明は当該実施形態に限定されるものではなく、移動平均値に応じて電圧量を変更するＰＡＭ方式やパルス密度を変更するＰＤＭ方式を対象とすることもできる。

１０：電圧制御装置、１２：変調波生成部、１４：演算部、１６：制御パルス生成部、１７：ＣＰＵ、１８：インターフェース、１９：メモリ、２０：インバータ、２２Ａ，２２Ｂ,２２Ｃ，２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃ：スイッチング素子、３０：モータ、４０：直流電源、１００：システム

Claims (8)

1. 制御パルスによるスイッチング素子のオンオフによって出力電圧を制御する電圧制御装置であって、
   駆動電圧及び駆動周波数に基づく正弦波を変調波として生成する変調波生成部と、
   任意の離散時刻〔ｔ〕において、前記変調波の時間周期よりも小さい時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の、前記離散時刻〔ｔ〕からＮ（正の整数）ステップ前まで遡った時間〔ｔ－Ｎδ～ｔ－δ〕における移動平均値を下記式（１）に従って算出する演算部と、
   前記移動平均値と離散時刻〔ｔ〕における前記変調波の瞬時値との比較結果に応じて前記制御パルスを生成する制御パルス生成部と、
   を備えた電圧制御装置。
   
2. 前記制御パルス生成部は、前記移動平均値が正であり且つ前記変調波の瞬時値よりも大きい場合には０、前記移動平均値が正であり且つ前記変調波の瞬時値よりも小さい場合には正のパルス電圧〔＋Ｖ₀〕、前記移動平均値が負であり且つ前記変調波の瞬時値よりも大きい場合には負のパルス電圧〔－Ｖ₀〕、又は、前記移動平均値が負であり且つ前記変調波の瞬時値よりも小さい場合には０の電圧を出力する制御パルスを生成する、請求項１に記載の電圧制御装置。
3. 制御パルスによるスイッチング素子のオンオフによって出力電圧を制御する電圧制御方法であって、
   駆動電圧及び駆動周波数に基づく正弦波を変調波として生成し、
   任意の離散時刻〔ｔ〕において、前記変調波の時間周期よりも小さい時間幅〔δ〕毎に出力された電圧〔ｖ〕の、前記離散時刻〔ｔ〕からＮ（正の整数）ステップ前まで遡った時間〔ｔ－Ｎδ～ｔ－δ〕における移動平均値を下記式（１）に従って算出し、
   前記移動平均値と離散時刻〔ｔ〕における前記変調波の瞬時値との比較結果に応じて前記制御パルスを生成する、
   電圧制御方法。
   
4. 前記移動平均値が正であり且つ前記変調波の瞬時値よりも大きい場合には０、前記移動平均値が正であり且つ前記変調波の瞬時値よりも小さい場合には正のパルス電圧〔＋Ｖ₀〕、前記移動平均値が負であり且つ前記変調波の瞬時値よりも大きい場合には負のパルス電圧〔－Ｖ₀〕、又は、前記移動平均値が負であり且つ前記変調波の瞬時値よりも小さい場合には０の電圧を出力する制御パルスを生成する、請求項３に記載の電圧制御方法。
5. 請求項１又は請求項２に記載の電圧制御装置を備えた回転電機。
6. 請求項１又は請求項２に記載の電圧制御装置を備えた船舶。
7. 請求項１又は請求項２に記載の電圧制御装置を備えた自動車。
8. 請求項１又は請求項２に記載の電圧制御装置を備えた航空機。

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