JP2020150738A - 駆動制御装置及び駆動制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータの出力電流、出力電圧及び電圧指令値の波形の空間的な歪成分の影響を抑制して当該出力電流、出力電圧及び電圧指令値の実効値の演算精度の向上を図る。【解決手段】駆動制御装置１において、インバータ３はモータ２を駆動する。エンコーダ７はモータ２の回転に応じたパルス信号ａ、ｂを生成する。実効値演算部８は、パルス信号ａ，ｂのエッジのタイミングで検出されたインバータ３の三相若しくはｄ軸、ｑ軸の出力電流、出力電圧または電圧指令値の瞬時値を二乗した値の和の平方根をバッファに格納する。さらに、この格納したモータの機械角１回転分の前記平方根の移動平均値をインバータ３の出力電流、出力電圧または電圧指令値の実効値として算出する。【選択図】図１

Description

本発明は、モータを駆動するインバータの出力電圧及び出力電流の実効値を算出する際にモータの空間高調波に起因する歪を除去する技術に関する。

モータを駆動するインバータから出力される電流及び電圧の実効値をモータの制御や状態監視に利用することがある（例えば、特許文献１）。

特許文献１に開示の誘導電動機の駆動制御装置は電圧及び電流の実効値を演算して誘導電動機の抵抗と漏れインダクタンスを推定する。前記実効値の演算においては、三相の出力電圧、出力電流がＭ軸（ｄ軸に相当）及びＴ軸（ｑ軸に相当）に座標変換され、さらに、直流成分が除去される。尚、前記実効値の具体的な演算法は同文献において記載がない。

図１０は、従来の実効値演算機能を備えた駆動制御装置のブロック図である。

出力電流ｉは、三相ＵＶＷのモータ２に接続されるインバータ３の三相ＵＶＷの出力線９に付帯された電流検出器５により検出されたインバータ３の出力電流を示す。出力電圧ｖは、出力線９に付帯された電圧検出器６により検出されたインバータ３の出力電圧を示す。電圧指令値ｖ＊はインバータ３におけるスイッチング素子のゲート指令（オンオフ指令）の生成に供される正弦波状の波形を成す指令値を示す。本態様においては実効値演算部１０が出力電圧ｖ及び出力電流ｉ及び電圧指令値ｖ＊の実効値を算出する。

実効値演算部１０は、先ず、三相ＵＶＷ若しくは直交座標ｄｑの出力電圧ｖ、出力電流ｉ、電圧指令値ｖ＊の瞬時値の二乗和の平方根ｘ_rmsを計算する。

三相ＵＶＷ（瞬時値ｘ＝［ｘｕ，ｘｖ，ｘｗ］）の場合、ｘ_rmsは以下の式（１）により算出される。

直交座標ｄｑ（瞬時値ｘ＝［ｘｄ，ｘｑ］）の場合、ｘ_rmsは以下の式（２）により算出される。

ｘ_rmsは、一定時間の間隔で周期的にサンプリングされ、さらに、このサンプリングした集合体の平均値を得るローパスフィルタによりノイズが除去された後、出力電圧ｖ及び出力電流ｉ及び電圧指令値ｖ＊の実効値の演算に供される。

特開２０１０−１８３６９１号公報

インバータから出力された電流や電圧の波形には、モータの回転に伴う回転磁界により生じる空間的な歪成分が含まれる。また、これに起因して、電圧指令値の波形にも歪成分が含まれることがある。尚、前記空間的な歪成分は、モータが１回転する期間での平均値はほぼゼロとなる特性を備える（図９）。

精度の高い実効値を得るためにはこの歪成分を除去する必要がある。歪成分はモータの回転に同期するため、モータの回転速度が変化する可変速運転では歪成分の周波数が変動するので、歪成分を除去するためのローパスフィルタのカットオフ周波数の設定が困難となる。低速回転まで考慮して低いカットオフ周波数のローパスフィルタを用いると制御に大きな遅れが生じる。上述の従来技術では、ローパスフィルタの時定数を小さく設定した場合は電動機の空間的歪成分を除去しきれなくなり、時定数を大きく設定した場合には制御の遅れが大きくなる。

また、モータの１回転分の移動平均を計算する際に、上記の従来技術のように一定時間のサンプリング周期で値をサンプリングすると、回転速度に応じて１回転分のサンプル数が変動する。そして、回転速度が低速の場合には、高速の場合と比べてサンプル数が大きくなるので、大きなバッファが必要となる。一方、回転速度が高速の場合には、１回転のサンプル数が少なくなるので、算出される実効値の精度が粗くなる。

本発明は、上記の事情を鑑み、インバータの出力電流、出力電圧または電圧指令値の波形の空間的な歪成分の影響を抑制して当該出力電流、出力電圧または電圧指令値の実効値の演算精度の向上を図ることを課題とする。

そこで、本発明の一態様は、モータの駆動制御装置であって、前記モータを駆動するインバータと、前記モータの回転に応じたパルス信号を生成するエンコーダと、前記パルス信号のエッジのタイミングで検出された前記インバータの出力電流、出力電圧または電圧指令値の瞬時値から以下の式（１）または式（２）の演算により算出した平方根ｘ_rmsをバッファに格納し、前記モータの機械角１回転分の平方根ｘ_rmsの移動平均値を前記インバータの出力電流、出力電圧または電圧指令値の実効値として算出する実効値演算部を備える。

また、本発明の一態様は、モータの駆動制御方法であって、インバータにより駆動する前記モータの回転に応じたパルス信号を生成するステップと、前記パルス信号のエッジのタイミングで検出された前記インバータの出力電流、出力電圧または電圧指令値の瞬時値に基づく以下の式（１）または式（２）の演算により平方根ｘ_rmsを算出してバッファに格納するステップと、前記モータの機械角１回転分の平方根ｘ_rmsの移動平均値を前記インバータの出力電流、出力電圧または電圧指令値の実効値として算出するステップとを有する。

ｘ_u：Ｕ相の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値
ｘ_v：Ｖ相の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値
ｘ_w：Ｗ相の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値

ｘ_d：ｄ軸の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値
ｘ_q：ｑ軸の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値
本発明の一態様は、前記駆動制御装置及び前記駆動制御方法において、前記エッジのタイミングは、位相が９０°ずれた二つの前記パルス信号の立ち上がり及び立ち下がりである。

以上の本発明によれば、インバータの出力電流、出力電圧または電圧指令値の波形の空間的な歪成分の影響が抑制され、当該出力電流、出力電圧または電圧指令値の実効値の演算精度の向上が図られる。

本発明の一実施形態であるモータの駆動制御装置のブロック図。 前記駆動制御装置のエンコーダから出力されるパルスの波形図。 前記パルスの位相を計算するステートマシンの状態遷移図。 前記駆動制御装置の実効値演算部のフィルタ機能のバッファモデル。 前記フィルタの動作例を説明したフローチャート。 本発明の効果を検証する実験装置のブロック図。 定常運転時の出力電圧の波形図。 すべり周波数を変化させた際の電圧振幅を示した特性図。 空間的な歪み成分を含んだ振幅と回転角の関係を示した特性図。 従来の駆動制御装置のブロック図。

以下に図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。

図１に示された本発明の一態様の駆動制御装置１は、三相のモータ２を駆動するインバータ３の出力電流ｉ、出力電圧ｖ及び電圧指令値ｖ＊の実効値を演算する。この演算の際、モータ２の空間高調波に起因する出力電流ｉ、出力電圧ｖ及び電圧指令値ｖ＊に含まれる波形の空間的な歪み成分が除去される。

駆動制御装置１は、インバータ３、コントローラ４、電流検出器５、電圧検出器６、エンコーダ７及び実効値演算部８を備える。

インバータ３は、コントローラ４から入力される電圧指令値Ｖ＊に応じた電圧を出力してモータ２を駆動する。

コントローラ４は、モータ２を駆動するための電圧指令値Ｖ＊をインバータ３に出力する。また、コントローラ４は、実効値演算部８にて算出されたインバータ３の出力電流ｉ，出力電圧ｖ及び電圧指令値ｖ＊の実効値に基づきモータ２の駆動状態を監視または電圧指令値Ｖ＊を適宜に補正する。

電流検出器５は、インバータ３とモータ２を接続する三相ＵＶＷの出力線９に付帯またはインバータ３の端子部に接続され、インバータ３の出力電流ｉを検出する。

電圧検出器６も、出力線９に付帯またはインバータ３の端子部に接続され、インバータ３の出力電圧ｖを検出する。

エンコーダ７は、モータ２にカップリング（連結）され、モータ２の回転に応じたパルス信号を生成する。

エンコーダ７からは例えば図２に示されたように９０°位相のずれた二つのパルス信号としてパルス信号ａとパルス信号ｂとがモータ２の回転に応じて出力される。エンコーダ７のパルス数をＮｐとすると機械角１回転でＮｐ個のパルス信号が出力される。

エンコーダ７のパルス信号ａ及びパルス信号ｂから位相を計算するステートマシンの遷移状態を図３に示した。パルス信号ａ及びパルス信号ｂの立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジが検出されると、状態２１、状態２２、状態２３及び状態２４が遷移し、モータ２の回転方向に応じて位相のカウントが＋１または−１が加算される。１回転で合計４Ｎｐのエッジが検出されるので、位相のカウント数が４Ｎｐ変化すると１回転したことになる（例えば、状態２１→状態２２→状態２３→状態２４→状態２１）。

実効値演算部８は、電流検出器５から出力電流ｉを、電圧検出器６から出力電圧ｖを、エンコーダ７から電圧指令値ｖ＊を受けて、インバータ３の出力電流ｉ，出力電圧ｖ及び電圧指令値ｖ＊の実効値を算出する。

以下に実効値演算部８の詳細な機能について説明する。

実効値演算部８は、先ず、出力電流ｉ、出力電圧ｖまたは電圧指令値ｖ＊の瞬時値に基づく以下の式（１）または式（２）の演算により平方根ｘ_rmsを算出する。

ｘ_u：Ｕ相の出力電流ｉ、出力電圧ｖまたは電圧指令値ｖ＊の瞬時値
ｘ_v：Ｖ相の出力電流ｉ、出力電圧ｖまたは電圧指令値ｖ＊の瞬時値
ｘ_w：Ｗ相の出力電流ｉ、出力電圧ｖまたは電圧指令値ｖ＊の瞬時値

ｘ_d：ｄ軸の出力電流ｉ、出力電圧ｖまたは電圧指令値ｖ＊の瞬時値
ｘ_q：ｑ軸の出力電流ｉ、出力電圧ｖまたは電圧指令値ｖ＊の瞬時値
また、実効値演算部８は、平方根ｘ_rmsを後述のバッファ８１に格納し、この格納されたモータ２の機械角１回転分の平方根ｘ_rmsの移動平均値をインバータ３の出力電流ｉ、出力電圧ｖまたは電圧指令値ｖ＊の実効値として算出する。この実効値の演算過程において、エンコーダ７から出力されるパルス信号に同期した以下のフィルタの機能により、モータ２の空間的な歪成分が除去される。

実効値演算部８は、エンコーダ７から供されたパルス信号のエッジに基づき前記移動平均値の演算を行うフィルタを実装する。

このフィルタは図４に例示されたリングバッファの態様を成すサイズＮのバッファ８１を有する。Ｎは１回転分のパルス信号のエッジの総数４Ｎｐとする。バッファ８１に格納されている平方根ｘ_rmsの値の総和をＳ、バッファ８１の現在のインデックスをｐとする。平方根ｘ_rmsの移動平均値は前記値の総和Ｓを前記エッジの総数４Ｎｐで割ることにより得られる。この移動平均値は、出力電流ｉまたは出力電圧ｖの実効値とみなされ、コントローラ４によるモータ２の制御または状態監視に供される。

図５のフローチャートを参照して前記実効値の瞬時値の算出する過程について説明する。

Ｓ１：バッファ８１に保存される平方根ｘ_rmsの値の総和Ｓ、インデックスｐ、値Ｒ［ｐ］（例えば、インデックスｐに格納されるモータ２のすべり周波数の値）及びをゼロで初期化する。

Ｓ２：エッジの検出が判断されていないパルス信号をステップＳ３に供する。

Ｓ３：前記パルス信号のエッジの有無を判断する。前記エッジが検出されない場合、ステップＳ２に戻る。

Ｓ４：前記エッジが検出されると、総和Ｓから図４に示されたフィルタの現在のインデックスｐに格納された値Ｒ［ｐ］を引くと共に、式（１）または式（２）の演算結果に基づく実効値の現在値Ｘを加える。

Ｓ５：モータ２が正回転であるかの判断を行う。

Ｓ６：モータ２が正回転である場合、インデックスｐを１進める。

Ｓ７：モータ２が逆回転である場合、インデックスｐを１戻す。

以上のステップＳ２〜Ｓ７は、エッジの検出が判断されていないパルス信号が存在する限り、繰り返し実行される。

エンコーダ７のパルス信号のエッジは回転に応じて均一に決まった数だけ発生する。したがって、前記エッジが発生するタイミングで出力電流ｉ、出力電圧ｖまたは電圧指令値ｖ＊の瞬時値を検出すればモータ２を可変速で運転する場合でも１回転の間に決まった角度で決まった数の平方根ｘ_rmsの値がサンプルされる。

そこで、実効値演算部８は、１回転で検出されるパルス信号のエッジ数と同数のインデックスを有するバッファ８１を実装する。そして、エンコーダ７でのパルス信号の発生時に平方根ｘ_rmsをバッファ８１に格納し、平方根ｘ_rmsの移動平均を計算する。これにより、モータ２の回転速度に関わらず機械角１回転分の平均値を常に取得できる。

図９に示したように、空間的歪成分のモータ２の１回転期間での平均値はほぼゼロとなることから、モータ２の空間的な歪成分は、機械角１回転分の平均を算出すれば、除去できることがわかる。

尚、本実施形態においては、図２のパルス信号ａ及びパルス信号ｂの立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの両タイミングにおいて、実効値を演算するための瞬時値をサンプリングする。このサンプリングの周期が長くてもよい場合には、パルス信号ａ（またはパルス信号ｂ）のみの立ち上がりエッジ及び立下りエッジのタイミングでサンプリングをしてもよいし、パルス信号ａ（またはパルス信号ｂ）のみの立ち上がりエッジまたは立下りエッジのみのタイミングでサンプリングをしてもよい。つまり、エンコーダ７のパルス信号を利用して、等間隔のタイミングでのサンプリングを行えばよい。

（本実施形態の効果）
以上の駆動制御装置１によれば、エンコーダ７のパルス信号に同期して平方根ｘ_rmsの値が実効値演算部８のバッファ８１にサンプルされるので、モータ２が低速回転または高速回転であっても同じサンプル数でモータ１回転分の移動平均を算出できる。特に、バッファ８１をリングバッファの態様とすることにより、前記バッファ８１の必要なバッファサイズも回転速度に依存することなく一定となる。さらに、モータ２の１回転分の移動平均を取得できるので、モータ２の空間的な歪成分の実効値演算の結果に対する影響度を低減できる。

図６は本発明の効果を検証する実験装置のブロック構成を示す。この実験装置において、モータ１１とモータ１２がカップリングされている。モータ１１及びモータ１２の回転速度はインバータ６２により一定に制御される。モータ１１に出力される電流はインバータ６１により一定に制御される。モータ１１のすべり周波数はＲ２（モータ１１の２次巻線抵抗）の設定値に基づきすべり演算を行う設定器６０からすべり設定値が入力されたインバータ６１により制御される。以上のモータ１１の速度と電流を一定に固定した条件でモータ１１のすべり周波数を変化させた際のインバータ６１の出力電圧ｖを観測した。

図７，８に前記検証の結果を示す。図７は定常運転時の出力電圧の波形を示す。図８はＲ２設定値（すべり周波数）を変化させた際の電圧振幅の検出値を示す。図８において、「全データ平均」は、図７の０．５秒間（１．７９周期分）の全データの平均を示し、従来法（モータの回転速度とは無関係に、サンプリングの周期を一定時間とする方法）によるものに相当する。「基本波一周期平均」は一周期分（０．２８秒間）の平均を示すものであり、本発明の制御法によるものに相当する。

本発明の制御法は従来法よりも短い周期でサンプリングしたデータの平均値を取得する。すべりを増加させると電圧振幅の増加は単調に減少することが理論的に分かっている。

従来法により得られる「全データ平均」は空間的な歪の影響によるノイズの影響ですべりを増加させたときに観測される電圧も増加している箇所がある。これに対して、本発明により得られる「基本波１周期平均」は理論通りに概ね単調な電圧減少が観測されている。

以上のことから、本発明の駆動制御装置及び駆動制御方法によれば、従来手法よりも少ない周期分のデータの平均にも関わらず、空間的な歪の影響を効果的に除去できる。

１…駆動制御装置
２…モータ
３…インバータ
４…コントローラ
５…電流検出器
６…電圧検出器
７…エンコーダ
８…実効値演算部、８１…バッファ

Claims (3)

1. モータの駆動制御装置であって、
   前記モータを駆動するインバータと、
   前記モータの回転に応じたパルス信号を生成するエンコーダと、
   前記パルス信号のエッジのタイミングで検出された前記インバータの出力電流、出力電圧または電圧指令値の瞬時値から以下の式（１）または式（２）の演算により算出した平方根ｘ_rmsをバッファに格納し、前記モータの機械角１回転分の平方根ｘ_rmsの移動平均値を前記インバータの出力電流、出力電圧または電圧指令値の実効値として算出する実効値演算部と
   を備えたことを特徴とする駆動制御装置。
   

   

   ｘ_u：Ｕ相の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値
   ｘ_v：Ｖ相の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値
   ｘ_w：Ｗ相の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値
   

   

   ｘ_d：ｄ軸の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値
   ｘ_q：ｑ軸の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値
2. 前記エッジのタイミングは、位相が９０°ずれた二つの前記パルス信号の立ち上がり及び立ち下がりであることを特徴とする請求項１に記載の駆動制御装置。
3. モータの駆動制御方法であって、
   インバータにより駆動する前記モータの回転に応じたパルス信号を生成するステップと、
   前記パルス信号のエッジのタイミングで検出された前記インバータの出力電流、出力電圧または電圧指令値の瞬時値に基づく以下の式（１）または式（２）の演算により平方根ｘ_rmsを算出してバッファに格納するステップと、
   前記モータの機械角１回転分の平方根ｘ_rmsの移動平均値を前記インバータの出力電流、出力電圧または電圧指令値の実効値として算出するステップと
   を有することを特徴とする駆動制御方法。
   

   

   ｘ_u：Ｕ相の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値
   ｘ_v：Ｖ相の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値
   ｘ_w：Ｗ相の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値
   

   

   ｘ_d：ｄ軸の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値
   ｘ_q：ｑ軸の前記出力電流、前記出力電圧または前記電圧指令値の瞬時値

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