JP2006160030A - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 インバータ等の駆動制御部でスイッチング素子のオン異常やモータハーネスの天絡、地絡等が発生した場合に、Ａ／Ｄ変換器数を少なくすると共に、異常判定処理を簡素化する。
【解決手段】 操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数Ｎ相の相コイルＬｕ〜Ｌｗを互いに結線することなく独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式ブラシレスモータ１２と、各相コイルの両端に接続され当該各相コイルに駆動信号を供給するインバータ回路３４ｕ〜３４ｗと、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づいて前記インバータ回路を駆動制御する駆動制御部１５と、前記各相コイル及び前記インバータを含む通電制御系の異常を前記各相コイルの端子間電圧に基づいて検出する異常検出部４１とを備えている。
【選択図】 図７

Description

本発明は、ステータの相コイルを結線することなく独立させた無結線式モータを使用した電動パワーステアリング装置に関する。

一般に、電動パワーステアリング装置は、操舵系に対して操舵補助力を発生するモータとして、永久磁石をモータに使用するブラシ付きＤＣモータやブラシレスＤＣモータなどを使用し、これらＤＣモータをモータ駆動回路で駆動制御するようにしている。
このような電動パワーステアリング装置では、車両の操縦性能を確保するためにモータ通電制御系の天絡事故や地絡事故を検出する必要があり、モータ通電制御系の天絡事故や地絡事故を検出するために、例えばモータの端子電圧の検出値と、モータをＰＷＭで駆動する場合のデューティ比から推定されるモータ端子電圧との差が所定時間異常継続して所定値を超えたとき、モータ通電制御系の天絡や地絡の故障と判断してモータ出力を停止させる駆動手段を備えたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、電源電圧が所定値異常と判定された時に、モータ１の各端子電圧ＶＭ＋，ＶＭ−を検出し、検出値が設定値ＶＴＨＨ，ＶＴＨＬを逸脱したか判定し、各端子電圧ＶＭ±が設定値ＶＴＨＨ，ＶＴＨＬを逸脱したと判定されたときにモータに接続された配線の故障を判定するマイクロコンピュータを備えた電動パワーステアリング装置が提案されている（例えば、特許文献２参照）。

さらに、３相ブラシレスモータにおいて、３相のコイルに同時に流れる電流の和はキルヒホップの法則に基づいて０になるはずであることに着目して、これら電流の和の絶対値が設定値以上である場合に、電流検出回路の異常であることを検出するものも知られている（例えば、特許文献３参照）。
特開平１１−２６３２４０号公報（第１頁、第１図） 再公表特許第ＷＯ９８／５８８３３８号公報（第１頁、図１） 特開２００３−２３７５９７号公報（第１頁、図５）

上記特許文献１〜３に記載の従来例にあっては、電動モータとして３相ブラシレスモータを使用する場合には、各相コイルがＹ結線又はΔ結線されて駆動回路とブラシレスモータとの間の配線が３本で済むことから、各配線に電流検出回路を設け、これらの検出信号を例えば制御装置を構成するマイクロコンピュータに入力して、異常判定を行う場合に、Ａ／Ｄ変換器が３チャンネルで済み、比較的廉価なマイクロコンピュータを適用することが可能となる。

しかしながら、例えば３相ブラシレスモータの各相コイルを互いに結線することなく独立に配設した無結線式ブラシレスモータを適用する場合には、各相コイルの通電制御を行うために、各相コイルの両端にインバータ回路を接続する必要があるため、駆動回路と無結線式ブラシレスモータとの間の配線数は６本必要となり、これらの夫々について天絡及び地絡事故を検出するには６つの検出回路が必要となり、その検出信号をマイクロコンピュータ等でデジタル処理するためには、６個のＡ／Ｄ変換器が必要となり、廉価なマイクロコンピュータを適用することができないそれがある。また、無結線式ブラシレスモータでも通常のブラシレスモータを制御する場合に良く知られているベクトル制御を適用することが考えられるが、このベクトル制御はマイクロコンピュータにとって大きな演算負荷であり、複数のマイクロコンピュータを適用して電動パワーステアリング装置を構成する場合もある。

このため、無結線式ブラシレスモータを適用して廉価なマイクロコンピュータで制御するためには、Ａ／Ｄ変換器数を少なくすると共に、異常判定処理の簡素化が要望されている。また、無結線式モータでは、各相コイルが結線されていないので、キルヒホッフの法則が成立せず、特許文献３に記載されているような各相電流の和に基づいて異常判定を行うことはできないので、新たな異常検出手段が要望されている。
そこで、本発明は、上記要望に着目してなされたものであり、Ａ／Ｄ変換器数を少なくすると共に異常判定処理を簡素化することができる電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、請求項１に係る電動パワーステアリング装置は、操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数Ｎ相の相コイルを互いに結線することなく独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式ブラシレスモータと、各相コイルの両端に接続され当該各相コイルに駆動信号を供給するインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づいて前記インバータ回路を駆動制御する駆動制御部と、前記各相コイル及び前記インバータを含む通電制御系の異常を前記各相コイルの端子間電圧に基づいて検出する異常検出部とを備えていることを特徴としている。

また、請求項２に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１に係る発明において、前記インバータ回路は、前記各相コイルの両端に夫々接続されていることを特徴としている。
さらに、請求項３に係る電動パワーステアリング装置は、請求項２に係る発明において、前記各相コイルの両端に夫々接続されたインバータ回路は、互いに逆位相で駆動されることを特徴としている。

さらにまた、請求項４に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１乃至３の何れか１つの発明において、前記異常検出部は、各相コイルの両端の端子電圧を加算する電圧加算部と、該電圧加算部で加算した加算電圧と前記通電制御系に供給される電源電圧に基づく設定電圧範囲とを比較して当該通電制御系に生じる天絡・地絡異常の有無を判定する異常判定部とを備えていることを特徴としている。

なおさらに、請求項５に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１乃至３の何れか１つの発明において、前記異常検出部は、各相コイルの両端の端子電圧を加算する電圧加算部と、該電圧加算部に供給する各相コイルの両端の端子電圧の双方に前記通電制御系における電源電圧の半分程度のバイアス電圧を高インピーダンスで印加するバイアス回路と、前記電圧加算部で加算した加算電圧と前記通電制御系に供給される電源電圧に基づく設定電圧範囲とを比較して当該通電制御系に生じる天絡・地絡異常の有無を判定する異常判定部とを備えていることを特徴としている。

また、請求項６に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項１乃至３の何れか１つに記載の発明において、前記異常検出部は、各相コイルの両端の端子電圧を加算する電圧加算部と、該電圧加算部に供給する各相コイルの両端の端子電圧の何れか一方に前記通電制御系における電源電圧の半分程度のバイアス電圧を高インピーダンスで印加するバイアス回路と、前記電圧加算部で加算した加算電圧と前記通電制御系に供給される電源電圧に基づく設定電圧範囲とを比較して当該通電制御系に生じる天絡・地絡異常及び開放異常の有無を判定する異常判定部とを備えていることを特徴としている。

さらに、請求項７に係る電動パワーステアリング装置は、請求項４乃至６の何れか１つの発明において、前記異常判定部は、前記電圧加算部で加算した加算電圧が前記設定電圧範囲を逸脱する状態が所定時間以上継続したときに天絡・地絡異常であると判定するように構成されていることを特徴としている。
さらにまた、請求項８に係る電動パワーステアリング装置は、請求項７に係る発明において、前記異常判定部は、前記電圧加算部で加算した加算電圧の平均値を算出し、当該平均値が前記設定電圧範囲を逸脱するか否かを判定するように構成されていることを特徴としている。
なおさらに、請求項９に係る電動パワーステアリング装置は、請求項４乃至６の何れか１つの発明において、前記異常判定部は、前記電圧加算部で加算した加算電圧の電圧変化を検出し、電圧変化が発生したときに天絡・地絡異常が発生したものと判定するように構成されていることを特徴としている。

本発明によれば、永久磁石を配設したロータと、複数Ｎ相の相コイルを互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータの各相コイル両端電圧に基づいて異常判定部で判定するようにしたので、この異常判定部で、両端電圧の加算電圧を判定基準とすることにより、少ないＡ／Ｄ変換器数で且つ異常判定処理を簡素化することができるという効果が得られる。

また、相コイルの両端電圧にバイアス電圧を印加するバイアス回路を設けることにより、インバータ回路が駆動停止している状態での初期診断を正確に行うことができるという効果が得られる。
さらに、相コイルの一方の両端電圧のみにバイアス回路からバイアス電圧を印加することにより、天絡、地絡故障に加えて開放故障も判定することができるという効果が得られる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第１の実施形態を示す全体構成図であって、図中、１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。

そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。

ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１０に連結された操舵補助力を発生する電動機としての無結線式ブラシレスモータ１２とを備えている。
操舵トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位をポテンショメータで検出するように構成されている。この操舵トルクセンサ３は、図２に示すように、入力される操舵トルクが零のときには、所定の中立電圧Ｖ₀ となり、この状態から右切りすると、操舵トルクの増加に応じて中立電圧Ｖ₀ より増加する電圧となり、操舵トルクが零の状態から左切りすると操舵トルクの増加に応じて中立電圧Ｖ₀ より減少する電圧となるトルク検出値Ｔを出力するように構成されている。

また、無結線式ブラシレスモータ１２は、図３に示すように、ハウジング２１に対して一対の軸受２２，２３を介して回転軸２４が回転可能に支持されている。一対の軸受２２，２３間で回転軸２４の周囲には、円板状の複数枚の電磁鋼板２５，２６を積層して形成されるロータコア２７が装着され、このロータコア２７の外周面には、ロータマグネット２８が固定されている。ロータマグネット２８は、界磁発生用永久磁石としてセグメントマグネットが使用されている。また、図４に示すように、ロータマグネット１８の外側には、一端に形成されたフランジ部２９ａをロータマグネット２８の端面と当接させ、ロータマグネット２８の飛散及びずれを防止する円筒状のマグネットカバー２９が設けられている。そして、これら回転軸２４、ロータコア２７、ロータマグネット２８及びマグネットカバー２９はロータ２０を構成している。

ハウジング２１内には、ロータ２０と半径方向に対向するようにしてステータ３１が配設されており、ハウジング２１の内周面に固定された環状のステータコア３２と、ステータコア３２に巻回された相コイルとしての励磁コイル３３とを有する。この励磁コイル３３は、図５に示すように、例えば三相の励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗで構成され、これら励磁コイルＬｕ〜Ｌｗは、互いに結線されることなく独立して巻装されて無結線型（開放型）のブラシレスモータ配線とされ、各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの両端間にインバータ回路３４ｕ、３４ｖ及び３４ｗが接続されて、個別に駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが供給される。

インバータ回路３４ｊ（ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ）は、図５に示すように、例えばＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される４つスイッチング素子Ｔｒｊ１〜Ｔｒｊ４を有し、スイッチング素子Ｔｒｊ１及びＴｒｊ２が直列に接続された直列回路と、スイッチング素子Ｔｒｊ３及びＴｒｊ４が直列に接続された直列回路とが並列に接続されてＨブリッジ回路Ｈｊが構成されている。このＨブリッジ回路Ｈｊのスイッチング素子Ｔｒｊ１及びＴｒｊ３の接続点がリレー回路ＲＹを介してバッテリーＢに接続され、スイッチング素子Ｔｒｊ２及びＴｒｊ４の接続点が電流検出用のシャント抵抗Ｒｊを介して接地され、さらにスイッチング素子Ｔｒｊ１及びＴｒｊ２の接続点が無結線式ブラシレスモータ１２における励磁コイルＬｊの一方の端子ｔｊａに接続され、スイッチング素子Ｔｒｊ３及びＴｒｊ４の接続点が励磁コイルＬｊの他方の端子ｔｊｂに接続されている。なお、各スイッチング素子Ｔｒｊ１〜Ｔｒｊ４には、そのソース及びドレイン間にフライホイールダイオードＤが順方向に接続されている。

そして、各インバータ回路３４ｊのスイッチング素子Ｔｒｊ１及びＴｒｊ４に駆動制御回路１５から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号Ｐｊ１が供給され、スイッチング素子Ｔｒｊ２及びＴｒｊ３に駆動制御回路１５からＰＷＭ（パルス幅変調）信号Ｐｊ１と逆位相即ちオン・オフを反転させたＰＷＭ（パルス幅変調）信号Ｐｊ２が供給される。
ここで、各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの等価回路は、図６に示すように、励磁コイルＬｕについては、端子ｔｕａ及びｔｕｂ間に抵抗Ｒ₀′、インダクタンスＬ₀′、逆起電圧ｅｕ（＝ω×Ｋｔ′×ｓｉｎ（ωｔ））が直列に配列されたものとなり、端子ｔｕａの端子電圧ＶｕａはＶｕａ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ＋α）、端子ｔｕｂの端子電圧ＶｕｂはＶｕｂ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−π＋α）であり、端子間電圧ＶｕａｂはＶｕａｂ＝２×Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ＋α）となり、相電流ＩｕはＩｕ＝Ｉ₀′×ｓｉｎ（ωｔ）となる。

同様に、励磁コイルＬｖについては、端子ｔｖａ及びｔｖｂ間に抵抗Ｒ₀′、インダクタンスＬ₀′、逆起電圧ｅｕ（＝ω×Ｋｔ′×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３））が直列に配列されたものとなり、端子ｔｖａの端子電圧ＶｖａはＶｖａ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α）、端子ｔｕｂの端子電圧ＶｖｂはＶｖｂ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３−π＋α）であり、端子間電圧ＶｖａｂはＶｖａｂ＝２×Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α）となり、相電流ＩｖはＩｖ＝Ｉ₀′×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）となる。

同様に、励磁コイルＬｗについては、端子ｔｗａ及びｔｗｂ間に抵抗Ｒ₀′、インダクタンスＬ₀′、逆起電圧ｅｕ（＝ω×Ｋｔ′×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３））が直列に配列されたものとなり、端子ｔｗａの端子電圧ＶｗａはＶｗａ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３＋α）、端子ｔｕｂの端子電圧ＶｗｂはＶｗｂ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３−π＋α）であり、端子間電圧ＶｗａｂはＶｗａｂ＝２×Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３＋α）となり、相電流ＩｗはＩｗ＝Ｉ₀′×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）となる。

また、モータ定数としては従来のＹ結線式モータのモータ定数、従来のΔ結線式モータのモータ定数、要求性能を満たすような独自のモータ定数の何れかに設計されて、無結線式の３相ブラシレスモータが構成されている。
ここで、無結線式モータ１２の誘起電圧波形は、後述するように正弦波にその３次高調波、５次高調波を重畳した疑似矩形波となるように、ロータ２０の磁石の着磁、ステータ３１の巻線の巻き方が設定されている。

さらに、一方の軸受２２の近傍には、ロータ２０の位相検知部３５が配置されている。この位相検知部３５は、回転軸２４に取付けられた環状の位相検出用永久磁石３６と、この永久磁石３６と対向し、ハウジング２１側に固定された位相検出素子３７とから構成されている。この位相検知部３５は、モータ１２が機械的な整流子（ブラシとコンミテータ）を含まないブラシレスモータであるため、ロータ２０の位相を検知して、駆動回路１５の制御により位相に応じて励磁コイル３３に通電するためのものである。また、位相検知部としては、レゾルバやエンコーダなどを用いることもできる。

そして、操舵トルクセンサ３から出力される操舵トルク検出値Ｔは、図１に示すようにバッテリーＢからイグニッションスイッチＩＧを介して電力が供給される駆動制御回路１５に入力される。この駆動制御回路１５には、トルク検出値Ｔの他に車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖと、モータ電流検出部１７ｕ〜１７ｗで検出した無結線式ブラシレスモータ１２の各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに流れるモータ電流Ｉｄｕ〜Ｉｄｗと、位相検知部３４で検出したロータ２０の位相検知信号が入力される。ここで、モータ電流検出部１７ｕ〜１７ｗの夫々は、シャント抵抗Ｒｕ〜Ｒｗの端子間電圧を演算増幅器ＯＰで検出するように構成されている。

さらに、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗと無結線式ブラシレスモータ１２の各相コイルＬｕ〜Ｌｗの各端子ｔｕａ〜ｔｗｂとの間を結ぶモータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６の電圧即ち無結線式ブラシレスモータ１２の両端電圧を個別に検出する異常検出回路４１が設けられ、この異常検出回路４１から出力される異常検出信号ＡＳが駆動制御回路１５に入力される。

この異常検出回路４１は、図７に示すように、モータハーネスＭＨ１及びＭＨ２に一端が接続された抵抗Ｒ１及びＲ２の他端を互いに接続して構成される加算回路４２ｕと、モータハーネスＭＨ３及びＭＨ４に一端が接続された抵抗Ｒ３及びＲ４の他端を互いに接続して構成される加算回路４２ｖと、モータハーネスＭＨ５及びＭＨ６に一端が接続された抵抗Ｒ５及びＲ６の他端を互いに接続して構成される加算回路４２ｗと、各加算回路４２ｕ〜４２ｗの各抵抗Ｒ１〜Ｒ６とモータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６との間にバッテリー電圧Ｖｂを検出対象となるスイッチング素子のオン抵抗、天絡・地絡の抵抗値、モータの励磁コイル抵抗値に比較して高インピーダンスの抵抗ＲＨ１及びＲＨ２で分圧してＶｂ／２の電圧をバイアス電圧として印加するバイアス回路４３と、加算回路４２ｕ〜４２ｗから出力される加算出力を分圧すると共に、フィルタ処理する加算出力と接地との間に接続された抵抗Ｒｄ及びコンデンサＣｆの並列回路で構成される分圧兼フィルタ回路４４とで構成されている。

この異常検出回路４１で、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗのスイッチング素子Ｔｒｕ１〜Ｔｒｗ４のオン異常及びモータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６の異常を検出することができる理由は、後述するように、例えば正常なインバータ回路３４ｗのスイッチング素子Ｔｒｗ１及びＴｒｗ４に供給されるＰＷＭ信号Ｐｗ１とスイッチング素子Ｔｒｗ２及びＴｒｗ３に供給されるＰＷＭ信号Ｐｗ２は、図８（ｂ）及び（ｃ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐｗ１がオン状態である区間でＰＷＭ信号Ｐｗ２がオフ状態であり、両信号間に同時にオン状態となることを回避するためのデッドタイムＴｄが設けられている。このとき、ＰＷＭ信号Ｐｗ１及びＰｗｕ２のデューティ比が、図８（ｂ）及び（ｃ）に示すように、Ｐｗ１＞Ｐｗ２であるときには、インバータ回路３４ｗに図８（ａ）に示すように、バッテリーＢの正極側端子からスイッチング素子Ｔｒｗ１、端子ｔｗａ、励磁コイルＬｗ、端子ｔｗｂ、スイッチング素子Ｔｒｗ４を経て接地に電流が流れる。

このため、例えばモータハーネスＭＨ５で検出される無結線式ブラシレスモータ１２の励磁コイルＬｗの端子ｔｗａにおける端子電圧Ｖｗａは、図８（ｄ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐｗ１がオン状態の区間で約バッテリー電圧Ｖｂ〔Ｖ〕正確にはバッテリー電圧Ｖｂからスイッチング素子Ｔｒｕ１のオン抵抗Ｒｏｎにモータ電流Ｉｍを乗算した電圧Ｒｏｎ×Ｉｍを減算した電圧Ｖｂ−Ｒｏｎ×Ｉｍとなり、ＰＷＭ信号Ｐｗ１がオン状態からオフ状態に切換わったデッドタイムＴｄ区間で僅かに負値となる−Ｖｆとなり、その後のＰＷＭ信号Ｐｗ２がオン状態を維持する区間で約０〔Ｖ〕正確には−Ｒｏｎ×Ｉｍとなり、次のデッドタイムＴｄ区間で再度負値となる−ＶｆとなってからＰＷＭ信号Ｐｗ１がオン状態に復帰すると再度約バッテリー電圧Ｖｂ正確にはＶｂ−Ｒｏｎ×Ｉｍとなることを繰り返す。

これに対して、モータハーネスＭＨ６で検出される無結線式ブラシレスモータ１２の励磁コイルＬｗの端子ｔｗｂにおける端子電圧Ｖｗｂは、図８（ｅ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐｗ２がオン状態である区間で約バッテリー電圧正確にはバッテリー電圧Ｖｂにオン抵抗Ｒｏｎにモータ電流Ｉｍを乗算した電圧Ｒｏｎ×Ｉｍを加算した電圧となり、ＰＷＭ信号Ｐｗ２がオン状態からオフ状態に切換わったデッドタイムＴｄ区間で、バッテリー電圧Ｖｂに僅かな電圧Ｖｆを加算した値となり、その後ＰＷＭ信号Ｐｗ１がオン状態を維持する区間で約０〔Ｖ〕正確にはＲｏｎ×Ｉｍとなる。

このため、スイッチング素子Ｔｒｗ１〜Ｔｒｗ４が正常であり、モータハーネスＭＨ５及びＭＨ６に天絡及び地絡が発生していない正常状態では加算回路４２ｗで端子電圧Ｖｗａ及びＶｗｂを加算して異常検出回路４１から出力される加算電圧Ｖｗｓは、図８（ｆ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐｗ１及びＰｗ２のデューティ比にかかわらずバッテリー電圧Ｖｂと一致する。

ところが、図９（ａ）に示すように、インバータ回路３４ｗのスイッチング素子Ｔｒｗ４がオン状態を継続するオン異常が発生した場合には、端子電圧Ｖｗａについてはスイッチング素子Ｔｒｗ１が正常であるので、図９（ｄ）に示すように、図８（ｄ）と同様に略バッテリー電圧Ｖｂ〔Ｖ〕と略０〔Ｖ〕との間で交互に変化するが、端子電圧Ｖｗｂについては図９（ｅ）に示すように略０〔Ｖ〕に固定される。
このため、加算回路４２ｗから出力され分圧された加算電圧Ｖｗｓは図９（ｆ）に示すように、端子電圧Ｖｗａがそのまま現れることになる。
したがって、加算電圧の平均値を算出するか又は波形のレベル変化を計測することにより、端子電圧異常を正確に検出することが可能となる。

駆動制御回路１５は、図５及び図７に示すように、入力信号に対してＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄ変換入力端子を有するマイクロコンピュータ１８と、このマイクロコンピュータ１８から出力されるＰＷＭデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗが入力されて各インバータ回路３４ｕ、３４ｖ及び３４ｗのスイッチング素子Ｔｒｕ１〜Ｔｒｗ４に対するＰＷＭデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗに応じたデューティ比のＰＷＭ信号Ｐｕ１、Ｐｖ１、Ｐｗ１及びそのオン・オフが反転されたＰＷＭ信号Ｐｕ２、Ｐｖ２、Ｐｗ２を出力するＦＥＴゲート駆動回路１９とで構成されている。

マイクロコンピュータ１８にはそのＡ／Ｄ変換入力端子にモータ電流検出部１７ｕ〜１７ｗで検出したモータ電流Ｉｄｕ〜Ｉｄｗが入力されると共に、操舵トルクセンサ３から出力される操舵トルク検出値Ｔ及び異常検出回路４１から出力される加算電圧Ｖｕｓ〜Ｖｗｓが入力されている。また、マイクロコンピュータ１８の他の入力端子に車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖと、位相検知部３４で検出した位相検知信号が電気角変換部５０で電気角θに変換されて入力されると共に、回転速度検出部としてモータ角速度変換部５１で電気角θを微分して算出したモータ角速度ωが入力されている。

そして、マイクロコンピュータ１８では、図１０に示す操舵制御処理を実行すると共に、図１３に示す異常検出処理を実行する。
操舵制御処理は、図１０に示すように、先ず、ステップＳ１で、操舵トルクセンサ３で検出したトルク検出値Ｔを読込み、次いでステップＳ２に移行して、トルク検出値Ｔから中立電圧Ｖ₀ を減算して操舵トルクＴｓ（＝Ｔ−Ｖ₀ ）を算出する。次いで、ステップＳ３に移行して、車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖを読込み、次いでステップＳ４に移行して、操舵トルクＴｓ及び車速検出値Ｖに基づいて図１１に示す操舵補助指令値算出マップを参照して、モータ電流指令値となる操舵補助指令値Ｉ_Tを算出する。

ここで、操舵補助指令値算出マップは、図１１に示すように、横軸に操舵トルク検出値Ｔをとり、縦軸に操舵補助指令値Ｉ_Tをとり、車速検出値Ｖをパラメータとした特性線図で構成され、操舵トルクＴｓが“０”から正方向に増加して第１の設定値Ｔｓ１に達するまでの間は車速検出値Ｖにかかわらず比較的緩い勾配で延長する直線部Ｌ１と、操舵トルクＴａが第１の設定値Ｔｓ１より増加したときに、車速検出値Ｖが比較的速い状態では、比較的緩やかな勾配で延長する直線部Ｌ２及びＬ３と操舵トルク検出値Ｔｓが第１の設定値Ｔｓ１より大きい第２の設定値Ｔｓ２に近傍で横軸と平行となる直線部Ｌ４及びＬ５と、車速検出値Ｖが遅い状態では、比較的勾配の大きい直線部Ｌ６及びＬ７と、これら直線部Ｌ６及びＬ７より勾配の大きい直線部Ｌ８及びＬ９と、直線部Ｌ８より勾配の大きい直線部Ｌ１０と、直線部Ｌ９及びＬ１０の終端から横軸と平行に延長する直線部Ｌ１１及びＬ１２とで構成される４本の特性線が形成され、同様に操舵トルクＴｓが負方向に増加する場合には、上記と原点を挟んで点対象となる４本の特性線が形成された構成を有する。

次いで、ステップＳ５に移行して、モータ角速度変換部５１で算出したモータ加速度ωを読込み、次いでステップＳ６に移行して、モータ角速度ωに慣性ゲインＫ_i を乗算して、モータ慣性を加減速させるトルクを操舵トルクＴｓから排除し、慣性感のない操舵感覚を得るための慣性補償制御用の慣性補償値Ｉ_i (＝Ｋ_i ・ω)を算出すると共に、操舵補助指令値Ｉ_Tの絶対値に摩擦係数ゲインＫ_f を乗算して、動力伝達部や電動モータの摩擦が操舵力に影響することを排除するため摩擦補償制御用の摩擦補償値Ｉ_f (＝Ｋ_f ・｜Ｉ_T｜)を算出する。ここで、摩擦補償値Ｉ_f の符号は操舵トルクＴｓの符号とこの操舵トルクＴｓにより操舵の切り増し／切り戻しを判定する操舵方向信号とに基づいて決定する。

次いで、ステップＳ７に移行して、操舵トルクＴｓを微分演算処理してアシスト特性不感帯での安定性確保、静摩擦の補償を行うセンタ応答性改善指令値Ｉｒを算出し、次いでステップＳ８に移行して、算出した慣性補償値Ｉ_i 、摩擦補償値Ｉ_f 及びセンタ応答性改善指令値Ｉｒを操舵補助指令値Ｉ_Tに加算して操舵補助補償値Ｉ_T′(＝Ｉ_T＋Ｉ_i ＋Ｉ_f ＋Ｉｒ)を算出してからステップＳ９に移行する。

このステップＳ９では、電気角変換部５０で変換したモータ電気角θを読込み、次いでステップＳ１０に移行して、モータ電気角θをもとに図１２（ａ）〜（ｃ）に示すＵ〜Ｗ相電流算出マップを参照してＵ〜Ｗ相の相電流指令値Ｉｕ〜Ｉｗを算出する。
ここで、相電流算出マップは、図１２（ａ）〜（ｃ）に示すように、正弦波に３次、５次高調波を重畳して角を丸くした台形波状の疑似矩形波に形成された無結線式ブラシレスモータ１２の相コイルＬｕ〜Ｌｗの誘起電圧波形と同一波形となる相電流指令値Ｉｕ〜Ｉｗと電気角θとの関係が表され、各相電流指令値Ｉｕ〜Ｉｗは互いに１２０°位相がずれている。

次いで、ステップＳ１１に移行して、操舵補助補償値Ｉ_T′と相電流指令値Ｉｕ〜Ｉｗとを乗算して相電流目標値Ｉ_TU ^* 〜Ｉ_TW ^* を算出し、次いでステップＳ１２に移行して、モータ電流検出部１７ｕ〜１７ｗからモータ電流Ｉｄｕ〜Ｉｄｗを読込み、次いでステップＳ１３に移行して、相電流目標値Ｉ_TU ^* 〜Ｉ_TW ^* からモータ電流Ｉｄｕ〜Ｉｄｗを減算して電流偏差ΔＩｕ〜ΔＩｗを算出してからステップＳ１４に移行する。

このステップＳ１４では、下記（１）〜（３）式のＰＩ演算を行って電圧指令値Ｖｖ〜Ｖｗを算出する。
Ｖｕ＝Ｋｐ×ΔＩｕ＋Ｋｉ∫ΔＩｕｄｔ …………（１）
Ｖｖ＝Ｋｐ×ΔＩｖ＋Ｋｉ∫ΔＩｖｄｔ …………（２）
Ｖｗ＝Ｋｐ×ΔＩｗ＋Ｋｉ∫ΔＩｗｄｔ …………（３）
ここで、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲインである。

次いで、ステップＳ１５に移行して、ステップＳ１４で算出した電圧指令値Ｖｕ〜Ｖｗの夫々を正及び負のバッテリー電圧±Ｖｂで制限する電圧制限処理を行ってからステップＳ１６に移行する。
このステップＳ１６では、電圧制限された電圧指令値Ｖｕ〜Ｖｗに基づいて下記（４）〜（６）式の演算を行ってＵ〜Ｗ相のデューティ指令値Ｄｕ〜Ｄｗを算出する。
Ｄｕ＝５０＋（Ｖｕ／２Ｖｂ）×１００ …………（４）
Ｄｖ＝５０＋（Ｖｖ／２Ｖｂ）×１００ …………（５）
Ｄｗ＝５０＋（Ｖｗ／２Ｖｂ）×１００ …………（６）

次いで、ステップＳ１７に移行して、後述する異常検出処理で設定される異常フラグＡＦが“０”以外の値に設定されているか否かを判定し、異常フラグＡＦが“０”に設定されているときにはインバータ回路３４ｕ〜３４ｗ、モータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６、相コイルＬｕ〜Ｌｗのモータ駆動系に異常がないものと判断してステップＳ１８に移行して、前記ステップＳ１６で算出したデューティ指令値Ｄｕ〜Ｄｗをゲート駆動回路１９に出力してから前記ステップＳ１に戻る。

一方、ステップＳ１７の判定結果が、異常フラグＡＦが“０”以外の“１”〜“３”であるときには、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗ、モータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６、相コイルＬｕ〜Ｌｗのモータ駆動系に異常が発生したものと判断して、ステップＳ１９に移行して、異常フラグＡＦが“１”であるときにはＵ相駆動系の異常であると判断して、Ｕ相ＰＷＭ信号Ｐｕ１及びＰｕ２の出力を停止させるＰＷＭ信号出力停止指令をゲート駆動回路１９に出力してからステップＳ２０に移行する。

このステップＳ２０では、モータ角速度ωの絶対値｜ω｜が予め設定した駆動トルクが発生できない電気角区間が生じる高速転舵であることを判定する各設定値ωｓを超えているか否かを判定し、ω≦ωｓであるときには、全ての電気角区間で駆動トルクを発生することができる低速回転領域であると判断して、ステップＳ２１に移行し、正常な２相分の前記ステップＳ１６で設定されたデューティ指令値をゲート駆動回路１９に出力してから前記ステップＳ１に戻り、｜ω｜＞ωｓであるときには、高速転舵領域であるものと判断して、ステップＳ２２に移行し、正常な２相のデューティ指令値を低速転舵領域の最大速度近傍に対応する５０％を挟んで対称的なデューティ指令値ＤＬ〜ＤＨの範囲に制限し、制限したデューティ指令値をゲート駆動回路１９に出力してから前記ステップＳ１に戻る。

この図１０の処理で、ステップＳ１〜ステップＳ１８の処理が駆動制御部を構成し、ステップＳ１９〜Ｓ２１の処理が異常時制御部を構成し、ステップＳ２０及びＳ２２の処理がモータ速度抑制部を構成している。
また、マイクロコンピュータ１８では、図１３に示すインバータ回路３４ｕ〜３４ｗスイッチング素子異常、モータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６及び相コイルＬｕ〜Ｌｗの天絡、地絡による異常を検出する異常検出処理を実行する。

この異常検出処理は、図１３に示すように、所定時間例えば１０ｍｓｅｃ毎のタイマ割込処理として実行され、先ず、ステップＳ３１で、異常検出回路４１から出力される現在の加算電圧Ｖｕｓ(n)〜Ｖｗｓ(n)を読込み、次いでステップＳ３２に移行して、読込んだ加算電圧Ｖｕｓ(n)〜Ｖｗｓ(n)に基づいて下記（７）〜（９）式の移動平均演算を行って移動平均値Ｖｕｓｍ(n)〜Ｖｗｓｍ(n)を算出する。

Ｖｕｓｍ(n)＝（１−ａ）Ｖｕｓｍ(n-1)＋ａ・Ｖｕｓ(n) …………（７）
Ｖｖｓｍ(n)＝（１−ａ）Ｖｖｓｍ(n-1)＋ａ・Ｖｖｓ(n) …………（８）
Ｖｗｓｍ(n)＝（１−ａ）Ｖｗｓｍ(n-1)＋ａ・Ｖｗｓ(n) …………（９）
ここで、 ｎ＝１，２，３……、初期値Ｖｕｓｍ(0)＝Ｖｖｓｍ(0)＝Ｖｗｓｍ(0)＝Ｖｂ、ａはデータの重み係数であり、０＜ａ＜１、Ｖｕｓｍ(n-1)は前回の移動平均値である。

次いで、ステップＳ３３に移行して、移動平均値Ｖｕｓｍ(n)からバッテリー電圧Ｖｂを減算した値（Ｖｕｓｍ(n)−Ｖｂ）の絶対値が予め設定した閾値Ｖｍｓを超えているか否かを判定し、｜Ｖｕｓｍ(n)−Ｖｂ｜＞Ｖｍｓであるときには、Ｕ相にインバータ回路３４ｕのスイッチング素子Ｔｒｕ１〜Ｔｒｕ４がオン状態に固定されるオン異常、モータハーネスＭＨ１，ＭＨ２及び相コイルＬｕに天絡、地絡が発生したＵ相駆動系の異常と判断してステップＳ３４に移行し、異常フラグＡＦをＵ相の異常であることを表す“１”に設定してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

また、ステップＳ３３の判定結果が、｜Ｖｕｓｍ(n)−Ｖｂ｜≦Ｖｍｓであるときには、Ｕ相駆動系が正常であると判断してステップＳ３５に移行し、移動平均値Ｖｖｓｍ(n)からバッテリー電圧Ｖｂを減算した値（Ｖｖｓｍ(n)−Ｖｂ）の絶対値が予め設定した閾値Ｖｍｓを超えているか否かを判定し、｜Ｖｖｓｍ(n)−Ｖｂ｜＞Ｖｍｓであるときには、Ｖ相にインバータ回路３４ｖのスイッチング素子Ｔｒｖ１〜Ｔｒｖ４がオン状態に固定されるオン異常、モータハーネスＭＨ３，ＭＨ４及び相コイルＬｖに天絡、地絡が発生したＶ相駆動系の異常と判断してステップＳ３６に移行し、異常フラグＡＦをＶ相の異常であることを表す“２”に設定してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

さらに、ステップＳ３７の判定結果が、｜Ｖｖｓｍ(n)−Ｖｂ｜≦Ｖｍｓであるときには、Ｖ相駆動系が正常であると判断してステップＳ３７に移行し、移動平均値Ｖｗｓｍ(n)からバッテリー電圧Ｖｂを減算した値（Ｖｗｓｍ(n)−Ｖｂ）の絶対値が予め設定した閾値Ｖｍｓを超えているか否かを判定し、｜Ｖｗｓｍ(n)−Ｖｂ｜＞Ｖｍｓであるときには、Ｗ相にインバータ回路３４ｖのスイッチング素子Ｔｒｗ１〜Ｔｒｗ４がオン状態に固定されるオン異常、モータハーネスＭＨ５，ＭＨ６及び相コイルＬｗに天絡、地絡が発生したＷ相駆動系の異常と判断してステップＳ３８に移行し、異常フラグＡＦをＷ相の異常であることを表す“３”に設定してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

さらにまた、ステップＳ３７の判定結果が、｜Ｖｗｓｍ(n)−Ｖｂ｜≦Ｖｍｓであるときには、Ｕ相駆動系〜Ｗ相駆動系の全てが正常であるものと判断して、ステップＳ３９に移行して、異常フラグＡＦを“０”にリセットしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
この図１３の処理が異常判定部を構成し、この異常判定部と異常検出回路４１とで異常検出部を構成している。

次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、車両が停車していると共に、イグニッションスイッチＩＧがオフ状態にあって、駆動制御回路１５にバッテリーＢからの電力が供給されていないものとする。
この状態で、駆動制御回路１５に電力が供給されていないので、マイクロコンピュータ１８も停止状態にあり、図１０及び図１３の処理も停止されている。
この状態から、イグニッションスイッチＩＧをオン状態とすると、これによってバッテリーＢの電力がイグニッションスイッチＩＧを介して駆動制御回路１５に供給され、この駆動制御回路１５を構成するマイクロコンピュータ１８及びゲート駆動回路１９に電源が投入される。

このため、異常検出回路４１では、バイアス回路４２から通電制御系のインピーダンスに比較して高インピーダンスで且つ電源電圧としてのバッテリー電圧Ｖｂにおける半分のバイアス電圧Ｖｂ／２が加算回路４２ｕ〜４２ｗとモータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６との間に印加されているので、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗがゲート駆動回路１９からのＰＷＭ信号Ｐｕ１〜Ｐｗ２が全てオフしている初期診断期間中であっても、無結線式ブラシレスモータ１２が外力によって回転され、誘起電圧が発生した場合に、各相コイルＬｕ〜Ｌｗの両端に、バイアス電圧Ｖｂ／２を中心とした逆位相の端子電圧として発生する。つまり、相コイルＬｕ〜Ｌｗの両端電圧の加算電圧値は、バイアス電圧の２倍で一定値となる。

このため、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗにスイッチング素子のオン異常が発生しておらず、モータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６及び相コイルＬｕ〜Ｌｗに地絡及び天絡故障が発生していない状態では、加算回路４２ｕ〜４２ｗから出力される加算電圧Ｖｕｓ〜Ｖｗｓは略バッテリー電圧Ｖｂとなる。
したがって、加算電圧Ｖｕｓ〜Ｖｗｓがマイクロコンピュータ１８のＡ／Ｄ変換用入力端子に供給されて、図１３の異常検出処理が実行されたときに、ステップＳ３２で算出される各相コイルＬｕ〜Ｌｗに対応する加算電圧Ｖｕｓ〜Ｖｕｗの移動平均値Ｖｕｓｍ(n)〜Ｖｗｓｍ(n)も略バッテリー電圧Ｖｂとなり、ステップＳ２３、Ｓ３５及びＳ３７で算出される｜Ｖｕｓｍ(n)−Ｖｂ｜、｜Ｖｖｓｍ(n)−Ｖｂ｜及び｜Ｖｗｓｍ(n)−Ｖｂ｜が共に略“０”となって、各相コイルに対する通電制御系が正常であると判断してステップＳ３９に移行して、異常フラグＡＦを“０”にリセットする。

ところが、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗのスイッチング素子Ｔｒｕ２，Ｔｒｕ４〜Ｔｒｗ２，Ｔｒｗ４の何れかにオン状態を継続するオン異常が発生している場合には、加算回路４２ｕ〜４２ｗの何れかがスイッチング素子を通じて接地に接続されることになるため、加算回路４２ｕ〜４２ｗの何れか一方が接地電位となり、加算回路４２ｕ〜４２ｗの何れかの加算電圧がＶｂ／２となる。

このため、異常が発生した加算回路４２ｊの移動平均値ＶｓｊｍがＶｂ／２となり、｜Ｖｊｓｍ(n)−Ｖｂ｜が設定値Ｖｍｓを超えることになって、インバータ回路３４ｊのスイッチング素子Ｔｒｕ４のオン異常を検出することができる。
同様に、モータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６や相コイルＬｕ〜Ｌｗに地絡故障が生じた場合にも、地絡故障が生じた側の端子電圧が略接地電位となるので、上記と同様に地絡故障を検出することができる。

また、逆に、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗのバッテリー電源側のスイッチング素子Ｔｒｕ１，Ｔｒｕ２〜Ｔｒｗ１，Ｔｒｗ２がオン異常となったり、モータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６や相コイルＬｕ〜Ｌｗに天落故障が発生したりした場合には、異常となった側の加算回路４２ｕ〜４２３に供給される端子電圧が略バッテリー電圧Ｖｂとなることから、該当する加算回路４２ｊの加算電圧Ｖｊｓが３Ｖｂ／４となり、その移動平均値Ｖｊｓｍ(n)も３Ｖｂ／４となって、｜Ｖｊｓｍ(n)−Ｖｂ｜＞Ｖｍｓとなって、該当する異常フラグＡＦが“１”〜“３”に設定され、異常の発生を正確に検出することができる。

この初期診断の結果が、通電制御系が正常であり、車両が停車していると共に、無結線式モータ１２も停止しており、ステアリングホイール１が操舵されておらず、操舵トルクセンサ３で検出される操舵トルク検出値Ｔが電圧Ｖ₀であるものとし、この状態で、マイクロコンピュータ１８で図１０に示す操舵制御処理を実行すると、操舵トルク検出値Ｔが電圧Ｖ₀であるので、ステップＳ２で算出される操舵トルクＴｓが“０”となり、車両が停車していて車速検出値Ｖも“０”であるので、図１１の制御マップを参照して算出される操舵補助指令値Ｉ_Tも“０”となり、各種補償値Ｉ_i、Ｉ_f及びＩｒも“０”となるので、操舵補助補償値Ｉ_T′も“０”となる。

このとき、無結線式モータ１２の位相検知部３５で検出されるロータ２０の位相が電気角変換部５０に供給されて、このときの電気角θが例えば０°であるものとすると、図１２（ａ）〜（ｃ）に示す相電流指令値算出マップを参照して算出されるＵ相の相電流指令値Ｉｕは“０”、Ｖ相の相電流指令値Ｉｖは相電流指令値Ｉｕに対して位相が１２０°遅れているので−Ｉｍａｘとなり、Ｗ相の相電流指令値Ｉｗは相電流指令値Ｉｕに対して位相が１２０°進んでいるので＋Ｉｍａｘとなっている。

そして、これら相電流指令値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗと操舵補助指令値Ｉ_Tとが乗算されて相電流目標値Ｉ_TU ^* 、Ｉ_TV ^* 及びＩ_TW ^* が算出されるが、これらも全て“０”となる(ステップＳ１１)。
また、モータ電流検出部１７ｕ、１７ｖ及び１７ｗで検出されるモータ電流Ｉｄｕ、Ｉｄｖ及びＩｄｗも“０”となっているので、電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗも“０”となり、これらに基づいて算出される電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗも“０”となって、デューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗが全て５０％となり、無結線式ブラシレスモータ１２及びその駆動系が正常であるものとすると、５０％のデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗがゲート駆動回路１９に出力される。

このため、ゲート駆動回路１９から出力されるＰＷＭ信号Ｐｕ１，Ｐｖ１，Ｐｗ１及びＰｕ２，Ｐｖ２，Ｐｗ２のオン・オフ比が略等しくなり、例えばインバータ回路３４ｕでみると、スイッチング素子Ｔｒｕ１及びＴｒｕ４がオン状態となる時間とスイッチング素子Ｔｒｕ２及びＴｒｕ３がオン状態となる時間とが等しくこれらが交互に行われるので、電子機巻線Ｌｕには電流が流れず、他のインバータ回路３４ｖ及び３４ｗでも同様に相コイルＬｖ及びＬｗに電流が流れないので、無結線式ブラシレスモータ１２が停止状態を維持する。

この車両の停車状態での無結線式ブラシレスモータ１２の停止状態から運転者がステアリングホイール１を例えば右操舵する所謂据え切りを行うと、これに応じて操舵トルクセンサ３から運転者の操舵トルクに対応する操舵トルク検出値Ｔが電圧Ｖ₀より高くなり、操舵トルクＴｓが正の大きな値となる。
このため、図１１の操舵補助指令値算出マップを参照して算出される操舵補助指令値Ｉ_Tが正の比較的大きな値となり、これに補償値Ｉ_i、Ｉ_f、Ｉｒを加算した操舵補助補償値Ｉ_T′が算出され（ステップＳ８）、これに図１２（ａ）〜（ｃ）に示す相電流算出マップを参照して算出される正の相電流指令値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが乗算されるので、振幅を操舵補助指令値Ｉ_Tとする相電流目標値Ｉ_TU ^* 、Ｉ_TV ^* 及びＩ_TW ^* が算出される（ステップＳ１１）。

このとき、モータ電流Ｉｄｕ、Ｉｄｖ及びＩｄｗは“０”を維持しているので、電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗは、相電流目標値Ｉ_TU ^* 、Ｉ_TV ^* 及びＩ_TW ^* がそのまま算出されることなり、これに基づいて正の比較的大きな電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗが算出され、このときの電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗがバッテリー電圧＋Ｖｂを超える場合にはバッテリー電圧＋Ｖｂに制限される（ステップＳ１５）。

そして、制限された電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに基づいてデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗが算出されるので、これらデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗが５０％より大きい値となり、これがゲート駆動回路１９に出力されるので、図８（ａ）に示すようにインバータ回路３４ｕ〜３４ｗでスイッチング素子Ｔｒｊ１から端子ｔｊａ、相コイルＬｊ、端子ｔｊｂ、スイッチング素子Ｔｒｊ４を通じて接地に電流が１２０°位相が異なり、無結線式ブラシレスモータ１２の誘起電圧波形と等しく、正弦波に３次高調波及び５次高調波を重畳した角が丸みを帯びた台形波状態の疑似矩形波電流が流れ、無結線式ブラシレスモータ１２が例えば時計方向に回転駆動される。このため、無結線式モータ１２で操舵トルクＴに基づく目標補助操舵トルクＴｔに応じた補助操舵力を発生し、この補助操舵力を、減速ギヤ１１を介してステアリングシャフト２に伝達することができ、運転者が軽い操舵を行うことができる。

同様に、運転者がステアリングホイール１を据え切り状態で左操舵した場合には、操舵補助指令値Ｉ_Tが負値となるので、図１０の操舵制御処理におけるステップＳ１６で算出されるデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗが５０％より小さく０％に近い値となり、励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに流れる電流が上述とは逆に流れることになり、無結線式ブラシレスモータ１２が例えば反時計方向に逆転駆動される。

一方、図１３に示す異常検出処理では、前述したように異常検出回路４１から出力される加算電圧Ｖｕｓ〜Ｖｗｓを所定時間毎に読込み、これらを移動平均処理することにより、平均値Ｖｕｓｍ(n)〜Ｖｗｓｍ(n)を算出しており、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗ、モータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６及び励磁コイルＬｕ〜Ｌｗが正常である場合には、前述したように、インバータ回路３４ｊの端子電圧Ｖｊａ及びＶｊｂがデューティ指令値Ｄｕ〜Ｄｗに応じたデューティ比で交互にオン・オフを繰り返しており、両端子電圧Ｖｊａ及びＶｊｂの加算値は、図８（ｆ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐｊ１及びＰｊ２のデューティ比にかかわらずバッテリー電圧Ｖｂに略一致する。

このため、移動平均値Ｖｊｓｍ(n)からバッテリー電圧Ｖｂを減算した絶対値｜Ｖｊｓｍ(n)−Ｖｂ｜は、略“０”となって、閾値Ｖｍｓより小さい値となるので、図１３の処理において、ステップＳ３３からステップＳ３５、ステップＳ３７を経てステップＳ３９に移行して、異常フラグＡＦを正常であることを表す“０”にリセットする。

しかしながら、前述したように、据え切り状態でステアリングホイール１を右操舵している状態で、インバータ回路３４ｗのスイッチング素子Ｔｒｗ４が、ＰＷＭ信号Ｐｗ２がオフ状態となってもオン状態を継続するオン異常となったときには、端子電圧Ｖｗｂが常時略接地電位即ちスイッチング素子Ｔｒｗ４のオン抵抗Ｒ₀にモータ電流Ｉｍを乗算した電位を継続することになるため、異常検出回路４１の加算回路４２ｗから出力される加算電圧Ｖｗｓが図９（ｆ）に示すように、略バッテリー電圧Ｖｂと略零接地電圧とを繰り返すことになり、加算電圧Ｖｗｓの移動平均値Ｖｗｓｍ(n)がバッテリー電圧Ｖｂより大幅に小さくなる。このため、図１３のステップＳ３３で、｜Ｖｕｓｍ(n)−Ｖｂ｜＞Ｖｍｓとなって、ステップＳ３４に移行し、異常フラグＡＦが“３”にセットされる。

このため、図１０の操舵制御処理におけるステップＳ１７でからステップＳ１９に移行し、ゲート駆動回路１９に対してＵ相のインバータ回路３４ｗを駆動するＰＷＭ信号Ｐｗ１及びＰｗ２の出力を停止させるＰＷＭ信号出力停止指令を出力する。このため、インバータ回路３４ｗの駆動が停止されて、励磁コイルＬｗに対する通電制御が停止される。
しかしながら、残りの正常な２つのＵ相及びＶ相のインバータ回路３４ｕ及び３４ｖについては、無結線式ブラシレスモータ１２が低速回転領域にある状態では、ステップＳ１６で算出されるデューティ指令値Ｄｕ及びＤｖに基づくＰＷＭ信号Ｐｕ１，Ｐｕ２及びＰｖ１，Ｐｖ２の出力が継続される。

このときの、励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに通電されるＵ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流は、説明を簡単にするためにＵ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流が正弦波であるものとすると、図１４（ａ）に示すようになり、異常が発生したＷ相電流についてはスイッチング素子Ｔｒｗ２と並列なフライホイールダイオードＤ−端子ｔｗａ−相コイルＬｗ−端子ｔｗｂ−スイッチング素子Ｔｒｗ４−フライホイールダイオードＤの閉ループが形成されるので、ロータ２０の回転に伴う誘導起電力による電流が流れ、この電流によってモータを制動させる方向のモータ制動トルクを発生させる。

しかしながら、無結線式ブラシレスモータ１２が低速転舵領域で回転駆動されている状態では、異常となったＷ相で発生するモータ制動トルクは図１４（ｂ）において曲線Ｌａで示すように僅かなものであり、正常なＵ相及びＶ相で発生するモータ駆動トルクは図１４（ｂ）において曲線Ｌｎで示すように脈動するが駆動トルクを発生できない電気角区間はなく、ステアリングホイール１が振動することにはなるが操舵補助力を十分に発揮することができる。前述した初期診断時に相コイルＬｊの異常を検出した場合も同様である。

ところが、ステアリングホイール１が急操舵される高速転舵領域で無結線式ブラシレスモータ１２が駆動される状態では、上記と同様にＷ相のインバータ３４ｗにおけるスイッチング素子Ｔｒｗ４がオン異常になった場合には、インバータ３４ｗに形成される閉ループによって発生する誘導起電力に基づくＷ相電流が図１５（ａ）に示すように負方向の振幅が大きくなり、これによって図１５（ｂ）に示すようにＷ相によるモータ制動トルクが増加し、これによって正常なＵ相及びＶ相によって発生されるモータ駆動トルクが相殺されて駆動トルクを発揮できない電気角区間が存在することになり、ステアリングホイール１に引っ掛かり感が発生し、運転者に違和感を与えることなる。

このため、本実施形態では、無結線式ブラシレスモータ１２のモータ角速度ωを検出し、このモータ角速度ωの絶対値が低速転舵領域の上限近傍のモータ角速度に対応する設定値ωｓを超えたときに、図１０の処理において、ステップＳ２０からステップＳ２２に移行して、そのときの正常なＵ相及びＶ相のデューティ指令値Ｄｕ及びＤｖを低速転舵領域の上限近傍のモータ角速度となるデューティ指令値を、５０％を挟んで対称なデューティ指令値ＤＬ〜ＤＨの範囲に制限することにより、無結線式ブラシレスモータ１２が高速転舵領域で回転することを抑制し、低速転舵領域で駆動して操舵補助力の発生状態を継続させる。

また、モータハーネスＭＨ６や励磁コイルＬｗに地絡故障が発生した場合も上記と同様に検出することができ、バッテリー電源側のスイッチング素子Ｔｊ１がオン異常となった場合には、端子電圧Ｖｊａが略バッテリー電圧Ｖｂを維持することになるので、端子電圧Ｖｊｂは略接地電圧と略バッテリー電圧Ｖｂとを繰り返すので、加算電圧がバッテリーＶｂとその２倍の状態とを繰り返すことになり、移動平均値Ｖｊｓｍ(n)がバッテリー電圧Ｖｂより高くなることにより、｜Ｖｊｓｍ(n)−Ｖｂ｜＞Ｖｍｓとなって異常状態と判断することができる。同様に、モータハーネスＭＨ５や励磁コイルＬｗに天絡故障が発生した場合も上記と同様に検出することができる。

さらに、他のＵ相又はＶ相で、インバータ回路３４ｕ又は３４ｖのスイッチング素子のオン異常やモータハーネスＭＨ１，ＭＨ３又はＭＨ２，ＭＨ４に地絡又は天絡故障が発生した場合も上記と同様に検出することができる。
また、上記第１の実施形態のように、相コイルの両端電圧の夫々にバイアス回路４３から高インピーダンスのバイアス電圧を印加することにより、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗが停止している状態即ち相コイルに対する通電制御を行っていない状態でも、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗのオン異常やモータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６及び相コイルＬｕ〜Ｌｗの天絡故障・地絡故障を確実に検出することができ、イグニッションスイッチＩＧをオン状態とした時点で、初期診断して、通電制御系の異常を短時間で正確に検出することができる。

また、上記第１の実施形態のように、ベクトル制御を用いることなく、無結線式ブラシレスモータ１２を駆動制御することにより、複雑なベクトル制御演算を省略して簡易なフードバック演算処理とすることができ、マイクロコンピュータ１８の演算負荷を大幅に低減させることができる。
しかも、異常検出回路４１で相コイルＬｕ〜Ｌｗの両端電圧Ｖｕａ，Ｖｕｂ〜Ｖｗａ，Ｖｗｂを４２ｕ〜４２ｗで加算するので、マイクロコンピュータ１８のＡ／Ｄ変換入力端子に供給するセンサ入力は従来の３相ブラシレスモータと同様の３つで済み、廉価なマイクロコンピュータを適用することができる。

なお、上記第１の実施形態においては、バイアス回路４３でバッテリー電圧Ｖｂの半分のバイアス電圧Ｖｂ／２を加算回路４２ｕ〜４２ｗ及びモータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６間に印加する場合について説明したが、これに限定されるもではなく、初期診断時の異常検出を行わない場合には、バイアス回路４３を省略するようにしてもよい。

また、バイアス電圧としては厳密にＶｂ／２に設定する必要はなく、Ｖｂ／２の近傍の値に設定すればよいが、バイアス電圧がバッテリー電圧Ｖｂに対して低すぎたり、高すぎたりすると、誘起電圧によるモータ端子電圧が接地電位またバッテリー電位でクランプされてしまい、加算値が変化するおそれがあるため、バイアス電圧はバッテリー電圧Ｖｂの略半分程度に設定することが好ましい。また、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗの通電制御中の相コイルＬｕ〜Ｌｗの両端電圧の加算電圧値は、バッテリー電圧Ｖｂとなるので、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗの通電制御中であるか否かで故障判定閾値Ｖｍｓを共通とするためにもバイアス電圧の２倍＝バッテリー電圧Ｖｂの関係を満足するバイアス電圧に設定することが好ましい。

さらに、上記第１の実施形態では、図１３の異常検出処理で、加算電圧Ｖｊｓの移動平均値を算出するようにした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、所定個数の加算電圧を平均する単純平均処理を行うようしてもよい。
さらにまた、上記第１の実施形態においては、図１３の異常処理におけるステップＳ３２で移動平均値を算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、加算回路４２ｕ〜４２ｗの出力側に平均値を算出するローパスフィルタを設け、このローパスフィルタの平均値出力をマイクロコンピュータ１８に入力するようしてもよい。この場合、ローパスフィルタの時定数は２次的な事故が発生しない程度の時定数に設定することが好ましい。

なおさらに、上記第１の実施形態においては、地絡故障、天絡故障が発生した場合に、無結線式ブラシレスモータ１２の駆動を継続して、操舵補助力を発生するようにした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、地絡故障、天絡故障等の異常を検出したときに図１０の操舵制御処理においてステップＳ１９〜Ｓ２２を省略し、これらに代えて直ちにリレー回路ＲＹをオフ状態とするステップを設けることにより、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗからのＰＷＭ信号の出力を停止して無結線式ブラシレスモータ１２の回転駆動を停止するようにしてもよく、さらには２つ以上の通電制御系で異常が発生した場合に、リレー回路ＲＹをオフ状態とするか又はＰＷＭ信号Ｐｕ１〜Ｐｗ２をオフ状態とするようにしてもよい。

次に、本発明の第２の実施形態を図１６について説明する。
この第２の実施形態では、加算回路４２ｕ〜４２ｗから出力される加算電圧の平均値を算出する場合には、マイクロコンピュータ１８で演算処理するときにはＡ／Ｄ変換周期、演算処理周期が遅延時間となり、アナログ的にローパスフィルタで処理したときには時定数による所定の遅延時間が必要となるので、これらに代えて、より迅速に異常検出を行うことができるようにしたものである。

すなわち、第２の実施形態では、図１６に示すように、加算回路４２ｊ（ｊ＝ｕ、ｖ、ｗ）、バイアス回路４３ｊ及び分圧兼フィルタ回路４４ｊを有する各相別の異常検出回路４１ｊが設けられ、且つ異常検出回路４１ｊの分圧兼フィルタ回路４４ｊの出力側にエッジ検出回路６１ｊを設け、このエッジ検出回路６１ｊのエッジ検出信号を異常検出信号ＡＳｊとしてマイクロコンピュータ１８の外部割込端子及びゲート駆動回路１９の駆動停止入力端子に供給し、マイクロコンピュータ１８では異常検出信号が低レベルとなったときに外部割込処理を実行して、前述した図１０の操舵制御処理を終了し、ゲート駆動回路１９では異常検出信号が低レベルとなったときに、ＰＷＭ信号Ｐｕ１〜Ｐｗ２の出力を停止するように構成されていることを除いては第１実施形態における図７と同様の構成を有し、図７との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。

ここで、エッジ検出回路６１ｊは、コンデンサＣｅ１及び抵抗Ｒｅ１で構成されるハイパスフィルタＨＦと、このハイパスフィルタＨＦから出力される微分信号がベースに入力されるスイッチングトランジスタＳＴと、このスイッチングトランジスタＳＴのコレクタと電源との間に接続されたプルアップ抵抗Ｒｅｐと、プルアップ抵抗Ｒｅｐとコレクタとの接続点と接地との間に接続された充放電用コンデンサＣｅ２とで構成されている。

この第２の実施形態によると、前述したように、例えばインバータ回路３４ｗが正常な場合には、異常検出回路４１ｗの加算回路４２ｗから出力される加算電圧は図８（ｆ）に示すようにバッテリー電圧Ｖｂを継続するので、ハイパスフィルタＨＦの出力は低レベルを継続する。このため、スイッチングトランジスタＳＴはオフ状態を維持するので、充放電用コンデンサＣｅ２は充電状態を維持し、マイクロコンピュータ１８及びゲート駆動回路１９に高レベルのエッジ検出信号が入力されており、マイクロコンピュータ１８で図１０の操舵制御処理を継続すると共に、ゲート駆動回路１９によって操舵制御処理で出力されるデューティ指令値Ｄｕ〜Ｄｗに基づいてＰＷＭ信号Ｐｕ１〜Ｐｗ２のインバータ回路３４ｕ〜３４ｗへの出力を継続して、無結線式ブラシレスモータ１２の回転駆動を継続し、操舵トルクＴｓに基づく操舵補助力を発生する。

ところが、インバータ回路３４ｗのスイッチング素子Ｔｒｗ４にオン異常が発生したり、モータハーネスＭＨ２に地絡故障が発生したりしたときには、異常検出回路４１ｗの加算回路４２ｗから前述した図９（ｆ）に示すように、相コイルＬｗの端子電圧Ｖｗａのオン・オフ動作に同期した加算電圧が得られ、その立ち上がりエッジで、ハイパスフィルタＨＦの出力が高レベルとなり、これによってスイッチングトランジスタＳＴがオン状態となって充放電用コンデンサＣｅ２の充電電荷がスイッチングトランジスタＳＴを介して急速放電されることになり、マイクロコンピュータ１８の外部割込端子が低レベルとなって、外部割込処理が開始され、図１０の操舵制御処理が停止される。

これと同時に、ゲート駆動回路１９でも異常検出信号が低レベルとなることにより、各インバータ回路３４ｕ〜３４ｗに出力するＰＷＭ信号Ｐｕ１〜Ｐｗ２の出力が停止される。
このため、無結線式ブラシレスモータ１２の各相コイルＬｕ〜Ｌｗへの通電が瞬時に停止されて、無結線式ブラシレスモータ１２が停止される。

また、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗのバッテリー電源側のスイッチング素子Ｔｒｊ１がオン異常となったり、モータハーネスＭＨ１，ＭＨ３，ＭＨ５又は相コイルＬｕ〜Ｌｗが天絡故障したりした場合にも、天絡を生じた端子電圧がバッテリー電圧Ｖｂとなるので、加算電圧Ｖｊｓは正常な端子電圧のオン・オフに同期して変化することになるので、上述した地絡故障の場合と同様に加算電圧の立ち上がりで、異常検出信号が低レベルとなり、マイクロコンピュータ１８で操舵制御処理が終了されると共に、ゲート駆動回路１９でＰＷＭ信号Ｐｕ１〜Ｐｗ２の出力が停止されて、無結線式ブラシレスモータ１２が停止される。

なお、上記第２の実施形態では、エッジ検出回路６１ｊを設けた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、前述した図１３の異常検出処理で、加算電圧Ｖｊｓのタイマ割込周期（サンプリング周期）毎の加算電圧Ｖｊｓの変化量を算出し、この変化量が所定値以上であるときには、異常であると判断するようにしてもよい。

次に、本発明の第３の実施形態を図１７について説明する。
この第３の実施形態では、地絡故障及び天絡故障の検出に加えてモータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６及び相コイルＬｕ〜Ｌｗの断線による開放異常も検出可能としたものである。
すなわち、第３の実施形態では、図１７に示すように、前述した第２の実施形態における各相コイルＬｕ〜Ｌｗの両方の端子電圧に印加されているバイアス電圧Ｖｂ／２の一方が省略されていることを除いては図１６と同様の構成を有し、図１６との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。

この第３の実施形態によれば、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗの駆動が停止している状態で、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗ、モータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６及び相コイルＬｕ〜Ｌｗが正常である状態では、一方の端子電圧側に印加されたバイアス電圧Ｖｂ／２が相コイルＬｕ〜Ｌｗを通じて他方の端子電圧側にも印加されることになり、相コイルＬｕ〜Ｌｗの両方の端子電圧にバイアス電圧が印加されて、前述した第２の実施形態と同様に異常検出信号が高レベルを維持する。

このインバータ回路３４ｕ〜３４ｗの駆動停止状態で、モータハーネスＭＨ１〜ＭＨ６及び相コイル３４ｕ〜３４ｗに断線が生じて開放故障が発生すると、バイアス電圧Ｖｂ／２が一方の端子電圧のみに印加される状態となり、端子電圧に対するバイアス電圧がアンバランスとなることから、加算回路４２ｊから出力される加算電圧Ｖｊｓにエッジが形成されることになり、エッジ検出回路６１ｊで異常検出信号が低レベルとなって、無結線式ブラシレスモータ１２を停止させることができる。また、加算回路４２ｊの加算電圧Ｖｊｓが変化することにより、平均値Ｖｊｓｍ(n)も変化することにより、｜Ｖｊｓｍ(n)−Ｖｂ｜＞Ｖｍｓとなって、異常フラグＡＦが“１”〜“３”に設定されて、異常が発生した相コイルＬｊに対する通電制御処理を停止させるか、全ての相コイルＬｕ〜Ｌｗに対する通電制御処理を停止させることができる。

また、上記第１〜第３の実施形態では、モータが従来のＹ結線式モータやΔ結線式モータのように励磁コイルの一端又は両端を互いに接続したものではなく、３相ブラシレスモータを形成する各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗが互いに結線されることなく独立して巻装された無結線式ブラシレスモータ１２であるので、各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗで個別に通電制御を行うことが可能であることから、３次及び５次高調波を含む疑似矩形波電流を、何ら制限を受けることなく通電することができる。したがって、モータ電流波形は、逆起電圧波形と同様の正弦波に対して幅広で角を落として丸みのある疑似矩形波としている。

このため、無結線式モータ１２の出力は、出力＝電流×電圧＝トルク×回転速度であるので、正弦波の逆起電圧及び駆動電流を使用する場合に比較して実効値を格段に向上させることができ、大きな出力を得ることができる。
これに対して、従来の結線式ブラシレスモータでは、逆起電圧波形は、本実施形態と略同様の疑似矩形波とすることができるが、モータの相コイルに３次高調波成分を流すことができないので、電流波形は図１８（ａ）に示すように、幅狭の疑似矩形波となり、面積が小さくなって実効値が正弦波よりは良いが本実施形態に比較すると低下することになり、出力もその分減少することになる。

なお、従来の結線式ブラシレスモータで３次高調波成分を相コイルに流すことができない理由は、以下の通りである。
すなわち、励磁コイルがＹ結線又はΔ結線された３相モータでは、各相に電流を流すためには各励磁コイルの各端子に電圧を印加する必要があり、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に１次成分（正弦波）の電流を流すための各端子電圧は以下のようになる。

Ｉｕ＝Ｉ₀ｓｉｎθ Ｖｕ＝Ｖ₀ｓｉｎθ
Ｉｖ＝Ｉ₀ｓｉｎ（θ−２π／３） Ｖｖ＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ−２π／３）
Ｉｗ＝Ｉ₀ｓｉｎ（θ＋２π／３） Ｖｗ＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ＋２π／３）
そして、３次高調波を重畳した電流を印加するための各端子電圧は以下のようになる。
Ｖｕ＝Ｖ₀ｓｉｎθ＋Ｖ₁ｓｉｎ３θ
Ｖｖ＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ−２π／３）＋Ｖ₁ｓｉｎ｛３（θ−２π／３）｝
＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ−２π／３）＋Ｖ₁ｓｉｎ（３θ−２π）
＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ−２π／３）＋Ｖ₁ｓｉｎ３θ
Ｖｗ＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｖ₁ｓｉｎ｛３（θ＋２π／３）｝
＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｖ₁ｓｉｎ（３θ＋２π）
＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｖ₁ｓｉｎ３θ

このように、各端子にＶ₁ｓｉｎ３θという同じ電圧を印加することになるため、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に３次高調波電流を流すことができない。同様に５相モータでは各相に５次高調波電流を流すことはできない。
ここで、正弦波に３次高調波及び５次高調波を重畳した相電流指令値Ｉｕ〜Ｉｗを算出するためには、入力を操舵補助指令値Ｉ_Tと、無結線式モータ１２の電気角θとし、これらに基づいて内部演算で出力の式（出力＝トルク×回転速度＝電流×電圧）を満たすように各相電流目標値Ｉｕ〜Ｉｗを演算する。

ところで、無結線式モータの性能を最大限に引き出すには、正弦波に３次高調波を重畳する必要があるが、従来のベクトル制御では、３相モータで３ｎ次成分の電流を流すことができないように、従来の２相／３相変換を有するベクトル制御では３ｎ相次成分の電流指令値を算出することができない。
そこで、モータの出力はトルク×回転速度＝電流×電圧であるので、逆起電圧波形と電流波形との正弦波に３次高調波及び５次高調波を重畳した疑似矩形波は以下のように表される。

Eu＝E1*sin(θ)+E3*sin(3*θ)+E5*sin(5*θ)
Ev＝E1*sin(θ-2/3*PI)+E3*sin(3*(θ-2/3*PI))+E5*sin(5*(θ-2/3*PI))
Ew＝E1*sin(θ+2/3*PI)+E3*sin(3*(θ+2/3*PI))+E5*sin(5*(θ+2/3*PI))
Iu＝I1*sin(θ)+I3*sin(3*θ)+I5*sin(5*θ)
Iv＝I1*sin(θ-2/3*PI)+I3*sin(3*(θ-2/3*PI))+I5*sin(5*(θ-2/3*PI))
Iw＝I1*sin(θ+2/3*PI)+I3*sin(3*(θ+2/3*PI))+I5*sin(5*(θ+2/3*PI))
一方、モータの出力は、

となる。出力が一定値であればトルクリップルがない。つまり、cos(6θ)を含む項が“０”になればトルクリップルのない一定出力が得られる。

逆起電圧波形はモータを設計する時点で決定するため、逆起電圧の１，３，５次成分Ｅ１，Ｅ３，Ｅ５は既知である。
したがって、cos(6θ)を含む項を“０”にするように電流の１，３，５次成分Ｉ１，Ｉ３，Ｉ５を決めれば、トルクリップルのない相電流指令値を算出することができる。
相電流指令値の１，３，５次成分Ｉ１，Ｉ３，Ｉ５の振幅は操舵補助指令値Ｉ_Tによって決まるが、その比Ｉ１：Ｉ３：Ｉ５は逆起電圧の１，３，５次成分Ｅ１，Ｅ３，Ｅ５とcos(6θ)を含む項を“０”にする条件より、予め求めることができる。

具体例として、図１８（ｂ）は図１８（ｃ）に示す３次及び５次高調波を含む逆起電圧波形に対してトルクリップルのない電流波形を予め求めた例であり、前述した図１２（ａ）〜（ｃ）に示す相電流指令値算出マップに記憶されている特性線と同一波形である。
より具体的に説明すると、cos(6θ)を含む項を“０”にする条件、Ｅ１・Ｅ３＋Ｅ３・Ｉ３＋Ｅ５・Ｉ１＝０を満たす相電流目標値は一意に求まらない。

そこで、電流波形と逆起電圧波形とを同一形状にするという条件で拘束する。
すなわち、Ｉ１＝ａＥ１，Ｉ３＝ａＥ３，Ｉ５＝ａＥ５として、
ａＥ１・Ｅ５＋ａＥ３・Ｅ３＋ａＥ５・Ｅ１＝０
Ｅ３²＝−２Ｅ１・Ｅ５
上記関係式を満足するようにモータの逆起電圧波形を設計し、これと同じ電流波形を出力すれば、トルクリップルのない相電流目標値を得ることができる。
逆起電圧Ｅ１〜Ｅ５はモータ回転速度ωに比例するので、モータの出力の式は以下のように表すことができる。
Ｔ＝Ｋ１・Ｉ１＋Ｋ３・Ｉ３＋Ｋ５・Ｉ５
ここで、Ｋ１〜Ｋ５は上述の手順で予め求められる定数である。

このように、第１の実施形態では、無結線モータ２０の励磁コイルＬｕ〜Ｌｗの逆起電圧波形及び駆動電流波形を共に３次高調波を含む疑似矩形波とすることができ、実効値を向上させて、大きな出力を得ることができる。すなわち、３次高調波は、疑似矩形波をフーリエ級数展開した際の係数が１次成分の次に大きいので、正弦波にその３次高調波を重畳することにより、実効値を上げるための効率が最もよくなり、大きな出力を得ることができる。

また、無結線式ブラシレスモータ１２を使用して、各励磁コイルの両端に夫々インバータ回路３４ｕ、３４ｖ及び３４ｗを接続し、これら励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの両端を逆位相駆動することにより、前述したように各励磁コイルの端子間電圧Ｖｕａｂ、Ｖｖａｂ及びＶｗａｂは、下記（１０）式、（１１）式及び（１２）式で表される。
Ｖｕａｂ＝２×Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ＋α） …………（１０）
Ｖｖａｂ＝２×Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α） …………（１１）
Ｖｗａｂ＝２×Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α） …………（１２）

一方、同一構成のＹ結線モータの場合は等価回路が図１９に示すように、各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの一端が互いに接続された中性点の電圧ＶｎがＶｎ＝０（Ｖ）であるので、各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗの端子間電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ及びＶｗｎは下記（１３）式、（１４）式及び（１５）式で表される。
Ｖｕｎ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ＋α） …………（１３）
Ｖｖｎ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α） …………（１４）
Ｖｗｎ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α） …………（１５）

このため、励磁コイルＬｕを例にとると、本発明による無結線式モータ１２の端子電圧Ｖｕａ、Ｖｕｂ、端子間電圧Ｖｕａｂは図２０（ａ）に示すようになり、従来のＹ結線式モータの場合の端子電圧Ｖｕ、端子電圧Ｖｖ、端子間電圧Ｖｕｖ及び中性点電圧Ｖｎは図２０（ｂ）に示すようになる。一方、本発明による無結線式モータ１２の端子間電圧Ｖｕａｂ、Ｖｖａｂ、Ｖｗａｂは図２１（ａ）に示すようになり、従来のＹ結線式モータの場合のコイル両端電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ、Ｖｗｎは図２１（ｂ）に示すようになる。

これら図２０及び図２１から明らかなように、励磁コイルの両端に印加できる電圧振幅を比較した場合、無結線式モータ１２はＹ結線式モータを２倍の電源電圧で駆動した場合と同等の効果が得られる。したがって、バッテリー電圧Ｖｂを同一とした場合、無結線式モータでは励磁コイルＬｕ〜Ｌｗの駆動電圧を向上できるので、ステアリングホイール１を急操舵した場合に、電圧不足を生じることなく、最適な操舵補助力を発生させて円滑な操舵を行うことができる。

同様に、従来のΔ結線式モータの場合は、等価回路が図２２に示すようになり、端子間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕはＹ結線式モータの√３倍となるが、端子間電流が１／√３となり、本発明による無結線式モータ１２の励磁コイルＬｕ〜Ｌｗのコイル電流が図２３（ａ）に示すように規定電流を有効に使用できるのに対し、Δ結線式モータのコイル電流Ｉｕｖ、Ｉｖｗ、Ｉｗｕ及び相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは図２３（ｂ）に示すようになり、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが規定電流の１／√３となり、結局無結線式モータ１２ではΔ結線式モータを√３倍のモータ電流で通電したことと同等の効果が得られる。この結果、無結線式モータは励磁コイルのコイル電流を向上できるので、高トルク化を図ることができる。
したがって、Ｙ結線式モータとΔ結線式モータとを等価変換すると下記表１に示す関係式で表すことができる。

この関係式を用いて、等価交換されたＹ結線式モータ及びΔ結線式モータを、無結線式モータとした場合のモータ出力と電流特性は、Ｙ結線式モータのモータ定数で、無結線式モータに変更した場合のモータ出力特性は、図２４に示すように、破線図示のＹ結線式モータの回転速度に対して無結線式モータの回転速度は実線図示のように最大電流で規制された最大トルクからトルクが減少するに応じて回転速度の増加分が多くなることになり、回転速度を向上させることができる。

また、Δ結線モータのモータ定数で、無結線式モータに変更した場合のモータ出力特性は、図２５に示すように、破線図示のΔ結線式モータのトルク特性に対して、無結線式モータでは回転数が最大回転数から減少するに応じてトルクの増加分が多くなることになり、この分トルクを向上させることができる。
さらに、Ｙ結線式モータとΔ結線式モータの中間モータ定数で、無結線式モータに変更した場合のモータ出力特性は図２６に示すように、破線図示の従来モータの回転速度特性に対して、無結線式モータの場合には実線図示のように回転速度及びトルクの双方を向上させることができる。

このため、電動パワーステアリング装置に無結線式モータ１２を適用した場合に、必要とする特性に合わせてモータ定数を設定することにより、必要とする任意のモータ出力特性を得ることができる。
なお、上記第１〜第３の実施形態においては、インバータ回路３４ｕ〜３４ｗを使用して無結線式ブラシレスモータ１２の励磁コイルＬｕ〜Ｌｗを通電制御する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図２７に示すように、励磁コイルＬｕ〜Ｌｗの両端側に個別にインバータ回路３４ａ及び３４ｂを接続するようにしても、上記実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

また、上記第１〜第３の実施形態においては、異常検出回路４１として、加算回路４２ｕ〜４２ｗ、バイアス回路４３及び分圧兼フィルタ回路４４を設けた場合について説明したが、分圧兼フィルタ回路４４を省略し、これに代えて図１３の異常検出処理の閾値Ｖｍｓの値を変更するようにしてもよく、さらに、始動時の異常検出を行わない場合には、バイアス回路４３を省略するようにしてもよい。

なおさらに、上記第１〜第３の実施形態においては、無結線式モータの誘起電圧波形と駆動電流波形とを同一の疑似矩形波状とする場合について説明したが、これに限定されるものではなく、誘起電圧波形又は駆動電流波形を位相及び形状は変化させず、振幅のみを変化させるようにしても上記第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
また、上記実施形態においては、疑似矩形波を正弦波に３次及び５次高調波を重畳して形成する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、２次以上の高次高調波を任意の組合せで重畳するようにしても良く、高調波を重畳しない正弦波のみの電流波形としてもよく、この場合には、相電流算出用マップを３相正弦波とすればよい。

さらに、上記実施形態においては、駆動制御部を簡易な構成とした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ベクトル制御の優れた特性を利用してベクトル制御ｄ、ｑ成分の電流指令値を決定した後、この電流指令値を各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに対応した各相電流指令値に変換することにより、相電流目標値Ｉ_TU ^* 、Ｉ_TV ^* 及びＩ_TW ^* を算出するようにしてもよく、さらには全てをベクトル制御で行うようにしてもよい。
なおさらに、上記各実施形態においては、本発明を無結線式の３相ブラシレスモータに適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、複数Ｎ（Ｎは３以上の整数）相のブラシレスモータ又は他のモータに適用することもできる。

本発明の第１の実施形態を示すシステム構成図である。 操舵トルクセンサから出力される操舵トルク検出値の出力特性を示す特性図である。 無結線式モータを示す断面図である。 図３のロータを示す斜視図である。 無結線式モータの駆動回路を示すブロック図である。 無結線式モータの等価回路を示す回路図である。 無結線式モータの異常検出回路を示すブロック図である。 インバータ回路が正常時における異常検出回路の動作の説明に供するタイムチャートである。 インバータ回路のオン異常時における異常検出回路の動作の説明に供するタイムチャートである。 マイクロコンピュータで実行する操舵制御処理手順の一例を示すフローチャートである。 操舵補助指令値算出マップを示す特性線図である。 相電流指令値算出マップを示す特性線図である。 マイクロコンピュータで実行する異常検出処理手順の一例を示すフローチャートである。 低速操舵領域での相電流及びトルクを示すタイムチャートである。 高速操舵領域での相電流及びトルクを示すタイムチャートである。 本発明の第２の実施形態を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態を示すブロック図である。 モータ電流波形及び逆起電圧波形を示すタイムチャートである。 従来のＹ結線式モータの等価回路を示す回路図である。 無結線式モータの端子電圧とＹ結線式モータの端子電圧とを示す特性線図である。 無結線式モータのコイル両端電圧とＹ結線モータのコイル両端電圧とを示す特性線図である。 従来のΔ結線式モータの等価回路を示す回路図である。 無結線式モータのコイル電流とΔ結線式モータの相電流及コイル電流とを示す特性線図である。 無結線式モータのモータ定数をＹ結線式モータのモータ定数に設定した場合のモータ特性を示す特性線図である。 無結線式モータのモータ定数をΔ結線式モータのモータ定数に設定した場合のモータ特性を示す特性線図である。 無結線式モータのモータ定数をＹ結線式モータ及びΔ結線式モータのモータ定数の中間に設定した場合のモータ特性を示す特性線図である。 インバータ回路の他の例を示す回路図である。

符号の説明

１…ステアリングホイール、２…ステアリングシャフト、３…操舵トルクセンサ、８…ステアリングギヤ、１０…操舵補助機構、１２…無結線式モータ、１５…駆動制御回路、Ｂ…バッテリー、ＩＧ…イグニッションキー、１６…車速センサ、１７ｕ〜１７ｗ…モータ電流検出部、１８…マイクロコンピュータ、１９…ゲート駆動回路、２０…ロータ、２１…ハウジング、２７…ロータコア、２８…ロータマグネット、３１…ステータ、３３…励磁コイル、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ…三相励磁コイル、３４ｕ〜３４ｗ，３４ａ，３４ｂ…インバータ回路、３５…位相検知部、４１…異常検出回路、４２ｕ〜４２ｗ…加算回路、４３…バイアス回路、４４…分圧兼フィルタ回路、５０…電気角変換部、５１…モータ角速度変換部、６１はエッジ検出回路

Claims (9)

1. 操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数Ｎ相の相コイルを互いに結線することなく独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式ブラシレスモータと、各相コイルの両端に接続され当該各相コイルに駆動信号を供給するインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づいて前記インバータ回路を駆動制御する駆動制御部と、前記各相コイル及び前記インバータを含む通電制御系の異常を前記各相コイルの端子間電圧に基づいて検出する異常検出部とを備えていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
2. 前記インバータ回路は、前記各相コイルの両端に夫々接続されていることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置。
3. 前記各相コイルの両端に夫々接続されたインバータ回路は、互いに逆位相で駆動されることを特徴とする請求項２に記載の電動パワーステアリング装置。
4. 前記異常検出部は、各相コイルの両端の端子電圧を加算する電圧加算部と、該電圧加算部で加算した加算電圧と前記通電制御系に供給される電源電圧に基づく設定電圧範囲とを比較して当該通電制御系に生じる天絡・地絡異常の有無を判定する異常判定部とを備えていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
5. 前記異常検出部は、各相コイルの両端の端子電圧を加算する電圧加算部と、該電圧加算部に供給する各相コイルの両端の端子電圧の双方に前記通電制御系における電源電圧の半分程度のバイアス電圧を高インピーダンスで印加するバイアス回路と、前記電圧加算部で加算した加算電圧と前記通電制御系に供給される電源電圧に基づく設定電圧範囲とを比較して当該通電制御系に生じる天絡・地絡異常の有無を判定する異常判定部とを備えていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
6. 前記異常検出部は、各相コイルの両端の端子電圧を加算する電圧加算部と、該電圧加算部に供給する各相コイルの両端の端子電圧の何れか一方に前記通電制御系における電源電圧の半分程度のバイアス電圧を高インピーダンスで印加するバイアス回路と、前記電圧加算部で加算した加算電圧と前記通電制御系に供給される電源電圧に基づく設定電圧範囲とを比較して当該通電制御系に生じる天絡・地絡異常及び開放異常の有無を判定する異常判定部とを備えていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
7. 前記異常判定部は、前記電圧加算部で加算した加算電圧が前記設定電圧範囲を逸脱する状態が所定時間以上継続したときに天絡・地絡異常であると判定するように構成されていることを特徴とする請求項４乃至６の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
8. 前記異常判定部は、前記電圧加算部で加算した加算電圧の平均値を算出し、当該平均値が前記設定電圧範囲を逸脱するか否かを判定するように構成されていることを特徴とする請求項７に記載の電動パワーステアリング装置。
9. 前記異常判定部は、前記電圧加算部で加算した加算電圧の電圧変化を検出し、電圧変化が発生したときに天絡・地絡異常が発生したものと判定するように構成されていることを特徴とする請求項４乃至６の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
   

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