JP2006136144A - 無結線式モータ、その駆動制御装置及び無結線式モータの駆動制御装置を使用した電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 Ｙ結線又はΔ結線モータで流すことができない高調波成分を積極的に利用して大きな出力を得ることができる無結線モータ、その駆動制御装置及び無結線モータを使用した電動パワーステアリング装置を提供する。
【解決手段】 永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに独立して配設したステータとを有する無結線式モータ１２と、各電機子巻線に個別に且つ当該電機子巻線の両端に夫々接続されて駆動信号を供給する一対のインバータ回路３４ａ，３４ｂと、該一対のインバータ回路を駆動制御する駆動制御回路１５とを備え、前記各電機子巻線の逆起電力波形及び電流波形の少なくとも一方を疑似矩形波状としている。
【選択図】 図７

Description

本発明は、ステータの電機子巻線を結線することなく独立させた無結線式モータ、その駆動制御装置及び無結線式モータの駆動制御装置を使用した電動パワーステアリング装置に関する。

電動パワーステアリング装置に使用するモータとしては、限られた電源電圧で大きな操舵補助トルクを発生できることが望まれている。
このため、従来、ベクトル制御を用いてモータの各相の相電流指令値を算出すると共に、各相のモータ相電流を検出し、相電流指令値及びモータ相電流に基づいてモータの相電流を制御し、さらにモータ電流として矩形波電流若しくは疑似矩形波電流又はモータ誘起電圧として矩形波電圧若しくは疑似矩形波電圧を用いるようにしたモータ駆動制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００４−２０１４８７号公報（第２頁、第８〜９頁、図１）

しかしながら、上記特許文献１に記載の従来例にあっては、モータの駆動制御をモータ電流として矩形波電流若しくは疑似矩形波電流又はモータ誘起電圧として矩形波電圧若しくは疑似矩形波電圧を用いて制御するようしているので、正弦波電流又は正弦波電圧と比較すると、電流ピーク値又は電圧ピーク値が同じであれば矩形波電流又は矩形波電圧の方が実効値が大きくなるため、大きな出力（パワー）を得ることができるものであるが、モータの励磁コイルが互いに結線されているので、例えば３相モータでは、３次高調波を励磁コイルに流すことはできず、高出力を得るには限界があるという未解決の課題がある。

すなわち、励磁コイルがＹ結線又はΔ結線された３相モータでは、各相に電流を流すためには各励磁コイルの各端子に電圧を印加する必要があり、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に１次成分（正弦波）の電流を流すための各端子電圧は以下のようになる。
Ｉｕ＝Ｉ₀ｓｉｎθ Ｖｕ＝Ｖ₀ｓｉｎθ
Ｉｖ＝Ｉ₀ｓｉｎ（θ−２π／３） Ｖｖ＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ−２π／３）
Ｉｗ＝Ｉ₀ｓｉｎ（θ＋２π／３） Ｖｗ＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ＋２π／３）

そして、３次高調波を重畳した電流を印加するための各端子電圧は以下のようになる。
Ｖｕ＝Ｖ₀ｓｉｎθ＋Ｖ₁ｓｉｎ３θ
Ｖｖ＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ−２π／３）＋Ｖ₁ｓｉｎ｛３（θ−２π／３）｝
＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ−２π／３）＋Ｖ₁ｓｉｎ（３θ−２π）
＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ−２π／３）＋Ｖ₁ｓｉｎ３θ
Ｖｗ＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｖ₁ｓｉｎ｛３（θ＋２π／３）｝
＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｖ₁ｓｉｎ（３θ＋２π）
＝Ｖ₀ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｖ₁ｓｉｎ３θ

このように、各端子にＶ₁ｓｉｎ３θという同じ電圧を印加することになるため、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に３次高調波電流を流すことができない。同様に５相モータでは各相に５次高調波電流を流すことはできない。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、モータとして無結線モータを使用することにより、Ｙ結線又はΔ結線モータで流すことができない高調波成分を積極的に利用して大きな出力を得ることができる無結線モータ、その駆動制御装置及び無結線モータを使用した電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、請求項１に係る無結線モータは、永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに独立して配設したステータとを有し、各電機子巻線に個別に、当該各電機子巻線の逆起電圧波形及び駆動電流波形の少なくとも一方を疑似矩形波としたことを特徴としている。
また、請求項２に係る無結線式モータは、請求項１に係る発明において、前記疑似矩形波は、正弦波にその高調波成分を重畳して形成されていることを特徴としている。

さらに、請求項３に係る無結線式モータは、請求項１に係る発明において、前記疑似矩形波は、正弦波信号に、その３次、５次、７次の高調波成分の何れか１つ又は複数を重畳して形成されていることを特徴としている。
さらにまた、請求項４に係る無結線式モータは、永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに独立して配設したステータとを有し、前記各電機子巻線にＮ次高調波電流を通電可能に構成したことを特徴としている。

なおさらに、請求項５に係る無結線式モータの駆動制御装置は、永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに独立して配設したステータとを有する無結線式モータと、各電機子巻線に個別に且つ当該電機子巻線の両端に夫々接続され当該各電機子巻線の電流波形を疑似矩形波状とする一対のインバータ回路と、該一対のインバータ回路を駆動制御する駆動制御回路とを備えていることを特徴としている。

また、請求項６に係る無結線式モータの駆動制御装置は、前記請求項５に係る発明において、前記駆動制御回路は、前記無結線式モータの各電機子巻線の高調波を含む疑似矩形波状の起電圧波形に基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されていることを特徴としている。
さらに、請求項７に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項５に係る発明において、前記駆動制御回路は、前記無結線式モータの各電機子巻線に対する相電流指令値に高調波成分を重畳して補正した補正電流指令値に基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されていることを特徴としている。

さらにまた、請求項８に係る電動パワーステアリング装置は、請求項５に係る発明において、前記無結線式モータの電気角を検出する電気角検出回路を有し、前記駆動制御回路は、前記電気角検出手段で検出した電気角に基づいて高調波成分を重畳した前記無結線式モータの電機子巻線に対する相電流目標値を個別に出力する相電流目標値算出部と、該相電流目標値算出部で算出した各相電流目標値と制御電流指令値とを乗算して前記無結線式モータの電機子巻線に対する相電流指令値を算出する相電流指令値算出部とを有する電流指令値演算部と、前記各電機子巻線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づいて各電機子巻線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えていることを特徴としている。

なおさらに、請求項９に係る無結線モータの駆動制御装置は、請求項８に係る発明において、前記相電流目標値算出部は、前記無結線式モータの電機子巻線における高調波成分を重畳した誘起電圧波形と同一波形の高調波成分を重畳した相電流指令値波形と前記無結線式モータの電気角との関係を記憶した記憶テーブルを有し、前記電気角検出回路で検出した電気角をもとに前記記憶テーブルを参照して相電流目標値を算出するように構成されていることを特徴としている。

また、請求項１０に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項５乃至９の何れか１項に記載の無結線式モータの駆動装置を使用したことを特徴としている。
さらに、請求項１１に係る電動パワーステアリング装置は、操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式モータと、各電機子巻線に個別に且つ当該電機子結線の両端に夫々接続された当該各電機子巻線の電流波形を疑似矩形波状とする一対のインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を出力する駆動制御回路とを備えていることを特徴としている。

さらにまた、請求項１２に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１１に係る発明において、前記駆動制御回路は、前記無結線式モータの各電機子巻線の高調波を含む逆起電圧波形に対応する各電機子巻線の相電流目標値と前記操舵トルクに基づくトルク指令値とに基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されていることを特徴としている。

なおさらに、請求項１３に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項１１に係る発明において、前記駆動制御回路は、前記操舵トルク検出値に基づいて前記各電機子巻線に対する相電流指令値を算出する相電流指令値演算部と、前記各電機子巻線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づいて各電機子巻線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えていることを特徴としている。

また、請求項１４に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項１３に係る発明において、前記無結線式モータの電気角を検出する電気角検出回路を有し、前記相電流指令値演算部は、前記電気角に基づいて前記無結線式モータの各電機子巻線に対応する高調波を含む逆起電圧に対応する相電流目標値を算出する相電流目標値算出部と、前記相電流目標値と前記操舵トルク検出値とに基づいて各電機子巻線に対する相電流指令値を算出する相電流指令値算出部とを備えていることを特徴としている。

さらに、請求項１５に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１１に係る発明において、前記駆動制御回路は、前記操舵トルク検出値に基づいて算出した前記無結線式モータの各電機子巻線に対する相電流指令値と、各電機子巻線の電流検出値との偏差に基づいて算出される各電機子巻線に対する指令電圧に、高調波成分を重畳して前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されていることを特徴としている。

さらにまた、請求項１６に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１５に係る発明において、前記電流制御部は、前記相電流指令値と前記相電流との偏差に基づいて相電圧指令値を算出する電流制御器と、該電流制御器で算出した相電圧指令値に高調波成分を重畳して補正相電圧指令値を算出する高調波重畳部と、該高調波重畳部の補正相電圧指令値に基づいて前記一対のインバータに供給するパルス幅変調信号でなる制御信号を発生させるパルス幅変調部とで構成されていることを特徴としている。

本発明によれば、永久磁石を配設したロータと、複数Ｎ相の電機子巻線を互いに独立して配設したステータとを有し、各電機子巻線に逆起電圧波形及び駆動電流波形の少なくとも一方を疑似矩形波としたので、結線式モータでは実現不可能であったＮ相の電機子巻線に正弦波にＮ次高調波電流を重畳した疑似矩形波の駆動電流を通電可能として、積極的に実効値を向上させて大きな出力（パワー）を得ることができるという効果が得られる。また、逆起電圧波形及び駆動電流波形の双方に高調波を含む疑似矩形波を適用することにより、より実効値を大きくすることができ、より大きな出力を得ることができる。

また、無結線式モータを駆動する駆動制御装置を、駆動制御回路で、電機子巻線の駆動電流波形を高調波を含む疑似矩形波状態とするように電機子巻線に接続されたインバータ回路を駆動するように構成したので、無結線式モータを実効値を向上させて大きな出力で駆動することができる。
さらに、無結線モータを駆動する駆動制御装置を、高調波を含む疑似矩形波形状の誘起電圧波形と同一の波形のＮ相電流指令値基準指令値を算出し、これに基づいて電流フィードバック制御を行うことにより、ブラシレスＤＣモータを小型で、トルクリップルが小さく、出力が大きい無結線式モータの駆動制御装置を提供することができるという効果が得られる。

さらにまた、無結線式モータを使用して電動パワーステアリング装置を構成することにより、ステアリングホイールの急操舵時にも滑らかに追従する操舵補助力を発生してステアリングホイールの操作を違和感なく、且つ騒音の少ない電動パワーステアリング装置を提供することができるという効果が得られる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の一実施形態を示す全体構成図であって、図中、１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。

そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。
ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１０に連結された操舵補助力を発生する電動機としての無結線式モータ１２とを備えている。

操舵トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位をポテンショメータで検出するように構成されている。この操舵トルクセンサ３は、図２に示すように、入力される操舵トルクが零のときには、所定の中立電圧Ｖ₀ となり、この状態から右切りすると、操舵トルクの増加に応じて中立電圧Ｖ₀ より増加する電圧となり、操舵トルクが零の状態から左切りすると操舵トルクの増加に応じて中立電圧Ｖ₀ より減少する電圧となるトルク検出値Ｔを出力するように構成されている。

また、無結線式モータ１２は、図３に示すように、ハウジング２１に対して一対の軸受２２，２３を介して回転軸２４が回転可能に支持されている。一対の軸受２２，２３間で回転軸２４の周囲には、円板状の複数枚の電磁鋼板２５，２６を積層して形成されるロータコア２７が装着され、このロータコア２７の外周面には、ロータマグネット２８が固定されている。ロータマグネット２８は、界磁発生用永久磁石としてセグメントマグネットが使用されている。また、図４に示すように、ロータマグネット１８の外側には、一端に形成されたフランジ部２９ａをロータマグネット２８の端面と当接させ、ロータマグネット２８の飛散及びずれを防止する円筒状のマグネットカバー２９が設けられている。そして、これら回転軸２４、ロータコア２７、ロータマグネット２８及びマグネットカバー２９はロータ２０を構成している。

ハウジング２１内には、ロータ２０と半径方向に対向するようにしてステータ３１が配設されており、ハウジング２１の内周面に固定された環状のステータコア３２と、ステータコア３２に巻回された電機子巻線としての励磁コイル３３とを有する。この励磁コイル３３は、図５に示すように、例えば三相の励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗで構成され、これら励磁コイルＬｕ〜Ｌｗは、互いに結線されることなく独立して巻装されて無結線型（開放型）のブラシレスモータ配線とされ、各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの両端間に一対のインバータ回路３４ａ及び３４ｂが接続されて、個別に駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが供給される。

インバータ回路３４ａは、図５に示すように、励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに対応して直列に接続されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，Ｑｗｂを並列に接続された構成を有し、スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂの接続点、Ｑｖａ，Ｑｖｂの接続点及びＱｗａ，Ｑｗｂの接続点が夫々励磁巻線Ｌｕ、Ｌｖ及びＬｗの一方の端子ｔｕａ、ｔｖａ及びｔｗａに接続されている。

また、インバータ回路３４ｂも、インバータ回路３４ａと同様に、励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに対応して直列に接続されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑｕａ′，Ｑｕｂ′、Ｑｖａ′，Ｑｖｂ′及びＱｗａ′，Ｑｗｂ′を並列に接続された構成を有し、スイッチング素子Ｑｕａ′，Ｑｕｂ′の接続点、Ｑｖａ′，Ｑｖｂ′の接続点及びＱｗａ′，Ｑｗｂ′の接続点が夫々励磁巻線Ｌｕ、Ｌｖ及びＬｗの他方の端子ｔｕｂ、ｔｖｂ及びｔｗｂに接続されている。

そして、インバータ回路３４ａの上アームを構成するスイッチング素子Ｑｕａ、Ｑｖａ及びＱｗａのゲートに増幅回路Ａｕａ、Ａｖａ及びＡｗａを介して後述する駆動制御回路１５から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号Ｐｕａ、Ｐｖａ及びＰｗａが供給され、下アームを構成するスイッチング素子Ｑｕｂ、Ｑｖｂ及びＱｗｂのゲートに増幅回路Ａｕｂ、Ａｖｂ及びＡｗｂを介して後述する駆動制御回路１５から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号Ｐｕｂ、Ｐｖｂ及びＰｗｂが供給されている。

同様に、インバータ回路３４ｂの上アームを構成するスイッチング素子Ｑｕａ′、Ｑｖａ′及びＱｗａ′のゲートに増幅回路Ａｕａ′、Ａｖａ′及びＡｗａ′を介して後述する駆動制御回路１５から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号Ｐｕｂ、Ｐｖｂ及びＰｗｂが供給され、下アームを構成するスイッチング素子Ｑｕｂ′、Ｑｖｂ′及びＱｗｂ′のゲートに増幅回路Ａｕｂ′、Ａｖｂ′及びＡｗｂ′を介して後述する駆動制御回路１５から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号Ｐｕａ、Ｐｖａ及びＰｗａが供給されている。

結局、駆動制御回路１５から出力される励磁コイルの相数Ｎにおける２倍の本数のＰＷＭ信号Ｐｕａ〜Ｐｗａ及びＰｕｂ〜Ｐｗｂによって一対のインバータ回路３４ａ及び３４ｂを駆動し、インバータ回路３４ａとインバータ回路３４ｂとが逆位相駆動される。
ここで、各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの等価回路は、図６に示すように、励磁コイルＬｕについては、端子ｔｕａ及びｔｕｂ間に抵抗Ｒ₀′、インダクタンスＬ₀′、逆起電圧ｅｕ（＝ω×Ｋｔ′×ｓｉｎ（ωｔ））が直列に配列されたものとなり、端子ｔｕａの端子電圧ＶｕａはＶｕａ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ＋α）、端子ｔｕｂの端子電圧ｖｕｂはＶｕｂ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−π＋α）であり、端子間電圧ＶｕａｂはＶｕａｂ＝２×Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ＋α）となり、相電流ＩｕはＩｕ＝Ｉ₀′×ｓｉｎ（ωｔ）となる。

同様に、励磁コイルＬｖについては、端子ｔｖａ及びｔｖｂ間に抵抗Ｒ₀′、インダクタンスＬ₀′、逆起電圧ｅｕ（＝ω×Ｋｔ′×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３））が直列に配列されたものとなり、端子ｔｖａの端子電圧ＶｖａはＶｖａ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α）、端子ｔｕｂの端子電圧ＶｖｂはＶｖｂ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３−π＋α）であり、端子間電圧ＶｖａｂはＶｖａｂ＝２×Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α）となり、相電流ＩｖはＩｖ＝Ｉ₀′×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）となる。

同様に、励磁コイルＬｗについては、端子ｔｗａ及びｔｗｂ間に抵抗Ｒ₀′、インダクタンスＬ₀′、逆起電圧ｅｕ（＝ω×Ｋｔ′×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３））が直列に配列されたものとなり、端子ｔｗａの端子電圧ＶｗａはＶｗａ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３＋α）、端子ｔｕｂの端子電圧ＶｗｂはＶｗｂ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３−π＋α）であり、端子間電圧ＶｗａｂはＶｗａｂ＝２×Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３＋α）となり、相電流ＩｗはＩｗ＝Ｉ₀′×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）となる。

また、モータ定数としては従来のＹ結線式モータのモータ定数、従来のΔ結線式モータのモータ定数、要求性能を満たすような独自のモータ定数の何れかに設計されて、無結線式の３相ブラシレスモータが構成されている。ここで、無結線式モータ１２の誘起電圧波形は、後述するように正弦波にその３次高調波、５次高調波を重畳した疑似矩形波となるように、ロータ２０の磁石の着磁、ステータ３１の巻線の巻き方が設定されている。

さらに、一方の軸受２２の近傍には、ロータ２０の位相検知部３５が配置されている。この位相検知部３５は、回転軸２４に取付けられた環状の位相検出用永久磁石３６と、この永久磁石３６と対向し、ハウジング２１側に固定された位相検出素子３７とから構成されている。この位相検知部３５は、モータ１２が機械的な整流子（ブラシとコンミテータ）を含まないブラシレスモータであるため、ロータ２０の位相を検知して、駆動回路１５の制御により位相に応じて励磁コイル３３に通電するためのものである。また、位相検知部としては、レゾルバやエンコーダなどを用いることもできる。

そして、操舵トルクセンサ３から出力されるトルク検出値Ｔは、図１に示すように駆動制御回路１５に入力される。この駆動制御回路１５には、トルク検出値Ｔの他に車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖと、モータ電流検出部５１ｕ〜５１ｗで検出した無結線式モータ１２の各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに流れる駆動電流Ｉｕ〜Ｉｗと、位相検知部３４で検出したロータ２０の位相検知信号が入力される。

この駆動制御回路１５は、図７に示すように、無結線式モータ１２の各電機子巻線に対する相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*を演算する相電流指令値演算部４０と、この相電流指令値演算部４０からの各相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*と電流検出回路５１ｕ、５１ｖ及び５１ｗからのモータ相電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗとに基づいて電流フィードバック制御を行う電流制御部５０と、この電流制御部５０から出力される各相指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに基づいてインバータ３４ａ，３４ｂを駆動するＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御部６０とを備えている。

相電流指令値演算部４０は、位相検知部３５で検出されたロータ２０の位相を電気角θに変換する電気角変換部４１と、この電気角変換部４１から出力される電気角θに基づいて無結線式モータ１２の各電機子巻線Ｌｕ、Ｌｖ及びＬｗに対する相電流目標値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔを算出する相電流目標値算出部４２ｕ、４２ｖ及び４２ｗと、操舵トルクセンサ３で検出された操舵トルクＴと車速センサ１８で検出された車速検出値Ｖとに基づいて目標補助操舵トルクＴｔを算出する目標補助操舵トルク算出部４３と、相電流目標値算出部４２ｕ、４２ｖ及び４２ｗから出力される相電流目標値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔに目標補助操舵トルク算出部４３で算出された目標補助操舵トルクＴｔを乗算する乗算器４４ｕ、４４ｖ及び４４ｗとを備えている。

ここで、相電流目標値算出部４２ｕは、図８（ａ）に図示する正弦波に３次、５次高調波を重畳して角を丸くした台形波状の疑似矩形波に形成された無結線式モータ１２の電機子巻線Ｌｕ〜Ｌｗの誘起電圧波形と同一波形となる図８（ｂ）に示す相電流目標値を電気角θと共に記憶した相電流目標値算出用記憶テーブルを有し、電気角変換部４１から入力される電気角θをもとに記憶テーブルを参照して該当する相電流目標値Ｉｕｔを算出し、これを乗算器４４ｕに出力する。

同様に、相電流目標値算出部４２ｖ及び４２ｗの夫々は、相電流目標値算出部４２ｕの記憶テーブルの波形に対して位相が１２０°及び２４０°ずれた相電流目標値の波形を電気角θと共に記憶した記憶テーブルを有し、電気角変換部４１から入力される電気角θをもとに記憶テーブルを参照して該当する相電流目標値Ｉｖｔ及びＩｗｔを算出し、これらを夫々乗算器４４ｖ及び４４ｗに出力する。

また、目標補助操舵トルク算出部４３は、図７中に示したように、横軸に操舵トルクＴを、縦軸に目標補助操舵トルクＴｔを夫々とり、車速検出値Ｖをパラメータとした特性線図を記憶した目標補助操舵トルク算出用記憶テーブルを有し、操舵トルクセンサ３から入力される操舵トルクＴと車速センサ１から入力される車速検出値Ｖとをもとに目標補助操舵トルク算出用記憶テーブルを参照して目標補助操舵トルクＴｔを算出し、算出した目標補助操舵トルクＴｔを乗算器４４ｕ〜４４ｗに供給する。

ここで、正弦波に３次高調波及び５次高調波を重畳した相電流目標値Ｉｕｔ〜Ｉｗｔを算出するためには、入力を目標補助操舵トルクＴｔと、無結線式モータ１２の電気角θとし、これらに基づいて内部演算で出力の式（出力＝トルク×回転速度＝電流×電圧）を満たすように各相電流目標値Ｉｕｔ〜Ｉｗｔを演算する。
ところで、無結線式モータの性能を最大限に引き出すには、正弦波に３次高調波を重畳する必要があるが、従来のベクトル制御では、３相モータで３ｎ次成分の電流を流すことができないように、従来の２相／３相変換を有するベクトル制御では３ｎ相次成分の電流指令値を算出することができない。

そこで、モータの出力はトルク×回転速度＝電流×電圧であるので、逆起電圧波形と電流波形との正弦波に3次高調波及び5次高調波を重畳した疑似矩形波は以下のように表される。
Eu＝E1*sin(θ)+E3*sin(3*θ)+E5*sin(5*θ)
Ev＝E1*sin(θ-2/3*PI)+E3*sin(3*(θ-2/3*PI))+E5*sin(5*(θ-2/3*PI))
Ew＝E1*sin(θ+2/3*PI)+E3*sin(3*(θ+2/3*PI))+E5*sin(5*(θ+2/3*PI))
Iu＝I1*sin(θ)+I3*sin(3*θ)+I5*sin(5*θ)
Iv＝I1*sin(θ-2/3*PI)+I3*sin(3*(θ-2/3*PI))+I5*sin(5*(θ-2/3*PI))
Iw＝I1*sin(θ+2/3*PI)+I3*sin(3*(θ+2/3*PI))+I5*sin(5*(θ+2/3*PI))
一方、モータの出力は、

となる。出力が一定値であればトルクリップルがない。つまり、cos(6θ)を含む項が“０”になればトルクリップルのない一定出力が得られる。
逆起電圧波形はモータを設計する時点で決定するため、逆起電圧の１，３，５次成分Ｅ１，Ｅ３，Ｅ５は既知である。

したがって、cos(6θ)を含む項を“０”にするように電流の１，３，５次成分Ｉ１，Ｉ３，Ｉ５を決めれば、トルクリップルのない相電流目標値を算出することができる。
相電流目標値の１，３，５次成分Ｉ１，Ｉ３，Ｉ５の振幅は目標操舵トルクＴｔによって決まるが、その比Ｉ１：Ｉ３：Ｉ５は逆起電圧の１，３，５次成分Ｅ１，Ｅ３，Ｅ５とcos(6θ)を含む項を“０”にする条件より、予め求めることができる。

具体例として、図８は逆起電圧波形（ａ）に対してトルクリップルのない電流波形（ｂ）を予め求めた例である。
より具体的に説明すると、cos(6θ)を含む項を“０”にする条件、Ｅ１・Ｅ３＋Ｅ３・Ｉ３＋Ｅ５・Ｉ１＝０を満たす相電流目標値は一意に求まらない。
そこで、電流波形と逆起電圧波形とを同一形状にするという条件で拘束する。
すなわち、Ｉ１＝ａＥ１，Ｉ３＝ａＥ３，Ｉ５＝ａＥ５として、
ａＥ１・Ｅ５＋ａＥ３・Ｅ３＋ａＥ５・Ｅ１＝０
Ｅ３²＝−２Ｅ１・Ｅ５

上記関係式を満足するようにモータの逆起電圧波形を設計し、これと同じ電流波形を出力すれば、トルクリップルのない相電流目標値を得ることができる。
逆起電圧Ｅ１〜Ｅ５はモータ回転速度ωに比例するので、モータの出力の式は以下のように表すことができる。
Ｔ＝Ｋ１・Ｉ１＋Ｋ３・Ｉ３＋Ｋ５・Ｉ５
ここで、Ｋ１〜Ｋ５は上述の手順で予め求められる定数である。相電流指令値の振幅は目標操舵トルクＴｔによって決まる。
したがって、各相の相電流指令値は、目標操舵トルクＴｔと電気角θとを入力として、図７に示す電流指令値演算部４０で算出することができる。

また、電流制御部５０は、ベクトル制御相指令値算出部４０から供給される電流指令値Ｉｕ^*，Ｉｖ^*，Ｉｗ^*から電流検出回路５１ｕ、５１ｖ、５１ｗで検出した各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに流れるモータ相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを減算して各相電流誤差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗを求める減算器５２ｕ、５２ｖ及び５０ｗと、求めた各相電流誤差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗに対して比例積分制御を行って指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを算出するＰＩ制御部５３とを備えている。

さらに、ＰＷＭ制御部６０は、上述したＰＩ制御部５３から出力される指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが入力され、これら指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じたデューティ比のＰＷＭ信号Ｐｕａ、Ｐｖａ、Ｐｗｂ及びそのオン・オフを反転したＰＷＭ信号Ｐｕｂ、Ｐｖｂ、Ｐｗｂを形成し、これらをインバータ回路３４ａ及び３４ｂに供給することにより、これらインバータ回路３４ａ及び３４ｂによって無結線モータ１２の各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに個別に各相指令電流を供給し、無結線式モータ１２を回転駆動する。このため、無結線式モータ１２で、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルク検出値Ｔに応じた必要とする操舵補助力を発生させる。

次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、車両が停車していると共に、無結線式モータ１２も停止しており、ステアリングホイール１が操舵されておらず、操舵トルクセンサ３で検出される操舵トルクＴが“０”であるものとすると、この状態では、操舵トルクＴが“０”であるので、目標補助操舵トルク算出部４３で算出される目標補助操舵トルクＴｔも零となり、これが乗算器４４ｕ〜４４ｗに供給される。

このとき、無結線式モータ１２の位相検知部３５で検出されるロータ２０の位相が電気角変換部４１に供給されて、このときの電気角θが例えば０°であるものとすると、相電流目標値算出部４２ｕから出力される相電流目標値Ｉｕｔは“０”、相電流目標値算出部４２ｖから出力される相電流目標値Ｉｖｔは相電流目標値Ｉｕｔに対して位相が１２０°遅れているので−Ｉｍａｘとなり、相電流目標値算出部４２ｗから出力される相電流目標値Ｉｗｔは相電流目標値Ｉｕｔに対して位相が１２０°進んでいるので＋Ｉｍａｘとなっている。

そして、これら相電流目標値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔが乗算器４４ｕ、４４ｖ及び４４ｗに供給されるが、これら乗算器４４ｕ、４４ｖ及び４４ｗには、上述したように、“０”の目標補助操舵トルクＴｔが入力されているので、これら乗算器４４ｕ、４４ｖ及び４４ｗから出力される相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*は“０”となり、これらが電流制御部５０に供給される。

この電流制御部５０には、電流センサ５１ｕ、５１ｖ及び５１ｗで検出された無結線式モータ１２の相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが入力されているが、無結線式モータ１２が停止しているので、相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗも“０”となっており、これらが電流制御部５０の減算器５２ｕ、５２ｖ及び５２ｗに供給される。
このため、減算器５２ｕ、５２ｖ及び５２ｗから出力される電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗも“０”となるので、ＰＩ制御部５３から出力される指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗも“０”となって、ＰＷＭ制御部６０から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比が５０％となり、無結線式モータ１２への駆動電流の供給が停止されて、無結線式モータ１２が停止状態を維持する。

この車両の停車状態での無結線式モータ１２の停止状態から運転者がステアリングホイール１を例えば右操舵する所謂据え切りを行うと、これに応じて操舵トルクセンサ３から運転者の操舵トルクに対応する操舵トルクＴが出力され、これが目標補助操舵トルク算出部４３に供給されるので、この目標操舵トルク算出部４３から比較的大きな目標補助操舵トルクＴｔが乗算器４４ｕ、４４ｖ及び４４ｗに出力される。

このとき、相電流目標値算出部４２ｕ、４２ｖ及び４２ｗから無結線式モータ１２の電気角θに応じた正弦波に３次高調波及び５次高調波を重畳した角が丸みを帯びた台形波状態の疑似矩形波となる互いに１２０°ずつ位相が異なる相電流目標値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔが乗算器４４ｕ、４４ｖ及び４４ｗに出力される。
このため、乗算器４４ｕ、４４ｖ及び４４ｗで、相電流目標値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔに目標補助操舵トルクＴｔを乗算して、振幅が目標補助操舵トルクＴｔとなる相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*が算出され、これが電流制御部５０の減算器５２ｕ、５２ｖ及び５２ｗに供給される。

このとき、無結線式モータ１２が停止しているので、電流センサ５１ｕ、５１ｖ及び５１ｗから出力される相電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗは“０”を維持しているので、減算器５２ｕ、５２ｖ及び５２ｗから相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*が電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗとしてＰＩ制御部５３に出力され、このＰＩ制御部５３で比例・積分演算が行われて指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗが算出され、これがＰＷＭ制御部６０に出力される。

このため、ＰＷＭ制御部６０から正弦波にその３次及び５次高調波を重畳した疑似矩形波状の誘起電圧波形と等しい正弦波にその３次及び５次高調波を重畳した疑似相電流波形となる相電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが各電機子巻線Ｌｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給される。このため、無結線式モータ１２で操舵トルクＴに基づく目標補助操舵トルクＴｔに応じた補助操舵力を発生し、この補助操舵力を減速ギヤ１１を介してステアリングシャフト２に伝達することができ、運転者が軽い操舵を行うことができる。

このとき、モータが従来のＹ結線式モータやΔ結線式モータのように励磁コイルの一端又は両端を互いに接続したものではなく、３相ブラシレスモータを形成する各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗが互いに結線されることなく独立して巻装された無結線式モータ１２であるので、各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗで個別に通電制御を行うことが可能であることから、３次及び５次高調波を含む疑似矩形波電流を、何ら制限を受けることなく通電することができる。したがって、モータ電流波形は、図８（ｂ）に示すように、逆起電圧波形と同様の正弦波に対して幅広で角を落として丸みのある疑似矩形波とすることができる。

このため、無結線式モータ１２の出力は、出力＝電流×電圧＝トルク×回転速度であるので、正弦波の逆起電圧及び駆動電流を使用する場合に比較して実効値を格段に向上させることができ、大きな出力を得ることができると共に、トルクリップルのない一定出力を得ることができる。
これに対して、前述した従来例では、逆起電圧波形は、図８（ｃ）に示すように、本実施形態と略同様の疑似矩形波とすることができるが、モータの励磁コイルに３次高調波成分を流すことができないので、電流波形は図８（ｄ）に示すように、幅狭の疑似矩形波となり、面積が小さくなって実効値が正弦波よりは良いが本実施形態に比較すると低下することになり、出力もその分減少することになる。

このように、第１の実施形態では、無結線モータ２０の励磁コイルＬｕ〜Ｌｗの逆起電圧波形及び駆動電流波形を共に３次高調波を含む疑似矩形波とすることができ、実効値を向上させて、大きな出力を得ることができる。すなわち、３次高調波は、疑似矩形波をフーリエ級数展開した際の係数が１次成分の次に大きいので、正弦波にその３次高調波を重畳することにより、実効値を上げるための効率が最もよくなり、大きな出力を得ることができる。

また、無結線式モータ１２を使用して、各励磁コイルの両端に夫々インバータ回路３４ａ及び３４ｂを接続し、これらインバータ回路３４ａ及び３４ｂを逆相駆動することにより、前述したように各励磁コイルの端子間電圧Ｖｕａｂ、Ｖｖａｂ及びＶｗａｂは、下記（１）式、（２）式及び（３）式で表される。
Ｖｕｎ＝２×Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ＋α） …………（１）
Ｖｖｎ＝２×Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α） …………（２）
Ｖｗｎ＝２×Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α） …………（３）

一方、同一構成のＹ結線モータの場合は等価回路が図９に示すように、各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの一端が互いに接続された中性点の電圧ＶｎがＶｎ＝０（Ｖ）であるので、各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗの端子間電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ及びＶｗｎは下記（４）式、（５）式及び（６）式で表される。
Ｖｕｎ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ＋α） …………（４）
Ｖｖｎ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α） …………（５）
Ｖｗｎ＝Ｖ₀×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３＋α） …………（６）

このため、励磁コイルＬｕを例にとると、本発明による無結線式モータ１２の端子電圧Ｖｕａ、Ｖｕｂ、端子間電圧Ｖｕａｂは図１０（ａ）に示すようになり、従来のＹ結線式モータの場合の端子電圧Ｖｕ、端子電圧Ｖｖ、端子間電圧Ｖｕｖ及び中性点電圧Ｖｎは図１０（ｂ）に示すようになる。一方、本発明による無結線式モータ１２の端子間電圧Ｖｕａｂ、Ｖｖａｂ、Ｖｗａｂは図１１（ａ）に示すようになり、従来のＹ結線式モータの場合のコイル両端電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ、Ｖｗｎは図１１（ｂ）に示すようになる。

これら図１０及び図１１から明らかなように、励磁コイルの両端に印加できる電圧振幅を比較した場合、無結線式モータ１２はＹ結線式モータを２倍の電源電圧で駆動した場合と同等の効果が得られる。したがって、バッテリー電圧Ｖｂを同一とした場合、無結線式モータでは励磁コイルＬｕ〜Ｌｗの駆動電圧を向上できるので、ステアリングホイール１を急操舵した場合に、電圧不足を生じることなく、最適な操舵補助力を発生させて円滑な操舵を行うことができる。

同様に、従来のΔ結線式モータの場合は、等価回路が図１２に示すようになり、端子間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕはＹ結線式モータの√３倍となるが、端子間電流が１／√３となり、本発明による無結線式モータ１２の励磁コイルＬｕ〜Ｌｗのコイル電流が図１３（ａ）に示すように規定電流を有効に使用できるのに対し、Δ結線式モータのコイル電流Ｉｕｖ、Ｉｖｗ、Ｉｗｕ及び相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは図１３（ｂ）に示すようになり、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが規定電流の１／√３となり、結局無結線式モータ１２ではΔ結線式モータを√３倍のモータ電流で通電したことと同等の効果が得られる。この結果、無結線式モータは励磁コイルのコイル電流を向上できるので、高トルク化を図ることができる。
したがって、Ｙ結線式モータとΔ結線式モータとを等価変換すると下記表１に示す関係式で表すことができる。

この関係式を用いて、等価交換されたＹ結線式モータ及びΔ結線式モータを、無結線式モータとした場合のモータ出力と電流特性は、Ｙ結線式モータのモータ定数で、無結線式モータに変更した場合のモータ出力特性は、図１４に示すように、破線図示のＹ結線式モータの回転速度に対して無結線式モータの回転速度は実線図示のように最大電流で規制された最大トルクからトルクが減少するに応じて回転速度の増加分が多くなることになり、回転速度を向上させることができる。

また、Δ結線モータのモータ定数で、無結線式モータに変更した場合のモータ出力特性は、図１５に示すように、破線図示のΔ結線式モータのトルク特性に対して、無結線式モータでは回転数が最大回転数から減少するに応じてトルクの増加分が多くなることになり、この分トルクを向上させることができる。
さらに、Ｙ結線式モータとΔ結線式モータの中間モータ定数で、無結線式モータに変更した場合のモータ出力特性は図１６に示すように、破線図示の従来モータの回転速度特性に対して、無結線式モータの場合には実線図示のように回転速度及びトルクの双方を向上させることができる。

このため、電動パワーステアリング装置に無結線式モータ１２を適用した場合に、必要とする特性に合わせてモータ定数を設定することにより、必要とする任意のモータ出力特性を得ることができる。
また、第１の実施形態のように、ＰＷＭ制御部６０から出力されるＰＷＭ信号Ｐｕａ、〜Ｐｗａがインバータ回路３４ａの上アーム部及びインバータ回路３４ｂの下アーム部に夫々供給され、残りのＰＷＭ信号Ｐｕｂ〜Ｐｗｂがインバータ回路３４ａの下アーム部及インバータ回路３４ｂの上アーム部に夫々供給することにより、１つの駆動制御回路１５で２つのインバータ回路３４ａ及び３４ｂを互いに逆極性で駆動することができ、全体の回路構成を簡易小型化することができると共に、駆動制御回路１５を構成するマイクロコンピュータ、デジタル信号処理装置、デジタルＩＣ等を簡略化することができる。

以上説明したように、本発明のモータ及びその駆動制御装置は、モータの高速回転時にもモータの端子電圧が飽和せず、トルクリップルを最小にする制御が可能となる。このため、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合、急速ハンドル操舵が滑らかに実行可能となり、運転手にハンドルの振動などの違和感を与えないという優れた効果がある。

なお、上記第１の実施形態においては、無結線式モータの誘起電圧波形と駆動電流波形とを同一の疑似矩形波状とする場合について説明したが、これに限定されるものではなく、誘起電圧波形又は駆動電流波形を位相及び形状は変化させず、振幅のみを変化させるようにしても上記第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
また、上記第１の実施形態においては、疑似矩形波を正弦波に３次及び５次高調波を重畳して形成する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、７次以上の高次高調波を重畳するようにしても良く、３次、５次、７次……の高調波の１つ又は複数を組み合わせて正弦波に重畳するようにしてもよい。

次に、本発明の第２の実施形態を図１７及び図１８について説明する。
この第２の実施形態は、駆動制御回路１５に疑似ベクトル制御を適用して制御するようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態では、図１７に示すように、駆動制御回路１５において、ベクトル制御相指令値算出回路７０で、ベクトル制御の優れた特性を利用してベクトル制御ｄ、ｑ成分の電流指令値を決定した後、この電流指令値を各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに対応した各相電流指令値に変換すると共に、電流制御部８０でｄ、ｑ制御ではなく、全て相制御で閉じるような構成としている。よって、電流指令値を算出する段階ではベクトル制御の理論を利用しているので、本制御方式を疑似ベクトル制御（Pseudo Vector Control 以下、「ＰＶＣ制御」と称す）と呼ぶ。

ベクトル制御相指令値算出回路７０は、各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに対する各相逆起電圧算出部としての換算部４１と、ｄ軸及びｑ軸電圧算出部としての３相／２相変換部７２と、ｑ軸の電流指令値Ｉｑ^*を算出するｑ軸指令電流算出部７３と、各相電流指令値算出部としての２相／３相変換部４４と、ｄ軸の電流指令値Ｉｄ^*を算出するｄ軸指令電流算出部７５と、操舵トルク検出値Ｔと車速検出値Ｖとから補助操舵するために必要な操舵トルク指令値Ｔ^*を算出するトルク指令値演算部７６と、この操舵トルク指令値Ｔ^*に基づいて無結線式モータ１２へのベース角速度ωｂを換算する換算部７７とを備えている。

このベクトル制御相電流指令値算出部７０では、位相検知部３５で検出されたロータ２０の位相を電気角変換部７８で電気角θｅに変換すると共に、この電気角θｅを微分回路７９で微分して電気角速度ωｅを算出し、これら電気角θｅ及び電気角速度ωｅでなるロータ位置検出信号と、前述した第１の実施形態における目標補助操舵トルク算出部４３に対応するトルク指令値演算部７６で演算された操舵トルク指令値Ｔ^*とが入力され、ベクトル制御による相指令値信号を算出する。

すなわち、ロータ２０の電気角θｅ及び電気角速度ωｅを換算部７１に入力し、換算部４１に格納されている換算表に基づいて各相の逆起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗが算出される。逆起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗは、正弦波に３次、５次高調波を重畳した図８（ａ）に示すように角を丸くした台形波状の疑似矩形波であり、各Ｎ（Ｎ＝３，５）次高調波の周波数はモータ電気角速度ωｅにＮを乗じたものである。
モータの電気角速度はモータの実速度をω、磁極数をＰとすると、Ｐ／２×ωで表される。次に、逆起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗはｄ−ｑ電圧算出部としての３相／２相変換部４２で下記（７）式及び（８）式に基づいて、ｄ軸及びｑ成分の電圧ｅｄ及びｅｑに変換される。

一方、ｄ軸の電流指令値Ｉｄ^*の算出は、換算部７７からのベース角速度ωｂ、微分回路７８からの電気角速度ωｅ、トルク指令値演算部７６からの操舵トルク指令値Ｔ^*を入力としてｄ軸指令電流算出部７５で下記（９）式に従って算出される。但し、Ｋｔはトルク係数、ωｂはモータのベース角速度で、ベース角速度ωｂは操舵トルク検出値Ｔを入力として換算部７７で求めている。
Ｉｄ^*＝−｜Ｔ／Ｋｔ｜・ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ） …………（９）

上記（９）式のａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）の項に監視、モータの回転速度が高速でない場合、つまり無結線式モータ１２の機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより低速次の場合は、ωｍ＜ωｂとなるのでａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）＝０となり、よってＩｄ^*＝０となる。しかし、高速回転時、つまり機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になると、電流指令値Ｉｄ^*の値が現れて、弱め開示制御を始める。上記（９）式に表されるように、電流指令値Ｉｄ^*は無結線式モータ１２の回転速度によって変化するため、高速度回転時の制御をつなぎ目なく円滑に行うことが可能であるという優れた効果がある。

また、別の効果としてモータ端子電圧の飽和の問題に関しても効果がある。モータの相電圧Ｖは、一般的に、
Ｖ＝Ｅ＋Ｒ・Ｉ＋Ｌ（ｄｉ／ｄｔ） …………（１０）
で表される。ここで、Ｅは逆起電圧、Ｒは固定抵抗、Ｌはインダクタンスであり、逆起電圧Ｅはモータが高速回転になるほど大きくなり、バッテリー電圧などの電源電圧は固定であるから、モータの制御に利用できる電圧範囲が狭くなる。この電圧飽和に達する角速度がベース角速度ωｂで、電圧飽和が生じるとＰＷＭ制御のデューティ比が１００％に達し、それ以上は電流指令値に追従できなくなり、その結果トルクリップルが大きくなる。

しかし、上記（９）式で表される電流指令値Ｉｄ^*は極性が負であり、上記（１０）式のＬ（ｄｉ／ｄｔ）に関する電流指令値Ｉｄ^*の誘起電圧成分は、逆起電圧Ｅと極性が反対となる。よって、高速回転になるほど値が大きくなる逆起電圧Ｅを、電流指令値Ｉｄ^*によって誘起される電圧で減じる効果を示す。その結果、無結線式モータ１２が高速回転になっても、電流指令値Ｉｄ^*の効果によってモータを制御できる電圧範囲が広くなる。つまり、電流指令値Ｉｄ^*の制御による弱め界磁制御によってモータの制御電圧は飽和せず、制御できる範囲が広くなり、モータの高速回転時にもトルクリップルが大きくなることを防止できる効果がある。

上述の電流指令値Ｉｄ^*の算出に関する回路系のブロック構成が図１８である。図１８において、トルク指令値演算部７６から入力される操舵トルク指令値Ｔ^*は換算部７７及びトルク係数部７５ｄに入力され、モータ１２の電気角速度ωｅは機械角算出部４５ａに入力される。機械角算出回路７５ａはモータの電気角速度ωｅからモータの機械角速度ωｍ（＝ωｅ／Ｐ）を算出し、ａｃｏｓ算出部７５ｂに入力する。また、換算部７７は、操舵トルク指令値Ｔ^*をベース角速度ωｂに換算してａｃｏｓ算出部７５ｂに入力し、トルク係数部７５ｄは操舵トルク指令値Ｔ^*を係数ｌｑｂ（＝Ｔ^*／Ｋｔ）に換算して絶対値部７５ｅに入力する。ａｃｏｓ算出部７５ｂは入力された機械角速度ωｍ及びベース角速度ωｂを基に、進角Φ＝ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）を算出してｓｉｎ算出部７５ｃに入力する。ｓｉｎ算出部７５ｃは、入力された進角ΦからｓｉｎΦを求めて−１倍する乗算器７５ｆに入力し、乗算器７５ｆはｓｉｎ算出部７５ｃからの進角Φと、絶対値部７５ｅからの絶対値｜Ｉｑｂ｜とを乗算して−１倍して電流指令値Ｉｄ^*を求める。下記（１１）式によって電流指令値Ｉｄ^*が求められ、これがｄ軸指令電流算出部７５の出力となる。
Ｉｄ^*＝−｜Ｉｑｂ｜×ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））…………（１１）
上記（１１）式に従って算出された電流指令値Ｉｄ^*は、ｑ軸指令電流算出部７３及び２相／３相変換部７４に入力される。

一方、ｑ軸の電流指令値Ｉｑ^*はｑ軸指令電流算出部７３において、２相電圧ｅｄ及びｅｑ、電気角速度ωｅ（＝ωｍ×Ｐ）、ｄ軸の電流指令値Ｉｄ^*を基に下記（１２）及び（１３）式で示すモータ出力方程式に基づいて算出される。即ち、モータ出力方程式は
Ｔ×ωｍ＝３／２（ｅｄ×Ｉｄ＋ｅｑ×Ｉｑ）…………（１２）
である。したがって、この（１２）式にＩｄ＝Ｉｄ^*，Ｉｑ＝Ｉｑ^*を代入すると
Ｉｑ^*＝２／３（Ｔ×ωｍ−ｅｄ×Ｉｄ^*）／ｅｑ………（１３）
となる。また、電流指令値Ｉｄ^*には前記（１１）式で算出した値を代入すれば良い。

上記（１３）式で示されるように、電流指令値Ｉｑ^*は、モータの出力は電力に相当するというモータの出力方程式から導かれているため、電流指令値Ｉｑ^*を容易に演算することができる。また、必要な操舵トルク指令値Ｔを得るための電流指令値Ｉｄ^*とバランスのとれた最適な電流指令値Ｉｑ^*を演算することができる。したがって、モータの高速回転時にもモータの端子電圧が飽和せず、トルクリップルを最小にする制御が可能となる。

本発明では上述したように電流指令値Ｉｄ^*及びＩｑ^*を入力として２相／３相変換部７４で電流指令値Ｉｕ^*，Ｉｖ^*，Ｉｗ^*を算出し、これらが電流制御部８０に供給される。
この電流制御部８０では、ベクトル制御相指令値算出部７０から供給される電流指令値Ｉｕ^*，Ｉｖ^*，Ｉｗ^*から電流検出回路５１ｕ、５１ｖ、５１ｗで検出した各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに流れるモータ相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを減算して各相電流誤差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗを求める減算器８２ｕ、８２ｖ及び８２ｗと、求めた各相電流誤差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗに対して比例積分制御を行って指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを算出するＰＩ制御部８３とを備えている。

そして、ＰＩ制御部８３から出力される指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが第１の実施形態と同様にＰＷＭ制御部６０に供給され、このＰＷＭ制御部６０で指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じたデューティ比のＰＷＭ信号Ｐｕａ、Ｐｖａ、Ｐｗｂ及びそのオン・オフを反転したＰＷＭ信号Ｐｕｂ、Ｐｖｂ、Ｐｗｂを形成し、これらをインバータ回路３４ａ及び３４ｂに供給することにより、これらインバータ回路３４ａ及び３４ｂによって無結線モータ１２の各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに個別に各相指令電流を供給し、無結線式モータ１２を回転駆動する。このため、無結線式モータ１２で、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルク検出値Ｔに応じた必要とする操舵補助力を発生させる。

このとき、ベクトル制御相指令値算出部７０の２相／３相変換部７４から出力される各相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*、Ｉｗ^*は、前述したように、換算部７１で算出される無結線式モータ１２の逆起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗｂは、正弦波に３次及び５次高調波を重畳した図８（ａ）に示すように角を丸くした台形状の疑似矩形波であるが、これに基づいて形成される相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*、Ｉｗ^*は２相／３相変換部７４を有するので、３次高調波成分の電流指令値を算出することができず、正弦波に３次高調波成分を除く５次高調波を重畳した図８（ｄ）に示す疑似矩形波となる。

このため、前述した第１の実施形態と比較して、無結線式モータ１２の励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに通電する駆動電流波形の幅が狭くなって、実効値が若干低下するが、十分な実効値を確保して、無結線式モータ１２を駆動することができ、前述した第１の実施形態のように、無結線式モータの電機子巻線をＹ結線又はΔ結線に対応させることにより、従来のＹ結線式モータの２倍の電源電圧で回転駆動して、急操舵した場合に、電圧不足を生じることなく最適な操舵補助力を発生させて円滑な操舵を行うことを可能としたり、又は従来のΔ結線式モータに比較して√３倍のモータ電流を通電して高トルクかを図ったり、Ｙ結線式モータとΔ結線式モータの中間のモータ定数で、無結線式モータに変更することにより、回転速度及びトルクの双方を向上させたりすることができる。

このため、電動パワーステアリング装置に無結線式モータ１２を適用した場合に、必要とする特性に合わせてモータ定数を設定することにより、必要とする任意のモータ出力特性を得ることができる。
また、第２の実施形態では、従来技術のｄ、ｑ制御によるフィードバック制御と異なり、フィードバック制御が各相制御のみで実行されている点で全く異なる。この結果、従来技術では、ｕ相で発生した非線形要素が、従来のｄ、ｑ制御によるフィードバック制御を実行する過程で、ｖ，ｗ各相まで分散して正しく補正制御できなくなる問題があったが、本実施形態ではｕ相の非線形要素はｕ相のみでフィードバック制御され、ｖ相、ｗ相には分散されないので、正しく補正制御できる。

このようなＰＶＣ制御を使用することにより、制御に含まれる非線形要素を各相に分離した状態でモータを制御でき、その結果トルクリップルの少ない、騒音が小さいモータ制御が可能になる。このため、電動パワーステアリング装置に適用した場合には、駐車時や緊急操舵においても騒音が小さく、スムーズで振動の少ないハンドル操作が可能になる。

次に、本発明の第３の実施形態を図１９について説明する。
この第３の実施形態では、駆動制御回路１５の構成を全てベクトル制御で行うようにしたものである。
すなわち、第３の実施形態では、図１９に示すように、前述した第２の実施形態におけるベクトル制御相電流指令値算出部７０の２相／３相変換部７４が省略されていると共に、電流検出器５１ｕ、５１ｖ及び５１ｗで検出したモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力し、これらをｑ軸及びｄ軸の検出電流Ｉｄｑ及びＩｄｄに変換する３相／２相変換部９０が設けられ、さらに電流制御部８０が以下のように変更されていることを除いては図１７と同様の構成を有し、図１７との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。

電流制御部８０は、ベクトル制御相指令値算出部７０のｑ軸指令電流算出部７３から出力されるｑ軸指令電流Ｉｑ^*及びｄ軸指令電流算出部７５から出力されるｄ軸指令電流Ｉｄ^*が一方の入力側に、３相／２相変換部９０から出力される検出電流Ｉｄｑ及びＩｄｄが他方の入力側に供給されて、両者の電流誤差ΔＩｑ及びΔＩｄを算出する減算器８２ｑ及び８２ｄと、これら減算器８２ｑ及び８２ｄから出力される電流誤差ΔＩｑ及びΔＩｄに対して比例積分制御を行って指令電圧Ｖｑ及びＶｄを算出するＰＩ制御部８４と、このＰＩ制御部８４から出力される指令電圧Ｖｑ及びＶｄを三相指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに変換する２相／３相変換部８５とを備えている。そして、２相／３相変換部８５から出力される３相指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗがＰＷＭ制御部６０に供給される。

この第３の実施形態によると、ベクトル制御相指令値算出部７０では、前述した第２の実施形態と同様に、換算部７１で算出される正弦波に３次、５次及び７次高調波を重畳した逆起電圧ｅｕ、ｅｖ及びｅｗを算出し、これを３相／２相変換部７２で指令電圧ｅｄ及びｅｑに変換してからｑ軸指令電流算出部７３で操舵トルク指令値Ｔ^*に応じたｑ軸指令電流Ｉｑ^*を算出すると共に、ｄ軸指令値電流算出部７５で操舵トルク指令値Ｔ^*に応じたｄ軸指令電流Ｉｄ^*を算出する。

そして、これらｑ軸指令電流Ｉｑ^*及びｄ軸指令電流Ｉｄ^*を電流制御部８０に出力する。この電流制御部８０では、ベクトル制御相電流指令値算出部７０から入力されるｑ軸指令電流Ｉｑ^*及びｄ軸指令電流Ｉｄ^*と、電流検出器５１ｕ、５１ｖ及び５１ｗで検出した電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを３相／２相変換部９０で変換した検出電流Ｉｄｑ及びＩｄｄとが減算器８２ｑ及び８２ｕに供給されるので、これら減算器８２ｑ及び８２ｕから電流誤差ΔＩｑ及びΔＩｄが出力される。これら電流偏差ΔＩｑ及びΔＩｄがＰＩ制御部８４で比例積分演算されて指令電圧Ｖｑ及びＶｄが算出され、これら指令電流Ｖｑ及びＶｄが２相／３相変換部８５で三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに変化され、これらがＰＷＭ制御部６０に供給されるので、このＰＷＭ制御部６０で指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じたデューティ比のＰＷＭ信号Ｐｕａ、Ｐｖａ、Ｐｗｂ及びそのオン・オフを反転したＰＷＭ信号Ｐｕｂ、Ｐｖｂ、Ｐｗｂを形成し、これらをインバータ回路３４ａ及び３４ｂに供給することにより、これらインバータ回路３４ａ及び３４ｂによって無結線モータ１２の各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに個別に各相指令電流を供給し、無結線式モータ１２を回転駆動する。このため、無結線式モータ１２で、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルク検出値Ｔに応じた必要とする操舵補助力を発生させる。

このため、上記第３の実施形態でも、前述した第２の実施形態と同様に、無結線式モータ１２の励磁コイルＬｕ〜Ｌｗの逆起電圧及び駆動電流の波形を、正弦波に３次高調波を除く５次，７次の高調波を重畳した疑似矩形波とすることができ、無結線式モータ１２の実効値を向上させて大きな出力を得ることができる。

次に、本発明の第４の実施形態を図１９について説明する。
この第４の実施形態は、ベクトル制御相電流算出部７０を省略して、通常の電動パワーステアリング装置の駆動制御回路を適用し、電流制御部８０で高調波を重畳するようにしたものである。
すなわち、第４の実施形態では、図２０に示すように、駆動制御回路１５が電流指令値演算部１００と、電流制御部１１０と、ＰＷＭ制御部６０とで構成されている。

電流指令値演算部１００は、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルク検出値Ｔ及び車速センサ１８で検出した車速検出値Ｖが入力され、これらに基づいて車速検出値Ｖをパラメータとして操舵トルク検出値Ｔ及び操舵補助指令値Ｔ^*との関係を示す特性線図で構成される操舵補助指令値算出テーブルを参照して操舵補助指令値Ｔ^*を算出する操舵補助指令値演算部１０１と、各種補償値を算出する補償部１０２と、操舵補助指令値演算部１０１から出力される操舵補助指令値Ｔ^*と補償部１０２から出力される補償値Ｃを加算してトルク指令値Ｔ^*′を算出する加算器１０３と、この加算器１０３から出力されるトルク指令値Ｔ^*′をｑ軸電流指令値Ｉｑ^*に変換するｑ軸指令電流算出部１０４とで構成されている。

ここで、補償部１０２は、車両のヨーの収斂性を改善するために、ステアリングホイール１が振れ回る動作に対してブレーキをかける制御を行う収斂性制御部１０５、モータ慣性を加減速させるトルクを操舵トルク検出値Ｔから排除し、慣性感の操舵感とする慣性補償部１０６、モータ角速度ωｅと操舵トルク検出値Ｔに基づいてセルフアライニングトルク（ＳＡＴ）を推定して路面情報及び外乱の影響を排除する制御を行うＳＡＴ制御部１０７とを少なくとも有し、収斂性制御部１０５の制御値、慣性補償部１０６の補償値及びＳＡＴ制御部１０７の制御値を夫々加算器１０８及び１０９で加算されて補償値として加算器１０３に供給する。

また、電流制御部１１０は、“０”に設定されたｄ軸指令電流Ｉｄ^*と電流検出器５１ｕ〜５１ｗで検出した電流検出値Ｉｕ〜Ｉｗをｄ軸及びｑ軸の電流検出値に変換する３相／２相変換部９０からのｄ軸検出電流Ｉｄｄとが入力されて両者の電流誤差ΔＩｄを算出する減算器１１１ｄと、ｑ軸電流指令値算出部１０４で算出されたｑ軸指令電流Ｉｑ^*と３相／２相変換部９０からのｑ軸検出電流Ｉｄｑが入力されて両者の電流誤差ΔＩｑを算出する減算器１１１ｑと、これら減算器１１１ｄ及び１１１ｑから出力される電流誤差ΔＩｄ及びΔＩｑに対して比例積分演算を行って指令電圧Ｖｄ及びＶｑを算出するＰＩ制御部１１２と、このＰＩ制御部１１２から出力される指令電圧Ｖｄ及びＶｑを三相指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに変換する２相／３相変換部１１３と、ＰＩ制御部１１２から出力される指令電圧Ｖｄ及びＶｑに基づいて５次高調波成分Ｖ５を演算する５次高調波成分演算部１１４と、２相／３相変換部１１３から出力される三相指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに５次高調波成分演算部５４で演算した５次高調波成分Ｖ５を加算する加算器１１５ｕ、１１５及び１１５ｗとを備えている。そして、加算器１１５ｕ、１１５ｖ及び１１５ｗから出力される５次高調波成分Ｖ５を重畳した三相指令電圧Ｖｕ′、Ｖｖ′及びＶｗ′がＰＷＭ制御部６０に供給される。

ここで、５次高調波成分演算部１１４では、入力される指令電圧Ｖｄ及びＶｑに基づいた下記（１４）式の演算を行って５次高調波成分Ｖ５を算出する。
Ｖ５＝√（２／３）√｛Ｖｄ²＋（−Ｖｑ）²｝ｓｉｎ５（θ＋φ） ……（１４）
ここで、Ｖｑ≠０のときφ＝ｔａｎ^-1｛Ｖｄ／（−Ｖｑ）｝であり、Ｖｑ＝０のときφ＝１π／２である。

この第４の実施形態によると、電流制御部１１０で算出する三相指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに正弦波の５次高調波成分を重畳して三相指令電圧Ｖｕ′、Ｖｖ′及びＶｗ′を算出し、これをＰＷＭ制御部６０に供給するので、無結線式モータ１２の各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに前述した図８（ｄ）に示す５次高調波を重畳した駆動電流を通電することができ、実行値を向上させて、大きな出力を得ることができる。

なお、上記第４の実施形態では、電流制御部１１０で５次高調波成分を重畳する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電流指令値演算部１００側で５次高調波成分を重畳させるようにしてもよい。
また、上記第４の実施形態においては、５次高調波成分演算部１１４で５次高調波成分Ｖ５を演算する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、７次、９次等の高調波成分も演算して、これらを重畳することもできる。

さらに、上記各実施形態においては、駆動制御回路１５とインバータ回路３４ａ及び３４ｂを図５に示すように接続した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、インバータ回路３４ａ及び３４ｂに対して個別に駆動制御回路１５を設けて、両インバータ回路３４ａ及び３４ｂを個別に逆位相で制御するようにしてもよい。
さらにまた、上記各実施形態においては、インバータ回路３４ａ及び３４ｂを夫々６つのスイッチング素子を有する構成とした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図２１に示すように、各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗ毎に４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を設けたＨブリッジ回路Ｈｕ、Ｈｖ及びＨｗを構成し、各Ｈブリッジ回路Ｈｕ、Ｈｖ及びＨｗのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＰＷＭ制御部６０で駆動制御することにより、前述した第１〜第３の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

なおさらに、上記各実施形態においては、本発明を無結線式の３相ブラシレスモータに適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、複数Ｎ（Ｎは３以上の整数）相のブラシレスモータ又は他のモータに適用することもできる。
また、上記各実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、他の駆動モータを有する任意の装置に本発明を適用することができる。

本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第１の実施形態を示すシステム構成図である。 操舵トルクセンサから出力される操舵トルク検出値の出力特性を示す特性図である。 無結線式モータを示す断面図である。 図３のロータを示す斜視図である。 無結線式モータの駆動回路を示すブロック図である。 無結線式モータの等価回路を示す回路図である。 無結線式モータのインバータを駆動する駆動制御回路を示すブロック図である。 無結線式モータの誘起電圧及びモータ電流を示す特性線図である。 従来のＹ結線式モータの等価回路を示す回路図である。 無結線式モータの端子電圧とＹ結線式モータの端子電圧とを示す特性線図である。 無結線式モータのコイル両端電圧とＹ結線モータのコイル両端電圧とを示す特性線図である。 従来のΔ結線式モータの等価回路を示す回路図である。 無結線式モータのコイル電流とΔ結線式モータの相電流及コイル電流とを示す特性線図である。 無結線式モータのモータ定数をＹ結線式モータのモータ定数に設定した場合のモータ特性を示す特性線図である。 無結線式モータのモータ定数をΔ結線式モータのモータ定数に設定した場合のモータ特性を示す特性線図である。 無結線式モータのモータ定数をＹ結線式モータ及びΔ結線式モータのモータ定数の中間に設定した場合のモータ特性を示す特性線図である。 本発明の第２の実施形態を示すブロック図である。 図１７のｄ軸指令電流算出部の具体的構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態を示すブロック図である。 インバータ回路の他の例を示す回路図である。

符号の説明

１…ステアリングホイール、２…ステアリングシャフト、３…操舵トルクセンサ、８…ステアリングギヤ、１０…操舵補助機構、１２…無結線式モータ、１５…駆動制御回路、１６…バッテリー、１７…イグニッションキー、１８…車速センサ、２０…ロータ、２１…ハウジング、２７…ロータコア、２８…ロータマグネット、３１…ステータ、３３…励磁コイル、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ…三相励磁コイル、３４ａ，３４ｂ…インバータ回路、３５…位相検知部、４０…相電流指令値演算部、４１…電気各変換部、４２ｕ〜４２ｗ…相電流目標値算出部、４３…目標操舵補助トルク算出部、４４ｕ〜４４ｗ…乗算器、５０…電流制御部、５１ｕ〜５１ｗ…電流検出器、５２ｕ〜５２ｗ…減算器、５３…ＰＩ制御部、６０…ＰＷＭ制御部、７０…ベクトル制御相電流指令値算出部、７１…換算部、７２…３相／２相変換部、７３…ｑ軸指令電流算出部、７４…２相／３相変換部、７５…ｄ軸指令電流算出部、７６…トルク指令値演算部、７８…電気角変換部、７９…微分回路、８０…電流制御部、８２ｕ〜８２ｗ…減算器、８３…ＰＩ制御部、９０…３相／２変換部、１００…電流指令値演算部、１０１…操舵補助指令値演算部、１０２…補償部、１０３…加算器、１０４…電流指令値演算部、１１０…電流制御部、１１１ｕ〜１１１ｗ…加算器、１１２…ＰＩ制御部、１１３…２相／３相変換部、１１４…５次高調波成分演算部、１１５ｕ〜１１５ｗ…加算器、Ｈ１〜Ｈ４…Ｈブリッジ回路

Claims (16)

1. 永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに独立して配設したステータとを有し、各電機子巻線に個別に、当該各電機子巻線の逆起電圧波形及び駆動電流波形の少なくとも一方を疑似矩形波としたことを特徴とする無結線式モータ。
2. 前記疑似矩形波は、正弦波にその高調波成分を重畳して形成されていることを特徴とする請求項１に記載の無結線式モータ。
3. 前記疑似矩形波は、正弦波信号に、その３次、５次、７次の高調波成分の何れか１つ又は複数を重畳して形成されていることを特徴とする請求項１に記載の無結線式モータ。
4. 永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに独立して配設したステータとを有し、前記各電機子巻線にＮ次高調波電流を通電可能に構成したことを特徴とする無結線式モータ。
5. 永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに独立して配設したステータとを有する無結線式モータと、各電機子巻線に個別に且つ当該電機子巻線の両端に夫々接続され当該各電機子巻線の電流波形を疑似矩形波状とする駆動信号を供給する一対のインバータ回路と、該一対のインバータ回路を駆動制御する駆動制御回路とを備えていることを特徴とする無結線式モータの駆動制御装置。
6. 前記駆動制御回路は、前記無結線式モータの各電機子巻線の高調波を含む疑似矩形波状の起電圧波形に基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されていることを特徴とする請求項５に記載の無結線式モータの駆動制御装置。
7. 前記駆動制御回路は、前記無結線式モータの各電機子巻線に対する相電流指令値に高調波成分を重畳して補正した補正電流指令値に基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されていることを特徴とする請求項５に記載の無結線式モータの駆動制御装置。
8. 前記無結線式モータの電気角を検出する電気角検出回路を有し、前記駆動制御回路は、前記電気角検出手段で検出した電気角に基づいて高調波成分を重畳した前記無結線式モータの電機子巻線に対する相電流目標値を個別に出力する相電流目標値算出部と、該相電流目標値算出部で算出した各相電流目標値と制御電流指令値とを乗算して前記無結線式モータの電機子巻線に対する相電流指令値を算出する相電流指令値算出部とを有する電流指令値演算部と、前記各電機子巻線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づいて各電機子巻線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えていることを特徴とする請求項５に記載の無結線式モータの駆動制御装置。
9. 前記相電流目標値算出部は、前記無結線式モータの電機子巻線における高調波成分を重畳した誘起電圧波形と同一波形の高調波成分を重畳した相電流指令値波形と前記無結線式モータの電気角との関係を記憶した記憶テーブルを有し、前記電気角検出回路で検出した電気角をもとに前記記憶テーブルを参照して相電流目標値を算出するように構成されていることを特徴とする請求項８に記載の無結線式モータの駆動制御装置。
10. 前記請求項５乃至９の何れか１項に記載の無結線式モータの駆動装置を使用したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
11. 操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式モータと、各電機子巻線に個別に且つ当該電機子結線の両端に夫々接続された当該各電機子巻線の電流波形を疑似矩形波状とする一対のインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を出力する駆動制御回路とを備えていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
12. 前記駆動制御回路は、前記無結線式モータの各電機子巻線の高調波を含む逆起電圧波形に対応する各電機子巻線の相電流目標値と前記操舵トルクに基づくトルク指令値とに基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されていることを特徴とする請求項１１に記載の電動パワーステアリング装置。
13. 前記駆動制御回路は、前記操舵トルク検出値に基づいて前記各電機子巻線に対する相電流指令値を算出する相電流指令値演算部と、前記各電機子巻線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づいて各電機子巻線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えていることを特徴とする請求項１１に記載の電動パワーステアリング装置。
14. 前記無結線式モータの電気角を検出する電気角検出回路を有し、前記相電流指令値演算部は、前記電気角に基づいて前記無結線式モータの各電機子巻線に対応する高調波を含む逆起電圧に対応する相電流目標値を算出する相電流目標値算出部と、前記相電流目標値と前記操舵トルク検出値とに基づいて各電機子巻線に対する相電流指令値を算出する相電流指令値算出部とを備えていることを特徴とする請求項１３に記載の電動パワーステアリング装置。
15. 前記駆動制御回路は、前記操舵トルク検出値に基づいて算出した前記無結線式モータの各電機子巻線に対する相電流指令値と、各電機子巻線の電流検出値との偏差に基づいて算出される各電機子巻線に対する指令電圧に、高調波成分を重畳して前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されていることを特徴とする請求項１１に記載の電動パワーステアリング装置。
16. 前記電流制御部は、前記相電流指令値と前記相電流との偏差に基づいて相電圧指令値を算出する電流制御器と、該電流制御器で算出した相電圧指令値に高調波成分を重畳して補正相電圧指令値を算出する高調波重畳部と、該高調波重畳部の補正相電圧指令値に基づいて前記一対のインバータに供給するパルス幅変調信号でなる制御信号を発生させるパルス幅変調部とで構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の電動パワーステアリング装置。

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