JP2003102177A - 電力変換器の制御方法 - Google Patents
電力変換器の制御方法Info
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- JP2003102177A JP2003102177A JP2002269359A JP2002269359A JP2003102177A JP 2003102177 A JP2003102177 A JP 2003102177A JP 2002269359 A JP2002269359 A JP 2002269359A JP 2002269359 A JP2002269359 A JP 2002269359A JP 2003102177 A JP2003102177 A JP 2003102177A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】直流中間回路に平滑コンデンサを備えた電力変
換器において、該直流回路を介して接続される各変換器
の直流電流の不一致をなくし、直流電圧の変動を抑制し
て、平滑コンデンサの容量を低減する。 【構成】交流を直流に変換する第１の変換器，直流を交
流に変換する第２の変換器を備え、両変換器は平滑コン
デンサを備えた直流中間回路を介して接続され、第２の
変換器は電流制御器により交流出力電流が制御される電
力変換装置であって、該電流に応じて第１の変換器の電
流を連係制御する方法において、第２の変換器の電流指
令値に基づいてその変化率を加味した演算により、該変
換器の直流入力電流を推定し、該推定値に応じて第１の
変換器の電流を制御する。
換器において、該直流回路を介して接続される各変換器
の直流電流の不一致をなくし、直流電圧の変動を抑制し
て、平滑コンデンサの容量を低減する。 【構成】交流を直流に変換する第１の変換器，直流を交
流に変換する第２の変換器を備え、両変換器は平滑コン
デンサを備えた直流中間回路を介して接続され、第２の
変換器は電流制御器により交流出力電流が制御される電
力変換装置であって、該電流に応じて第１の変換器の電
流を連係制御する方法において、第２の変換器の電流指
令値に基づいてその変化率を加味した演算により、該変
換器の直流入力電流を推定し、該推定値に応じて第１の
変換器の電流を制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は２種類の変換器を用いた
電力変換装置であって、特に変換器の直流中間回路に大
容量の平滑コンデンサを備えるものに好適な制御方法及
び制御装置に関する。
電力変換装置であって、特に変換器の直流中間回路に大
容量の平滑コンデンサを備えるものに好適な制御方法及
び制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】圧延機駆動などの電動機制御システムや
揚水発電などの電力制御システムに、最近ではＧＴＯな
どの自己消弧素子を用いた電力変換器を用いる方式が実
用化されている。これらの大容量電力変換器の主回路
は、交流を直流に変換する第１の変換器（コンバータ）
と、これに直流回路を介して接続され、直流を交流に変
換する第２の変換器（インバ−タ）、さらに直流回路に
大容量平滑コンデンサを備えて構成される。このもので
は平滑コンデンサの変換器全体に占める体積割合が大き
く、この小型化が変換器のコンパクト化に不可欠であ
る。
揚水発電などの電力制御システムに、最近ではＧＴＯな
どの自己消弧素子を用いた電力変換器を用いる方式が実
用化されている。これらの大容量電力変換器の主回路
は、交流を直流に変換する第１の変換器（コンバータ）
と、これに直流回路を介して接続され、直流を交流に変
換する第２の変換器（インバ−タ）、さらに直流回路に
大容量平滑コンデンサを備えて構成される。このもので
は平滑コンデンサの変換器全体に占める体積割合が大き
く、この小型化が変換器のコンパクト化に不可欠であ
る。
【０００３】コンデンサの機能の１つは、第１の変換器
と第２の変換器の電力授受の不一致による直流電圧の変
動を抑制することにある。従って、直流電圧の変動を別
途低減できればコンデンサ容量を削減でき、コンパクト
化が可能である。このため従来は、 （１）直流電圧を所定値に制御する電圧制御器の出力値
に応じて、第１の変換器の電流を制御し、直流電圧を一
定に制御する。（例えば特開昭61−109491号公報に記載
のものがある。） （２）第２の変換器の電流指令値を第一の変換器の電流
指令値に加算し、フィードフォワード制御により、第２
の変換器の電流変化に同期して第１の変換器の電流を制
御する。（例えば特開平3−245793号公報に記載のもの
がある。） などの方式が適用されている。
と第２の変換器の電力授受の不一致による直流電圧の変
動を抑制することにある。従って、直流電圧の変動を別
途低減できればコンデンサ容量を削減でき、コンパクト
化が可能である。このため従来は、 （１）直流電圧を所定値に制御する電圧制御器の出力値
に応じて、第１の変換器の電流を制御し、直流電圧を一
定に制御する。（例えば特開昭61−109491号公報に記載
のものがある。） （２）第２の変換器の電流指令値を第一の変換器の電流
指令値に加算し、フィードフォワード制御により、第２
の変換器の電流変化に同期して第１の変換器の電流を制
御する。（例えば特開平3−245793号公報に記載のもの
がある。） などの方式が適用されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記の（１）の方式で
は、第２の変換器の電流変化に伴う直流電圧の変動に応
じて、第１の変換器の電流が制御される。このため、第
２の変換器に対して第１の変換器に電流の制御遅れが存
在し、この結果、直流電圧が変動する。
は、第２の変換器の電流変化に伴う直流電圧の変動に応
じて、第１の変換器の電流が制御される。このため、第
２の変換器に対して第１の変換器に電流の制御遅れが存
在し、この結果、直流電圧が変動する。
【０００５】一方、上記（２）の方式では両変換器間の
交流電流の不一致（時間遅れ）を無くせるが、後述のよ
うに変換器自体の動作に基づいて、交流電流と直流電流
の間に不一致（比例係数の変化）が存在するため、やは
り直流電圧の変動を最小化することができない。
交流電流の不一致（時間遅れ）を無くせるが、後述のよ
うに変換器自体の動作に基づいて、交流電流と直流電流
の間に不一致（比例係数の変化）が存在するため、やは
り直流電圧の変動を最小化することができない。
【０００６】本発明の目的は、直流中間回路に大容量の
平滑コンデンサを備える電力変換器において、直流電流
の不一致を補償し、直流電圧の変動を最小化して、平滑
コンデンサ容量を低減することにある。
平滑コンデンサを備える電力変換器において、直流電流
の不一致を補償し、直流電圧の変動を最小化して、平滑
コンデンサ容量を低減することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的は、交流を直流
に変換し出力電圧が制御可能な第１の変換器と、この直
流を交流に変換する第２の変換器を備え、両変換器は平
滑コンデンサを備えた直流中間回路を介して接続され、
かつ各変換器はそれぞれの電流制御器により交流入力電
流あるいは交流出力電流が制御される電力変換装置であ
って、第２の変換器の交流出力電流の変化に応じて第１
の変換器の交流入力電流を連係制御する制御方法におい
て、第２の変換器の交流出力電流の指令値あるいは実際
値に基づいてその変化率を加味した演算により、該第２
の変換器の入力電力あるいは直流入力電流を推定し、第
１の変換器の出力電力あるいは直流出力電流が第２の変
換器の入力電力あるいは直流入力電流に一致するよう
に、前記推定値に基づいてこれに必要な第１の変換器の
交流電流値を演算し、この演算値に応じて第１の変換器
の交流電流を制御することにより達成される。
に変換し出力電圧が制御可能な第１の変換器と、この直
流を交流に変換する第２の変換器を備え、両変換器は平
滑コンデンサを備えた直流中間回路を介して接続され、
かつ各変換器はそれぞれの電流制御器により交流入力電
流あるいは交流出力電流が制御される電力変換装置であ
って、第２の変換器の交流出力電流の変化に応じて第１
の変換器の交流入力電流を連係制御する制御方法におい
て、第２の変換器の交流出力電流の指令値あるいは実際
値に基づいてその変化率を加味した演算により、該第２
の変換器の入力電力あるいは直流入力電流を推定し、第
１の変換器の出力電力あるいは直流出力電流が第２の変
換器の入力電力あるいは直流入力電流に一致するよう
に、前記推定値に基づいてこれに必要な第１の変換器の
交流電流値を演算し、この演算値に応じて第１の変換器
の交流電流を制御することにより達成される。
【０００８】
【作用】第２の変換器の電流指令値に基づいて、その変
化率を加味した演算により、該変換器の負荷である電動
機の漏れインダクタンス電圧降下を考慮しながら、第２
の変換器の入力（出力）電力および直流入力電流を推定
する。第１の変換器の直流出力電流を第２の変換器の直
流入力電流に一致させるための、第１の変換器の交流入
力電流値を、前記推定値に基づいて演算し、これに応じ
て該変換器の交流入力電流を制御する。これにより、第
１の変換器の直流出力電流を第２の変換器の直流入力電
流に、電流変化時を含め可及的に一致させることがで
き、直流回路電圧の変動を抑制でき平滑コンデンサ容量
を低減できる。
化率を加味した演算により、該変換器の負荷である電動
機の漏れインダクタンス電圧降下を考慮しながら、第２
の変換器の入力（出力）電力および直流入力電流を推定
する。第１の変換器の直流出力電流を第２の変換器の直
流入力電流に一致させるための、第１の変換器の交流入
力電流値を、前記推定値に基づいて演算し、これに応じ
て該変換器の交流入力電流を制御する。これにより、第
１の変換器の直流出力電流を第２の変換器の直流入力電
流に、電流変化時を含め可及的に一致させることがで
き、直流回路電圧の変動を抑制でき平滑コンデンサ容量
を低減できる。
【０００９】
【実施例】本発明の一実施例について、図１により説明
する。１と４は交流を直流に変換又は直流を交流に変換
する変換器（第１および第２の変換器と呼称）で、両変
換器の直流端子同士は接続され、その正負端子間には直
流電圧の変動を抑制するための平滑コンデンサ６が接続
されている。交流電源２と変換器１の交流側はリプル電
流抑制用のリアクトル３を介して接続され、変換器４の
交流側には交流電動機５が接続され、変換器４から可変
電圧可変周波数の交流電力が供給される。
する。１と４は交流を直流に変換又は直流を交流に変換
する変換器（第１および第２の変換器と呼称）で、両変
換器の直流端子同士は接続され、その正負端子間には直
流電圧の変動を抑制するための平滑コンデンサ６が接続
されている。交流電源２と変換器１の交流側はリプル電
流抑制用のリアクトル３を介して接続され、変換器４の
交流側には交流電動機５が接続され、変換器４から可変
電圧可変周波数の交流電力が供給される。
【００１０】７は直流回路電圧の指令値Ｖdc* とその検
出値Ｖdc＾の差に応じて変換器１の交流電流指令値ｉd1
*(振幅指令値）を出力する電圧制御器(ＡＶＲ）、８は
ｉd1*に後述の電流指令値ｉd2* を加算する加算器、９
は加算器８の出力値に振幅が比例し、交流電源２の電圧
と同位相の交流電流指令値ｉs*（瞬時値指令）を出力す
る交流電流指令演算器、１０はｉs*と変換器１の交流電
流検出値ｉs＾ の差に応じて変換器１の入力電圧指令値
Ｖc*を出力する電流制御器（ＡＣＲ1 ）、１１はＶc*に
応じて変換器１の交流入力電圧Ｖc をパルス幅制御する
パルス幅変調器（ＰＷＭ）である。
出値Ｖdc＾の差に応じて変換器１の交流電流指令値ｉd1
*(振幅指令値）を出力する電圧制御器(ＡＶＲ）、８は
ｉd1*に後述の電流指令値ｉd2* を加算する加算器、９
は加算器８の出力値に振幅が比例し、交流電源２の電圧
と同位相の交流電流指令値ｉs*（瞬時値指令）を出力す
る交流電流指令演算器、１０はｉs*と変換器１の交流電
流検出値ｉs＾ の差に応じて変換器１の入力電圧指令値
Ｖc*を出力する電流制御器（ＡＣＲ1 ）、１１はＶc*に
応じて変換器１の交流入力電圧Ｖc をパルス幅制御する
パルス幅変調器（ＰＷＭ）である。
【００１１】１２は電動機５の回転速度ωr を検出する
速度検出器（ＰＧ）、１３は速度指令値ωr* と速度検
出値ωr＾の差に応じて変換器４の出力電流指令値ｉt*
（電動機５のトルク電流指令値）を出力する速度制御器
（ＡＳＲ）、１４はｉt*に基づいて出力電流瞬時値指令
ｉＭ*を出力するベクトル演算器（ＶＥＣ．Ｃ)、１５は
ｉＭ*と出力電流検出値ｉＭ＾ の差に応じて変換器４の
出力電圧指令値ＶＭ* を出力する電流制御器（ＡＣ
Ｒ2）、１６はＶＭ*に応じて変換器４の交流出力電圧Ｖ
Ｍをパルス幅制御するパルス幅変調器（ＰＷＭ）であ
る。
速度検出器（ＰＧ）、１３は速度指令値ωr* と速度検
出値ωr＾の差に応じて変換器４の出力電流指令値ｉt*
（電動機５のトルク電流指令値）を出力する速度制御器
（ＡＳＲ）、１４はｉt*に基づいて出力電流瞬時値指令
ｉＭ*を出力するベクトル演算器（ＶＥＣ．Ｃ)、１５は
ｉＭ*と出力電流検出値ｉＭ＾ の差に応じて変換器４の
出力電圧指令値ＶＭ* を出力する電流制御器（ＡＣ
Ｒ2）、１６はＶＭ*に応じて変換器４の交流出力電圧Ｖ
Ｍをパルス幅制御するパルス幅変調器（ＰＷＭ）であ
る。
【００１２】破線内Ａは本発明に直接関係する部分であ
り、１７は電流指令値ｉt*に基づいて変換器４の直流入
力電流推定値ｉI＾ を演算する演算器、１８は変換器１
の直流出力電流ｉc がｉI に一致するように変換器１の
交流電流ｉs を制御するための電流指令値ｉd2*をｉI^
に基づいて演算する演算器である。
り、１７は電流指令値ｉt*に基づいて変換器４の直流入
力電流推定値ｉI＾ を演算する演算器、１８は変換器１
の直流出力電流ｉc がｉI に一致するように変換器１の
交流電流ｉs を制御するための電流指令値ｉd2*をｉI^
に基づいて演算する演算器である。
【００１３】次に全体の動作について説明する。前記破
線内Ａを除く構成は、ＰＷＭ制御コンバータとＰＷＭ制
御インバータを用いた交流電動機の速度制御装置として
周知である。すなわち、変換器４およびこれに関係の制
御要素１２〜１６は、電動機５を速度制御する電動機側
ＰＷＭインバータを構成し、また、変換器１およびこれ
に関係の制御要素７〜１１は、直流回路電圧Ｖdcを一定
にして電源力率を１.0に制御する電源側ＰＷＭコンバー
タを構成する。
線内Ａを除く構成は、ＰＷＭ制御コンバータとＰＷＭ制
御インバータを用いた交流電動機の速度制御装置として
周知である。すなわち、変換器４およびこれに関係の制
御要素１２〜１６は、電動機５を速度制御する電動機側
ＰＷＭインバータを構成し、また、変換器１およびこれ
に関係の制御要素７〜１１は、直流回路電圧Ｖdcを一定
にして電源力率を１.0に制御する電源側ＰＷＭコンバー
タを構成する。
【００１４】以下では先ず、従来方式の動作と問題点に
ついて述べ、その後、本発明の特徴要素１７，１８を加
えた全体の動作について述べる。
ついて述べ、その後、本発明の特徴要素１７，１８を加
えた全体の動作について述べる。
【００１５】（１）従来方式の動作と問題点
変換器１の交流入力電流ｉs は、電圧制御器７の動作に
従い、直流電圧Ｖdcの変動に応じて制御される。例え
ば、変換器４の出力が速度指令値ωr*の変更等により増
加した場合、変換器４の直流入力電流ｉI の増加により
Ｖdcが低下するがこのとき同時に、電圧制御器７の動作
に従い電流指令値ｉd1* が増加し、これに伴い電流制御
器１０の動作に従ってｉs も増加するため、ｉc もｉs
に応じて増加し、Ｖdcの低下が補償される。
従い、直流電圧Ｖdcの変動に応じて制御される。例え
ば、変換器４の出力が速度指令値ωr*の変更等により増
加した場合、変換器４の直流入力電流ｉI の増加により
Ｖdcが低下するがこのとき同時に、電圧制御器７の動作
に従い電流指令値ｉd1* が増加し、これに伴い電流制御
器１０の動作に従ってｉs も増加するため、ｉc もｉs
に応じて増加し、Ｖdcの低下が補償される。
【００１６】ところで、変換器１が順変換動作を行う場
合、交流入力電圧Ｖc をＶs よりリアクトル３の電圧降
下分だけ低くなるように制御する必要がある。このと
き、Ｖc とｉs の積で与えられる変換器１の入力電力Ｐ
c は、ｉs が増加方向に制御されても直接にはｉs に比
例して増加しない。これは、リアクトル３において電圧
降下Ｌs(ｄｉs／ｄt）を生じるためで、変換器１に到達
する電力Ｐc は数１で示される。
合、交流入力電圧Ｖc をＶs よりリアクトル３の電圧降
下分だけ低くなるように制御する必要がある。このと
き、Ｖc とｉs の積で与えられる変換器１の入力電力Ｐ
c は、ｉs が増加方向に制御されても直接にはｉs に比
例して増加しない。これは、リアクトル３において電圧
降下Ｌs(ｄｉs／ｄt）を生じるためで、変換器１に到達
する電力Ｐc は数１で示される。
【００１７】
【数１】
【００１８】ここで、ｖsqはｖs の大きさ（相電圧実効
値）、ｉsqはｖs に同相なｉs 成分（実効値）、Ｌs は
交流電源回路のインダクタンス（／相）であり、電源力
率＝１.０(ｉsd＝０）を仮定している。このとき、直流
電流ｉc は数２で示される。
値）、ｉsqはｖs に同相なｉs 成分（実効値）、Ｌs は
交流電源回路のインダクタンス（／相）であり、電源力
率＝１.０(ｉsd＝０）を仮定している。このとき、直流
電流ｉc は数２で示される。
【００１９】
【数２】
ｉc＝Ｐc／Ｖdc …（数２）
以上より、ｉs に対するＰc およびｉc の変化の様子を
図２に示す。ｉs の変化期間中はＰc はＰs より減少
し、ｉs に対するＰc 値が定常時に比べ減少する。
図２に示す。ｉs の変化期間中はＰc はＰs より減少
し、ｉs に対するＰc 値が定常時に比べ減少する。
【００２０】一方、変換器４は、電動機のトルクに応じ
て所要の電流ｉＭを出力する。ｉＭは変換器出力電圧Ｖ
Ｍと電動機速度起電力ＥＭの差が電動機漏れインダクタ
ンスＬＭに作用する結果として流れる。電流制御器１５
の動作に従いｉＭ*−ｉＭ＾に応じてＶＭが制御され、
ｉＭがｉＭ* に一致するように制御されることは前述の
変換器１の場合と同様である。
て所要の電流ｉＭを出力する。ｉＭは変換器出力電圧Ｖ
Ｍと電動機速度起電力ＥＭの差が電動機漏れインダクタ
ンスＬＭに作用する結果として流れる。電流制御器１５
の動作に従いｉＭ*−ｉＭ＾に応じてＶＭが制御され、
ｉＭがｉＭ* に一致するように制御されることは前述の
変換器１の場合と同様である。
【００２１】しかし、変換器４は逆変換動作を行うた
め、ｉＭを増加させる際には、ＶＭをＥＭより漏れイン
ダクタンスＬＭの電圧降下分だけ高くする必要がある。
め、ｉＭを増加させる際には、ＶＭをＥＭより漏れイン
ダクタンスＬＭの電圧降下分だけ高くする必要がある。
【００２２】このとき、変換器４の出力電力ＰI は数３
で示され、右辺第２項に相当する分だけ電動機出力ＰＭ
（＝ＥＭq×ｉＭq）より大きくなる。
で示され、右辺第２項に相当する分だけ電動機出力ＰＭ
（＝ＥＭq×ｉＭq）より大きくなる。
【００２３】
【数３】
【００２４】ここで、ＥＭqはＥＭの大きさ（相電圧実
効値）、ｉＭqはＥＭに同相なｉＭのトルク電流成分
（実効値）、ＬＭは電動機の漏れインダクタンス（／
相）であり、励磁電流は変化しない（ｄｉＭd／ｄt＝
０）ことを仮定している。このとき、直流電流ｉI は数
４で示される。
効値）、ｉＭqはＥＭに同相なｉＭのトルク電流成分
（実効値）、ＬＭは電動機の漏れインダクタンス（／
相）であり、励磁電流は変化しない（ｄｉＭd／ｄt＝
０）ことを仮定している。このとき、直流電流ｉI は数
４で示される。
【００２５】
【数４】
ｉI＝ＰI／Ｖdc …（数４）
上述より、ｉＭqに対するＰI およびｉI の変化の様子
を図３に示す。ｉＭqの変化期間中はＰI はＰＭより増
加し、ｉＭq に対するＰI 値が定常時に比べ増加する。
を図３に示す。ｉＭqの変化期間中はＰI はＰＭより増
加し、ｉＭq に対するＰI 値が定常時に比べ増加する。
【００２６】図４は従来方式の問題点を表したもので、
従来方式のようにＰＭ（＝ＥＭq×ｉＭq）の演算値ある
いはｉＭqに比例するようにｉs を制御（ＰＭの演算値
あるいはｉＭq*相当を直接に図１の加算器８に加算）し
た場合の、Ｐc とＰI およびｉc とｉI の関係を示す。
ｉＭの変化期間における両直流電流の差（ｉI−ｉc）
は、コンデンサ６から供給されるため、コンデンサの放
電に伴い直流電圧が変動（低下）する。この電圧変動を
許容値以内とするように大容量のコンデンサが必要であ
った。
従来方式のようにＰＭ（＝ＥＭq×ｉＭq）の演算値ある
いはｉＭqに比例するようにｉs を制御（ＰＭの演算値
あるいはｉＭq*相当を直接に図１の加算器８に加算）し
た場合の、Ｐc とＰI およびｉc とｉI の関係を示す。
ｉＭの変化期間における両直流電流の差（ｉI−ｉc）
は、コンデンサ６から供給されるため、コンデンサの放
電に伴い直流電圧が変動（低下）する。この電圧変動を
許容値以内とするように大容量のコンデンサが必要であ
った。
【００２７】（２）本発明の原理と動作
直流電圧の変動は、ｉI とｉc の差に比例する。そこ
で、本発明のものでは、電流指令値ｉＭq*に基づいてＰ
I の推定値ＰI＾を演算し、さらにＰI＾ に基づいてＰc
＝ＰI とするためのｉs の指令値ｉd2* を演算し、こ
れに応じてｉs を制御する。このとき、ｉI とｉc の差
は減少し直流電圧の変動が抑制される。これが本発明の
原理であり、図１の破線内がこの制御を行う部分であ
る。
で、本発明のものでは、電流指令値ｉＭq*に基づいてＰ
I の推定値ＰI＾を演算し、さらにＰI＾ に基づいてＰc
＝ＰI とするためのｉs の指令値ｉd2* を演算し、こ
れに応じてｉs を制御する。このとき、ｉI とｉc の差
は減少し直流電圧の変動が抑制される。これが本発明の
原理であり、図１の破線内がこの制御を行う部分であ
る。
【００２８】次に本発明の動作について述べる。変換器
４の電力ＰI は数３で与えられるため、この推定値ＰI
＾ が数５に従い演算器１７においてｉt*に基づき演算
される。
４の電力ＰI は数３で与えられるため、この推定値ＰI
＾ が数５に従い演算器１７においてｉt*に基づき演算
される。
【００２９】
【数５】
【００３０】ここで、ＬＭ*はＬＭに対応する設定値、
ＥＭ*はＥＭqの演算値で、数６に従い演算される。
ＥＭ*はＥＭqの演算値で、数６に従い演算される。
【００３１】
【数６】
ＥＭ*＝ωr＾φ* …（数６）
ここで、ωr＾ は電動機の回転速度検出値、φ* は電動
機磁束の指令値である。変換器４の直流入力電流ｉI は
数４で示されるため、この推定値ｉI＾ が同様に演算器
１７において数７に従い演算される。
機磁束の指令値である。変換器４の直流入力電流ｉI は
数４で示されるため、この推定値ｉI＾ が同様に演算器
１７において数７に従い演算される。
【００３２】
【数７】
ｉI＾＝ＰI＾／Ｖdc＾ …（数７）
ここで、Ｖdc＾は直流回路電圧の検出値である。このｉ
I ＾に基づいて、Ｐc＝ＰI すなわち、ｉc ＝ｉI とす
るための、ｉs の指令値ｉd2* が以下のようにして演算
される。
I ＾に基づいて、Ｐc＝ＰI すなわち、ｉc ＝ｉI とす
るための、ｉs の指令値ｉd2* が以下のようにして演算
される。
【００３３】変換器１の電力Ｐc は数１で示されるが、
仮りにｉs がｉI＾ に応じて数８に従い制御されるもの
とすれば、Ｐc は数９で示される。
仮りにｉs がｉI＾ に応じて数８に従い制御されるもの
とすれば、Ｐc は数９で示される。
【００３４】
【数８】
【００３５】
【数９】
【００３６】ここで、（Ｌs／Ｖsq）|Ｐｉsq|≪１ の
場合においては数１０が成立する。
場合においては数１０が成立する。
【００３７】
【数１０】
【００３８】すなわち、このときＰc はｉI＾ に対して
線形化され、ｉI＾ に比例してＰcおよびｉc を制御す
ることができる。このためのｉsqの指令値ｉｄ2* が演
算器１８において数１１に従い演算される。
線形化され、ｉI＾ に比例してＰcおよびｉc を制御す
ることができる。このためのｉsqの指令値ｉｄ2* が演
算器１８において数１１に従い演算される。
【００３９】
【数１１】
【００４０】ここで、Ｔc は変換器１の電流制御系の応
答時定数である。上述のように、演算器１７，１８によ
り、ｉt* に基づいてｉI＾ を推定し、さらにｉI＾ か
らｉc＝ｉI とするためのｉd2* を演算してｉs を制御
するようにしたため、数１２が成立し、Ｖdcの変動が抑
制される。
答時定数である。上述のように、演算器１７，１８によ
り、ｉt* に基づいてｉI＾ を推定し、さらにｉI＾ か
らｉc＝ｉI とするためのｉd2* を演算してｉs を制御
するようにしたため、数１２が成立し、Ｖdcの変動が抑
制される。
【００４１】
【数１２】
【００４２】なお、前述の制御だけでは、演算誤差のた
め、Ｐc＝ＰI、ｉc＝ｉIが完全には成立せずＶdcの変動
が残る場合があるが、このときは電圧制御器７の出力ｉ
d1*により変動が補償され、Ｖdcは一定に保たれる。
め、Ｐc＝ＰI、ｉc＝ｉIが完全には成立せずＶdcの変動
が残る場合があるが、このときは電圧制御器７の出力ｉ
d1*により変動が補償され、Ｖdcは一定に保たれる。
【００４３】以上により、本発明によれば、直流電圧の
変動を抑制でき、平滑コンデンサ６の容量を低減するこ
とができる。
変動を抑制でき、平滑コンデンサ６の容量を低減するこ
とができる。
【００４４】なお、演算器１７，１８の演算内容は、変
換器１が順変換動作を行い、変換器４が逆変換動作を行
う場合に限らず、電動機５が回生運転を行う場合のよう
に変換器４が順変換動作、変換器１が逆変換動作を行う
場合においても同一である。また前記実施例では、ｉt*
に基づいてｉd2* を演算しているが、ｉt*の代りにトル
ク電流検出値ｉt＾ を用いることもできる。
換器１が順変換動作を行い、変換器４が逆変換動作を行
う場合に限らず、電動機５が回生運転を行う場合のよう
に変換器４が順変換動作、変換器１が逆変換動作を行う
場合においても同一である。また前記実施例では、ｉt*
に基づいてｉd2* を演算しているが、ｉt*の代りにトル
ク電流検出値ｉt＾ を用いることもできる。
【００４５】前記実施例では、変換器１に、ＰＷＭ制御
コンバータを用いた場合について述べたが、周知の点弧
位相制御サイリスタコンバータを用いる場合についても
本発明を適用し同様に効果が得られる。すなわち、前記
実施例と同様にして変換器４のＰc またはｉc をｉt*か
ら推定し、これに応じてｉd2* を決定し変換器１（サイ
クロコンバータ）の直流電流ｉc を制御することにより
前記実施例と同様に直流電圧の変動を抑制できる。な
お、サイリスタコンバータの場合、交流入力電流と直流
出力電流は比例するため、ｉI ＾をそのままｉd2* に用
いることができる。また、変換器１の代りに可変電圧の
直流を出力するチョッパを用いた装置にも同様に適用で
き、同様の効果が得られる。
コンバータを用いた場合について述べたが、周知の点弧
位相制御サイリスタコンバータを用いる場合についても
本発明を適用し同様に効果が得られる。すなわち、前記
実施例と同様にして変換器４のＰc またはｉc をｉt*か
ら推定し、これに応じてｉd2* を決定し変換器１（サイ
クロコンバータ）の直流電流ｉc を制御することにより
前記実施例と同様に直流電圧の変動を抑制できる。な
お、サイリスタコンバータの場合、交流入力電流と直流
出力電流は比例するため、ｉI ＾をそのままｉd2* に用
いることができる。また、変換器１の代りに可変電圧の
直流を出力するチョッパを用いた装置にも同様に適用で
き、同様の効果が得られる。
【００４６】なお、本発明は、交流電動機駆動用変換装
置に限らず、可変速揚水発電システムなどの発電機制御
用変換装置にも適用でき、同様の効果が得られる。この
場合、変換器１は電源系統に、変換器４は巻線型誘導発
電機の二次巻線に接続され二次励磁制御を行う。さらに
本発明は、変換器１および４がそれぞれ交流系統に接続
され、交流系統間の電力変換を行う装置にも適用でき、
同様の効果が得られる。
置に限らず、可変速揚水発電システムなどの発電機制御
用変換装置にも適用でき、同様の効果が得られる。この
場合、変換器１は電源系統に、変換器４は巻線型誘導発
電機の二次巻線に接続され二次励磁制御を行う。さらに
本発明は、変換器１および４がそれぞれ交流系統に接続
され、交流系統間の電力変換を行う装置にも適用でき、
同様の効果が得られる。
【００４７】
【発明の効果】本発明によれば、変換器間の直流電流の
不一致による直流電圧の変動が抑制されるため、平滑コ
ンデンサの容量を低減することができる。
不一致による直流電圧の変動が抑制されるため、平滑コ
ンデンサの容量を低減することができる。
【図１】本発明の一実施例で電動機駆動用電力変換装置
の構成図である。
の構成図である。
【図２】従来方式における電源側変換器の動作特性図で
ある。
ある。
【図３】従来方式における電動機側変換器の動作特性図
である。
である。
【図４】従来方式における電力変換装置の問題点を説明
するための図である。
するための図である。
１…第１の変換器、２…交流電源、３…リアクトル、４
…第２の変換器、５…交流電動機、６…平滑コンデン
サ、７…電圧制御器、８…加算器、９…交流電流指令演
算器、１０，１５…電流制御器、１１，１６…パルス幅
変調器、１２…速度検出器、１３…速度制御器、１４…
ベクトル演算器、１７，１８…演算器。
…第２の変換器、５…交流電動機、６…平滑コンデン
サ、７…電圧制御器、８…加算器、９…交流電流指令演
算器、１０，１５…電流制御器、１１，１６…パルス幅
変調器、１２…速度検出器、１３…速度制御器、１４…
ベクトル演算器、１７，１８…演算器。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１４年９月３０日（２００２．９．３
０）
０）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２７】（２）本発明の原理と動作
直流電圧の変動は、変換器４の直流入力電流ｉIと変換
器１の直流出力電流ｉcの差に比例する。そこで、本発
明のものでは、電流指令値ｉＭq*に基づいて変換器４の
出力電力ＰI の推定値ＰI＾を演算し、さらにＰI＾に基
づいて変換器１に到達する電力Ｐｃを、Ｐc＝ＰIとする
ための変換器１の交流入力電流ｉs の指令値ｉd2*を演
算し、これに応じてｉsを制御する。このとき、ｉIとｉ
cの差は減少し直流電圧の変動が抑制される。これが本
発明の原理であり、図１の破線内がこの制御を行う部分
である。
器１の直流出力電流ｉcの差に比例する。そこで、本発
明のものでは、電流指令値ｉＭq*に基づいて変換器４の
出力電力ＰI の推定値ＰI＾を演算し、さらにＰI＾に基
づいて変換器１に到達する電力Ｐｃを、Ｐc＝ＰIとする
ための変換器１の交流入力電流ｉs の指令値ｉd2*を演
算し、これに応じてｉsを制御する。このとき、ｉIとｉ
cの差は減少し直流電圧の変動が抑制される。これが本
発明の原理であり、図１の破線内がこの制御を行う部分
である。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３０】ここで、Ｐit*はｉt*の時間変化率ｄit*／
ｄｔ、ＬＭ*はＬＭに対応する設定値、ＥＭ*はＥＭqの
演算値で、数６に従い演算される。
ｄｔ、ＬＭ*はＬＭに対応する設定値、ＥＭ*はＥＭqの
演算値で、数６に従い演算される。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３３】変換器１の電力Ｐc は数１で示されるが、
仮りにｉs がｉI＾ に応じて数８に従い制御されるもの
とすれば、Ｐc は数９で示される。ここで、数８，数９
においてＰＬｓはｄＬｓ／ｄｔを略記したものである。
仮りにｉs がｉI＾ に応じて数８に従い制御されるもの
とすれば、Ｐc は数９で示される。ここで、数８，数９
においてＰＬｓはｄＬｓ／ｄｔを略記したものである。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３６】ここで、(Ｌs／Ｖsq）|Ｐｉsq|≪１の場合
においては数１０が成立する。ここで、Ｐｉsqはｄｉsq
／ｄｔを略記したものである。
においては数１０が成立する。ここで、Ｐｉsqはｄｉsq
／ｄｔを略記したものである。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４０】ここで、Ｐは微分演算子ｄ／ｄｔを略記し
たものであり、Ｔc は変換器１の電流制御系の応答時定
数である。上述のように、演算器１７，１８により、ｉ
t*に基づいてｉI＾を推定し、さらにｉI＾からｉc＝ｉI
とするためのｉd2* を演算してｉsを制御するようにし
たため、数１２が成立し、Ｖdcの変動が抑制される。
たものであり、Ｔc は変換器１の電流制御系の応答時定
数である。上述のように、演算器１７，１８により、ｉ
t*に基づいてｉI＾を推定し、さらにｉI＾からｉc＝ｉI
とするためのｉd2* を演算してｉsを制御するようにし
たため、数１２が成立し、Ｖdcの変動が抑制される。
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フロントページの続き
(72)発明者 飛世 正博
茨城県日立市大みか町五丁目２番１号 株
式会社日立製作所大みか工場内
Ｆターム(参考） 5H750 AA10 BA01 BA09 CC04 CC14
DD07 DD14 DD26 DD27 FF02
Claims (2)
- 【請求項１】交流を直流に変換し、出力電圧が制御可能
な第１の変換器と、この直流を交流に変換する第２の変
換器とを備え、両変換器は平滑コンデンサを備えた直流
中間回路を介して接続し、かつ各変換器はそれぞれの電
流制御器により交流入力電流または交流出力電流が制御
される電力変換装置であって、前記第２の変換器の交流
出力電流の変化に応じて前記第１の変換器の交流入力電
流を連係制御する電力変換器の制御方法において、 前記第２の変換器の交流出力電流の指令値あるいは前記
第２の変換器の交流出力電流値に基づいて、 該指令値あるいは出力電流値に比例した第１の値に、 前記指令値あるいは出力電流値の、微分値に比例した第
２の値と前記第１の値との積と、を加えて求めた前記第
２の変換器の入力電力、あるいは該入力電力と前記直流
中間回路の直流電圧とから求めた前記第２の変換器の直
流入力電流を推定値として、 前記第１の変換器の出力電力を前記第２の変換器の入力
電力に一致させるか、あるいは前記第１の変換器の直流
出力電流を前記第２の変換器の直流入力電流に一致する
ように、 前記第２の変換器の直流入力電流推定値と、該直流入力
電流推定値の微分値に比例した値と前記直流入力電流推
定値との積と、を加えて求めた前記第１の変換器の交流
電流指令値を演算し、該指令値を用いて前記第１の変換
器の交流電流を制御することを特徴とする電力変換器の
制御方法。 - 【請求項２】請求項１に記載の電力変換器の制御方法に
おいて、前記第１の変換器を前記第２の変換器の直流入
力電流推定値と、該直流入力電流推定値の微分値に比例
した値と前記直流入力電流推定値との積と、を加えて求
めた前記第１の変換器の交流電流指令値によってパルス
幅制御することを特徴とする電力変換器の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002269359A JP2003102177A (ja) | 2002-09-17 | 2002-09-17 | 電力変換器の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002269359A JP2003102177A (ja) | 2002-09-17 | 2002-09-17 | 電力変換器の制御方法 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17978495A Division JP3381465B2 (ja) | 1995-07-17 | 1995-07-17 | 電力変換器の制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003102177A true JP2003102177A (ja) | 2003-04-04 |
Family
ID=19196885
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002269359A Pending JP2003102177A (ja) | 2002-09-17 | 2002-09-17 | 電力変換器の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003102177A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1555744A2 (en) * | 2004-01-14 | 2005-07-20 | Fanuc Ltd | Power converter and inverter including converter circuit |
| JP2006067754A (ja) * | 2004-08-30 | 2006-03-09 | Hitachi Ltd | コンバータおよびそのコンバータを用いてなる電力変換装置 |
| WO2011016214A1 (ja) * | 2009-08-04 | 2011-02-10 | パナソニック株式会社 | 電力変換装置及び誘導加熱装置 |
| JP5316976B2 (ja) * | 2010-02-25 | 2013-10-16 | 富士電機株式会社 | 電流推定回路 |
| CN105243478A (zh) * | 2015-09-28 | 2016-01-13 | 国家电网公司 | 一种基于浴盆失效曲线的水电机组劣化评估方法 |
-
2002
- 2002-09-17 JP JP2002269359A patent/JP2003102177A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1555744A2 (en) * | 2004-01-14 | 2005-07-20 | Fanuc Ltd | Power converter and inverter including converter circuit |
| EP1555744A3 (en) * | 2004-01-14 | 2007-06-20 | Fanuc Ltd | Power converter and inverter including converter circuit |
| JP2006067754A (ja) * | 2004-08-30 | 2006-03-09 | Hitachi Ltd | コンバータおよびそのコンバータを用いてなる電力変換装置 |
| US7471525B2 (en) | 2004-08-30 | 2008-12-30 | Hitachi Appliances, Inc. | Converter and power converter that becomes it with the converter |
| JP4601044B2 (ja) * | 2004-08-30 | 2010-12-22 | 日立アプライアンス株式会社 | 電力変換装置およびその電力変換装置を備えた空気調和機 |
| WO2011016214A1 (ja) * | 2009-08-04 | 2011-02-10 | パナソニック株式会社 | 電力変換装置及び誘導加熱装置 |
| US9179504B2 (en) | 2009-08-04 | 2015-11-03 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Electric power converting apparatus and induction heating apparatus |
| JP5316976B2 (ja) * | 2010-02-25 | 2013-10-16 | 富士電機株式会社 | 電流推定回路 |
| CN105243478A (zh) * | 2015-09-28 | 2016-01-13 | 国家电网公司 | 一种基于浴盆失效曲线的水电机组劣化评估方法 |
| CN105243478B (zh) * | 2015-09-28 | 2018-11-23 | 国家电网公司 | 一种基于浴盆失效曲线的水电机组劣化评估方法 |
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