JP3277138B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電力をコンバ
ータにより直流電力に変換し、さらにインバータにより
任意の周波数の交流電力に変換して、誘導電動機を駆動
制御するシステムにおいて、特に直流リンク電圧の脈動
に起因するトルクリプルを抑制する電力変換装置の改良
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、電源からの交流電力をコンバー
タにより直流電力に変換し、この直流電力を直流コンデ
ンサにより平滑化し、さらにインバータにより任意の周
波数の交流電力に変換して、誘導電動機を駆動制御する
システムにおいては、コンバータから直流コンデンサに
流れる電流に高調波が重畳するため、直流リンク電圧が
脈動する。

【０００３】この場合、直流リンク電圧の脈動の周波数
は、電源が３相の場合には、電源周波数ｆ_soの６倍周波
数６ｆ_soであり、電源が単相の場合には、電源周波数ｆ
_soの２倍周波数２ｆ_soである。

【０００４】一方、インバータにより直流電圧から３相
交流を作り出す場合、直流リンク電圧の変動によって、
相電流のビート現象とトルクのリプルが発生し問題とな
る。

【０００５】この相電流のビート現象とは、直流リンク
電圧の変動周波数とインバータの出力周波数ｆ_i との差
の周波数で、相電流が振動する現象であり、トルクに関
しては直流リンク電圧の変動周波数のリプルが生じる。

【０００６】これは、特に電源が単相である場合に、直
流リンク電圧の変動周波数が低いため、問題となる。

【０００７】電源周波数が、５０Ｈｚ，６０Ｈｚの場合
には、直流リンク電圧の変動周波数は、１００Ｈｚ，１
２０Ｈｚとなる。

【０００８】そこで、最近では、例えば文献１（「コン
バータ・インバータシステムにおけるビート現象の抑制
法」電気学会論文誌Ｄ部門Ｖｏｌ．１０９ Ｎｏ．５
Ｐ．３６３）において、相電流のビート現象に関して、
その原因が相電圧に重畳する正負間のアンバランス電圧
にあるとして、このアンバランスを除去する制御方法が
提案されてきている。

【０００９】以下に、従来の相電流ビート現象を抑制す
るための具体的な方法について、図１０を用いて説明す
る。

【００１０】図１０は、従来の電力変換装置の概略構成
例を示すブロック図である。

【００１１】図１０において、単相電源１からの単相交
流電力を単相コンバータ２により直流電力に変換し、直
流コンデンサ３により平滑化し、さらにインバータ４に
より任意の周波数の交流電力に変換して、誘導電動機６
を駆動制御するシステムとなっている。

【００１２】一方、滑り周波数制御器２９により滑り角
周波数基準ω_s ^* が算出され、速度検出器７により検出
された誘導電動機６の速度（角周波数）ω_r と加算され
ることによって、インバータ４の出力角周波数基準ω_i
^* が算出される。

【００１３】また、電圧検出器８により検出された、直
流コンデンサ３の端子電圧である直流リンク電圧Ｖ
_dcは、平均値演算器３０により平均値Ｖ_dc ^* が算出さ
れ、変動量演算器１８によりその平均値からの変動量Δ
Ｖ_dcが演算される。そして、変動量ΔＶ_dcを平均値Ｖ_dc
で除した（割った）値が、ゲイン位相補償器２０に入力
される。

【００１４】さらに、ゲイン位相補償器２０では、入力
となる電源周波数ｆ_soの２倍周波数２ｆ_soの正弦波に、
ゲイン補償と位相補償を行なった正弦波が出力される。

【００１５】この出力は、インバータ４の出力角周波数
の補償値Δω_i であり、インバータ４の出力角周波数基
準ω_i ^* に加算されて、インバータ４の出力角周波数ω
_i となる。

【００１６】そして、このインバータ４の出力角周波数
ω_i は、積分器１１により積分されてインバータ４の出
力電圧位相角θ_i となり、ゲート制御器１７へ入力され
る。

【００１７】さらに、ゲート制御器１７では、このイン
バータ４の出力電圧位相角θ_i を基に、インバータ４に
ゲート信号が発生される。

【００１８】ところで、上記文献１では、電流ビートに
関して、ゲイン・位相補償器の設定法を解析的に求めて
いる。

【００１９】さらに、ゲインおよび位相を微調整するこ
とによって、トルクリプルが抑制できる点を指摘してい
る。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ゲイン
および位相を微調整することによって、トルクリプルが
抑制できるという点に関しては、シミュレーションの結
果からその効果を指摘しているのみであり、その根拠に
ついては一切述べられていない。

【００２１】また、運転状況に応じた調整が必要である
点を指摘しているものの、その理論的な裏付けがないた
めに調整法が不明確であり、実際の調整は困難であると
いう問題がある。

【００２２】本発明の目的は、理論的に求めた補償量に
よって逐次補償を行なうことにより、いかなる運転状
態、あるいは各パラメータ値が異なるような制御対象で
も、調整を不要としてトルクリプルを効果的に抑制する
ことが可能な信頼性の高い電力変換装置を提供すること
にある。

【００２３】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１の発明では、電源からの交流電力を直流
電力に変換して出力するコンバータと、コンバータから
出力される直流電力を平滑化する直流コンデンサと、直
流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意の周波
数の交流電力に変換して誘導電動機を駆動制御するイン
バータと、誘導電動機の２次磁束ベクトルを演算する手
段と、演算された２次磁束ベクトルに直交する電流を演
算する手段と、演算された２次磁束ベクトルに一致する
電流に脈動が存在する状態で、演算された２次磁束ベク
トルに直交する電流の値が一定となるように、２次磁束
ベクトルに対するインバータの出力電圧の位相角を制御
する手段とを備える。

【００２４】従って、請求項１の発明の電力変換装置に
おいては、インバータの出力電圧の位相角を操作するこ
とにより、トルク電流の脈動を抑制することができる。

【００２５】また、励磁電流は変動するが、２次磁束が
追従しないことから、２次磁束はほぼ一定であるため、
誘導電動機の発生トルクも一定となり、トルクリプルを
抑制することができる。

【００２６】これにより、機械系への影響を低減するこ
とができ、また騒音も小さくすることができる。

【００２７】また、請求項２の発明では、電源からの交
流電力を直流電力に変換して出力するコンバータと、コ
ンバータから出力される直流電力を平滑化する直流コン
デンサと、直流コンデンサにより平滑化された直流電力
を任意の周波数の交流電力に変換して誘導電動機を駆動
制御するインバータと、誘導電動機の２次磁束軸に一致
した軸をｄ軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸と
するｄｑ軸回転座標系上で制御を行なうベクトル制御手
段と、ｑ軸成分の電流を検出あるいは演算する手段と、
ｄ軸成分の電流に脈動が存在する状態で、検出あるいは
演算されたｑ軸成分の電流の値が一定となるように、ｄ
軸に対するインバータの出力電圧の位相角を制御する手
段とを備える。

【００２８】従って、請求項２の発明の電力変換装置に
おいては、上記請求項１の発明の電力変換装置と同様な
作用効果を得ることができる。

【００２９】特に、ベクトル制御の場合には、例えば２
次磁束軸にｄ軸を一致して制御するため、新たに磁束軸
を検出あるいは演算する必要がなく、容易に実現するこ
とができる。

【００３０】

【００３１】

【００３２】

【００３３】

【００３４】

【００３５】

【００３６】

【００３７】

【００３８】

【００３９】

【００４０】

【００４１】

【００４２】

【００４３】

【００４４】

【００４５】

【００４６】

【００４７】

【００４８】

【００４９】

【００５０】

【００５１】

【００５２】

【００５３】

【００５４】一方、請求項３の発明では、電源からの交
流電力を直流電力に変換して出力するコンバータと、コ
ンバータから出力される直流電力を平滑化する直流コン
デンサと、直流コンデンサにより平滑化された直流電力
を任意の周波数の交流電力に変換して誘導電動機を駆動
制御するインバータと、誘導電動機の２次磁束ベクトル
を演算する手段と、誘導電動機の出力トルクを検出ある
いは演算する手段と、演算された２次磁束ベクトルに一
致する電流に脈動が存在する状態で、検出あるいは演算
された出力トルクの値が一定となるように、演算された
２次磁束ベクトルに対するインバータの出力電圧の位相
角を制御する手段とを備える。

【００５５】従って、請求項３の発明の電力変換装置に
おいては、トルクを直接制御するため、上記請求項１お
よび請求項２の発明の電力変換装置に比べて、より厳密
にトルク脈動を抑制することができる。

【００５６】さらに、この場合には、モデル化誤差や外
乱等に対しても、効果的に作用することができる。

【００５７】また、請求項４の発明では、電源からの交
流電力を直流電力に変換して出力するコンバータと、コ
ンバータから出力される直流電力を平滑化する直流コン
デンサと、直流コンデンサにより平滑化された直流電力
を任意の周波数の交流電力に変換して誘導電動機を駆動
制御するインバータと、誘導電動機の２次磁束軸に一致
した軸をｄ軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸と
するｄｑ軸回転座標系上で制御を行なうベクトル制御手
段と、ｑ軸成分の電流を検出あるいは演算する手段と、
ｑ軸１次電流指令値を演算する手段と、検出あるいは演
算されたｑ軸成分の電流の値と演算されたｑ軸１次電流
指令値との偏差を演算する手段と、ｄ軸成分の電流に脈
動が存在する状態で、演算された偏差が零となるよう
に、ｄ軸に対するインバータの出力電圧の位相角を制御
する手段とを備える。

【００５８】従って、請求項４の発明の電力変換装置に
おいては、上記請求項２の発明の電力変換装置と同様な
作用効果を得ることができる。

【００５９】さらに、この場合には、モデル化誤差や外
乱等に対しても、効果的に作用することができる。

【００６０】

【００６１】

【００６２】

【００６３】

【００６４】

【００６５】

【００６６】

【００６７】

【００６８】

【００６９】

【００７０】

【００７１】

【００７２】

【００７３】

【００７４】

【００７５】

【００７６】

【００７７】

【００７８】

【００７９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。

【００８０】 （第１の実施の形態：請求項１、請求項２に対応） 図１は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例
を示すブロック図であり、前述した図１０と同一部分に
は同一符号を付して示している。

【００８１】図１において、単相電源１からの単相交流
電力を単相コンバータ２により直流電力に変換し、直流
コンデンサ３により平滑化し、さらにインバータ４によ
り任意の周波数の交流電力に変換して、誘導電動機６を
駆動制御するシステムとなっている。

【００８２】一方、制御系としては、いわゆるベクトル
制御方式である。

【００８３】このベクトル制御方式は、電流、電圧、磁
束をベクトル量として制御する方式であり、ｄｑ軸とし
て定義される回転する座標系（ｄｑ軸回転座標系）上で
制御を行なう。

【００８４】また、このベクトル制御方式は、例えば文
献２（「電気機器工学II」、電気学会）等により公知の
技術であり、多くの方式が提案されてきている。

【００８５】本実施の形態による図１に示すようなベク
トル制御方式は、滑り角周波数を適切に制御することに
よって、誘導電動機６の２次磁束をｄ軸に一致させる滑
り周波数形ベクトル制御方式と呼ばれる構成である。ま
た、電流マイナーループを持たない構成となっている。

【００８６】次に、本実施の形態のベクトル制御方式の
構成について具体的に述べる。

【００８７】図１において、ｄ軸２次磁束指令値φ_2d ^*
とトルク指令値Ｔ_m ^* とを入力とする滑り角周波演算器
１０により、滑り角周波数基準ω_s ^* を演算し、速度検
出器７により検出された誘導電動機６の速度（角周波
数）ω_r と加算することによって、インバータ４の出力
角周波数ω_i を演算する。

【００８８】また、インバータ４の出力角周波数ω_i を
積分器１１により積分して、インバータ４の出力電圧位
相角基準値θ_i ^* を演算する。

【００８９】一方、ｄ軸２次磁束指令値φ_2d ^* を入力と
するｄ軸電流指令演算器１２により、ｄ軸１次電流指令
値ｉ_d ^* を演算する。

【００９０】また、ｑ軸電流指令演算器１３では、ｄ軸
２次磁束指令値φ_2d ^* とトルク指令値Ｔ_m ^* とを入力と
して、ｑ軸１次電流指令値ｉ_q ^* を演算する。

【００９１】さらに、ｄ軸電圧指令演算器１４およびｑ
軸電圧指令演算器１５では、ｄ軸１次電流指令値ｉ_d ^*
とｑ軸１次電流指令値ｉ_q ^* とを入力として、必要なｄ
ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^* およびＶ_q ^* を演算する。

【００９２】一方、座標系変換器１６では、ｄｑ軸回転
座標系上の電圧指令値Ｖ_d ^* およびＶ_q ^* から、ａｂ軸
静止座標系上の電圧指令値Ｖ_a ^* およびＶ_b ^* を演算
し、さらに電圧指令値の大きさ｜Ｖ｜とａ軸に対する電
圧指令ベクトル（Ｖ_a ^* およびＶ_b ^* ）の位相角θ_v ^*
を演算する。

【００９３】また、この電圧指令ベクトルの位相角θ_v
^* は、インバータ４の出力電圧位相角基準θ_i ^* と加算
して、インバータ４の出力電圧位相角θ_i を演算する。

【００９４】さらに、ゲート制御器１７では、インバー
タ４の出力電圧位相角θ_i に基づいて、インバータ４へ
のゲート信号を発生する。

【００９５】なお、図１では、インバータ４が１パルス
で動作する場合のベクトル制御系を構成している。

【００９６】これも、例えば文献３（「電圧固定モード
でのベクトル制御」、Ｈ７電気学会産業応用部門全国大
会、Ｎｏ．１９６）により公知である。

【００９７】一方、磁束指令補正器９では、ａｂ軸静止
座標系上での出力電圧指令値の大きさ｜Ｖ｜と直流リン
ク電圧との大きさとを比較し、両者が一致するように２
次磁束基準φｄ^ref を補正して、２次磁束指令値φ_2d ^*
を出力する。

【００９８】また、ベクトル制御では、２次磁束軸がｄ
軸に一致するために、ｑ軸１次電流ｉ_q が磁束軸に直交
する電流ということになる。

【００９９】さらに、ベクトル制御を施すために、ｑ軸
１次電流ｉ_q はその指令値ｉ_q ^* に一致していると考え
る。

【０１００】この点は、実際の誘導電動機６の相電流
を、ｄｑ軸上に座標変換して、ｑ軸１次電流ｉ_q を算出
するようにしてもかまわない。

【０１０１】一方、電圧検出器８では、直流リンク電圧
Ｖ_dcを検出し、変動量演算器１８により、直流リンク電
圧Ｖ_dcの変動量ΔＶ_dcを演算する。

【０１０２】また、補償量演算器１９では、上記直流リ
ンク電圧Ｖ_dc、直流リンク電圧の変動量ΔＶ_dc、インバ
ータ４の出力角周波数ω_i 、誘導電動機６の速度（角周
波数）ω_r 、ｄ軸２次磁束指令値φ_2d ^* 、ｑ軸１次電流
指令値ｉ_q ^* 、インバータ４の出力電圧位相角θ_v を入
力として、前述した（１´）〜（４´）式に基づいて、
インバータ４の出力電圧の位相角への補償量Δθ_v を算
出する。

【０１０３】また、このインバータ４の出力電圧の位相
角への補償量Δθ_v を、座標系変換器１６の出力である
ｄｑ軸出力電圧の位相角基準θ_v ^* と加算して、インバ
ータ４の出力電圧位相角θ_v を演算する。

【０１０４】さらに、このインバータ４の出力電圧位相
角θ_v を、ｄｑ軸回転座標系ｄ軸の固定座標ａ軸に対す
る位相の基準であるθ_i ^* と加算して、最終的なインバ
ータ４の出力電圧位相角θ_i を演算する。

【０１０５】そして、ゲート制御器１７では、インバー
タ４の出力電圧位相角θ_i に基づいて、インバータ４へ
のゲート信号を発生する。

【０１０６】次に、以上のように構成した本実施の形態
の電力変換装置の作用について説明する。

【０１０７】一般に、誘導電動機６の特性は、ｄｑ軸回
転座標系上で以下のように記述される。

【０１０８】また、発生トルクは、（１５）式で表わさ
れる。

【０１０９】

【数７】

【０１１０】ｄ軸を２次磁束軸に一致するように選ぶ
と、２次磁束のｑ軸成分Φ_2qは零となり、座標の回転速
度ω_i は、２次磁束の回転速度ω_φに一致する。

【０１１１】よつて、上記（１３）〜（１５）式は、次
式のように変換することができる。

【０１１２】

【数８】

【０１１３】ここで、ｄｑ軸回転座標系上での各状態量
に対し、平均値には⁻を付けて表わし、また変動する成
分にはΔを付けて表わす。

【０１１４】

【数９】

【０１１５】変動量に関する状態方程式は、次式のよう
になる。

【０１１６】

【数１０】

【０１１７】上記（２０）式を、ｄ軸２次磁束の変動量
ΔΦ_2dとトルク電流の変動量Δｉ_qについて解き、（２
１）式に代入することによって、トルク変動量ΔＴ
_m を、ｄｑ軸出力電圧変動量ΔＶ_d ，ΔＶ_q により表わ
すことができる。

【０１１８】

【数１１】

【０１１９】

【数１２】

【０１２０】トルク変動を零とすると、ｄｑ軸出力電圧
の変動量ΔＶ_q ，ΔＶ_q の関係が算出される。

【０１２１】

【数１３】

【０１２２】ｄ軸出力電圧の変動量ΔＶ_d とｑ軸出力電
圧の変動量ΔＶ_q とが、上記式のような関係をとること
により、トルクリプルを抑制することができる。

【０１２３】

【数１４】

【０１２４】ここで、Ｖ_dcは直流リンク電圧であり、θ
_v はｄ軸、すなわち２次磁束軸から出力電圧ベクトル軸
への位相角を表わす。そして、Ｖ_dcとθ_v を、平均値と
変動量とに分離する。

【０１２５】また、添字⁻は平均値、添字Δは変動量を
それぞれ表わす。

【０１２６】

【数１５】

【０１２７】

【数１６】

【０１２８】上記（３２）式は、直流リンク電圧の変動
量ΔＶ_dcによって、ｄｑ軸電圧が影響されることを示し
ている。

【０１２９】そして、この（３２）式で表わされるｄｑ
軸出力電圧の変動量が、上記（２６）式で示される条件
式を満たす時に、トルクリプルを抑制することができ
る。

【０１３０】次に、上記（２６）式に（３２）式を代入
して、補償量Δθ_v を導出する。

【０１３１】

【数１７】

【０１３２】次に、上記（３３）式により算出した補償
量Δθ_v を、インバータ４の出力電圧位相角基準値θ_v
^* に加算して、インバータ４の出力電圧位相角θ_v を算
出する。

【０１３３】

【数１８】

【０１３４】前述した（１´），（２´），（３´），
（４´）式は、上記（３３），（３４），（３５），
（２４）式にそれぞれ一致する。

【０１３５】ただし、（４´）式と（２４）式とは、演
算に用いる変数が指令値と平均値との差異がある。

【０１３６】しかし、ベクトル制御を施すため、指令値
に一致した応答が得られるものとすれば、平均値と指令
値とは等価であると考えられる。

【０１３７】また、２次磁束の回転周波数をインバータ
４の出力周波数に置き換えているのは、励磁電流の変動
に対して２次磁束の変動が非常に小さく、ｄｑ軸座標系
上で２次磁束はほぼ一定であるため、２次磁束の回転周
波数とｄｑ軸の回転周波数であるインバータ４の出力周
波数とが一致するためである。

【０１３８】以上により、インバータ４の出力電圧の位
相角θ_v を操作することによって、トルクを一定に制御
することができることがわかる。

【０１３９】上述したように、本実施の形態の電力変換
装置においては、インバータ４の出力電圧の位相角θ_v
を操作しているので、トルク電流の脈動を抑制すること
が可能となる。

【０１４０】また、励磁電流は変動するが、２次磁束が
追従しないことから、２次磁束はほぼ一定であるため、
誘導電動機６の発生トルクも一定となり、トルクリプル
を抑制することが可能となる。

【０１４１】すなわち、インバータ４の出力電圧の位相
角への補償量Δθ_v が理論的根拠によって逐次導かれる
ため、いかなる運転状態、あるいは制御対象において
も、調整の必要なくトルク脈動を抑制することが可能と
なる。

【０１４２】さらに、ベクトル制御では、２次磁束軸に
ｄ軸を一致して制御するため、新たに磁束軸を検出ある
いは演算する必要がなく、容易に実現することができ、
実機での調整を容易に行なうことが可能となる。

【０１４３】これにより、騒音の低減、機械系、および
電気系の故障率の低下を期待することができる。

【０１４４】また、電車駆動用の誘導電動機に応用した
場合には、乗り心地の改善を図ることができる。

【０１４５】また、本発明は理論的に求めた補償量によ
り逐次補償を行なうため、いかなる運転状況、あるいは
各パラメータ値が異なるような制御対象でも、トルクリ
プルを抑制することができるため、調整にかかる時間と
労力を大幅に削減することができる。

【０１４６】（第２の実施の形態） 図２は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例
を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。

【０１４７】本実施の形態による電力変換装置では、前
記第１の実施の形態におけるインバータ４の出力電圧の
位相角への補償量Δθ_v の演算を行なう部分の構成のみ
が異なっている。

【０１４８】すなわち、図２において、補償量演算器１
９では、前記直流リンク電圧Ｖ_dc、直流リンク電圧Ｖ_dc
の変動量ΔＶ_dc、インバータ４の出力角周波数ω_i 、誘
導電動機６の速度（角周波数）ω_r 、インバータ４の出
力電圧の位相角θ_v を入力として、前述した（５´）〜
（８´）式に基づいて、インバータ４の出力電圧の位相
角への補償量Δθ_v を算出する。

【０１４９】また、この補償量Δθ_v を、インバータ位
相角基準値θ_i ^* に加算して、インバータ位相角θ_i を
演算する。

【０１５０】さらに、このインバータ位相角θ_i を、ゲ
ート制御器１７への入力とし、スイッチング指令を出力
する。

【０１５１】次に、以上のように構成した本実施の形態
の電力変換装置の作用について説明する。

【０１５２】前記（２０）式から、トルクリプルΔＴ_m
に影響を与える２次磁束変動量Δφ_2dに関して、次式が
導かれる。

【０１５３】

【数１９】

【０１５４】２次時定数と呼ばれるＬ₂ ／Ｒ₂ は、通常
の誘導電動機６において数百ｍｓである。

【０１５５】そして、励磁電流ｉ_d が単相電源１の２倍
の周波数１００Ｈｚあるいは１２０Ｈｚといった周波数
で変動しても、２次磁束φ₂ の変動量Δφ_2dは極めて小
さい。

【０１５６】よって、トルクリプルは、トルク電流のリ
プルにのみ依存するものとし、トルク電流リプルを抑制
することによって、トルクリプルを低減することができ
る。

【０１５７】

【数２０】

【０１５８】トルク電流のリプルを抑制する条件は、次
式のようになる。

【０１５９】

【数２１】

【０１６０】前記（２０）式を、トルク電流の変動量Δ
ｉ_q に関して解き、上記（３９）式に代入することによ
って、ｄ軸出力電圧の変動量ΔＶ_d とｑ軸出力電圧の変
動量ΔＶ_q との関係が導かれる。

【０１６１】

【数２２】

【０１６２】ｄ軸出力電圧の変動量ΔＶ_d とｑ軸出力電
圧の変動量ΔＶ_q とが、上記（４０）式のような関係を
とることによって、トルク電流のリプルを低減すること
ができる。

【０１６３】そして、上記式を、前述した第１の実施の
形態の（２６）式に置き換えて考えることによって、前
述した（５´）〜（８´）式が導かれることになる。

【０１６４】そして、以後の説明は、前述した第１の実
施の形態の場合と同様であるので、ここではその説明を
省略する。

【０１６５】上述したように、本実施の形態の電力変換
装置においては、前述した第１の実施の形態の電力変換
装置の場合と同様の効果を得ることが可能である。

【０１６６】また、前述のように、磁束変化は小さいた
め、トルクリプルを抑制することが可能となる。

【０１６７】さらに、前述した第１の実施の形態の電力
変換装置の場合と比べて、補償量演算器１９での演算処
理量を低減することができるため、処理能力の低いＣＰ
Ｕによって容易に実現することが可能となる。

【０１６８】（第３の実施の形態） 図３は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例
を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。

【０１６９】本実施の形態による電力変換装置では、前
記第１の実施の形態におけるインバータ４の出力電圧の
位相角への補償量Δθ_v の演算を行なう部分の構成のみ
が異なっている。

【０１７０】すなわち、図３において、補償量演算器１
９では、前記直流リンク電圧Ｖ_dc、直流リンク電圧Ｖ_dc
の変動量ΔＶ_dc、インバータ４の出力角周波数ω_i 、出
力電圧の位相角θ_v を入力として、前述した（９´）〜
（１２´）式のようにして、補償量Δθ_v を算出する。

【０１７１】また、補償量Δθ_v を、インバータ位相角
基準値θ_i ^* に加算して、インバータ位相角θ_i を演算
する。

【０１７２】さらに、このインバータ位相角を、ゲート
制御器１７への入力とし、スイッチング指令を出力す
る。

【０１７３】次に、以上のように構成した本実施の形態
の電力変換装置の作用について説明する。

【０１７４】前述したように、ｄ軸２次磁束の変動は小
さい。よって、前記（２０）式の状態方程式中に、次式
のような仮定を加える。

【０１７５】

【数２３】

【０１７６】この場合、ｄｑ軸電流の変動量に関する状
態方程式は、（２０）式を変形して次式のようになる。

【０１７７】

【数２４】

【０１７８】２次磁束の変動が小さいため、トルクリプ
ルはトルク電流リプルにのみ依存するものとし、トルク
電流リプルを抑制することによって、トルクリプルを低
減することができる。

【０１７９】

【数２５】

【０１８０】トルク電流のリプルを抑制する条件は、次
式のようである。

【０１８１】

【数２６】

【０１８２】上記（４４）式をトルク電流の変動量に関
して解き、上式に代入すると、次式のｄ軸出力電圧の変
動量とｑ軸出力電圧の変動量との関係式を得ることがで
きる。

【０１８３】

【数２７】

【０１８４】上記式により、トルク電流の変動を零とす
るためのｄ軸電圧変動量とｑ軸電圧変動量の関係が得ら
れる。

【０１８５】上記式に、前記（３２）式を代入すること
により、直流リンク電圧の変動量と補償量との関係が得
られる。

【０１８６】

【数２８】

【０１８７】前述した（９´），（１０´），（１１
´），（１２´）式は、上記（５１），（５２），（５
３），（５０）式にそれぞれ一致する。

【０１８８】ただし、（１２´）式と（５０）式とは、
演算に用いる変数が指令値と平均値との差異がある。し
かし、ベクトル制御を施すため、指令値に一致した応答
が得られるものとすれば、平均値と指令値とは等価であ
ると考えられる。

【０１８９】また、２次磁束の回転周波数をインバータ
４の出力周波数に置き換えているのは、励磁電流の変動
に対して２次磁束の変動が非常に小さく、ｄｑ軸座標系
上で２次磁束はほぼ一定であるため、２次磁束の回転周
波数とｄｑ軸の回転周波数であるインバータ４の出力周
波数とが一致するためである。

【０１９０】上述したように、本実施の形態の電力変換
装置においては、前述した第２の実施の形態の電力変換
装置の場合と同様の効果を得ることが可能である。

【０１９１】さらに、この場合には、２次磁束の変動を
考慮しないことから、前述した第２の実施の形態の電力
変換装置の場合ほど、厳密にトルク電流の変動を抑制す
ることはできないが、補償伝達関数の次数が１つ下が
る。

【０１９２】これにより、演算処理量を減らすことがで
きるため、より処理能力の低いＣＰＵによって容易に実
現することが可能となる。

【０１９３】（第４の実施の形態） 図４は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例
を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。

【０１９４】本実施の形態による電力変換装置では、前
記第１の実施の形態におけるインバータ４の出力電圧の
位相角への補償量Δθ_v の演算を行なう部分の構成のみ
が異なっている。

【０１９５】すなわち、図４において、ゲイン・位相補
償量演算器２１では、ｑ軸１次電流指令値ｉ_q ^* 、ｄ軸
２次磁束指令値φ_2d ^* 、インバータ４の出力角周波数ω
_i 、出力電圧の位相角θ_v 、誘導電動機６の速度（角周
波数）ω_r を入力として、下記の（５４）〜（５５）式
に基づいて、ゲイン補償値Ｋおよび位相補償値γを算出
する。

【０１９６】ここで、ゲイン補償値Ｋは、前記第１の実
施の形態における（２´）式で表わされる補償伝達関数
の直流リンク電圧の変動周波数成分、すなわち電源周波
数の２倍の周波数成分のゲインとする。

【０１９７】また、位相補償値γは、同補償伝達関数の
同周波数成分の位相とする。

【０１９８】

【数２９】

【０１９９】一方、変動量演算器１８では、検出あるい
は推定された直流リンク電圧Ｖ_dcを入力として、電源周
波数の２倍の周波数で変動する正弦波を抽出する。

【０２００】また、ゲイン位相・補償器２０では、直流
リンク電圧Ｖ_dcの変動量ΔＶ_dcである正弦波に、上記
（５４）式の補償ゲインと（５５）式の補償位相差とを
つけた正弦波を出力する。

【０２０１】例えば、検出された直流リンク電圧Ｖ_dcの
変動正弦波を（５６）式とすると、ゲイン・位相補償器
２０の出力は、（５７）式に示すようになる。

【０２０２】

【数３０】

【０２０３】さらに、この（５７）式で表わされるゲイ
ン・位相補償器２０の出力正弦波を、直流リンク電圧Ｖ
_dcで除して、インバータ４の出力電圧の位相角への補償
量Δθ_v を算出する。

【０２０４】従って、以上のような本実施の形態の電力
変換装置においては、前述した第１の実施の形態の電力
変換装置の場合と同様の効果を得ることが可能である。

【０２０５】また、前述した第１の実施の形態の電力変
換装置の場合と比べて、補償量の演算過程にダイナミッ
クな演算を含まないため、過去の演算結果を記憶する必
要がなく、記憶容量を低減することが可能となる。

【０２０６】さらに、制御の安定性のより一層の向上を
図ることが可能となる。

【０２０７】なお、本実施の形態は、前述した第１の実
施の形態を基本に説明しているが、前述した第２の実施
の形態、または第３の実施の形態を基本としても、同様
な作用効果を得ることが可能である。

【０２０８】（第５の実施の形態） 図５は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例
を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。

【０２０９】本実施の形態による電力変換装置では、前
記第１の実施の形態におけるインバータ４の出力電圧の
位相角への補償量Δθ_v の演算を行なう部分の構成のみ
が異なっている。

【０２１０】すなわち、図５において、ゲイン・位相補
償量参照器２２では、ｑ軸１次電流指令値ｉ_q ^* 、ｄ軸
２次磁束指令値φ_2d ^* 、インバータ４の出力角周波数ω
_i 、出力電圧の位相角θ_v 、誘導電動機６の速度（角周
波数）ω_r を入力として、ゲイン補償値Ｋおよび位相補
償値γを算出する。

【０２１１】ここで、ゲイン補償値Ｋおよび位相補償値
γは、あらかじめ入力パラメータの組み合わせによって
算出され、表としてテーブル化されたものであり、入力
パラメータによって値を読み出してくるものである。よ
って、リアルタイムに補償量を演算するものではない。

【０２１２】このゲイン・位相補償量参照器２２の出力
値は、例えば前述した（１´）〜（４´）式に基づいて
演算する。

【０２１３】一方、変動量演算器１８では、検出あるい
は推定された直流リンク電圧Ｖ_dcを入力として、電源周
波数の２倍の周波数で変動する正弦波を抽出する。

【０２１４】また、ゲイン位相・補償器２０では、直流
リンク電圧Ｖ_dcの変動量ΔＶ_dcである正弦波に、ゲイン
・位相補償量参照器２２から読み出した補償ゲインと補
償位相差をつけた正弦波を出力する。

【０２１５】例えば、検出された直流リンク電圧Ｖ_dcの
変動正弦波を、前述した（５６）式とすると、ゲイン・
位相補償器２０の出力は、前述した（５７）式に示すよ
うになる。

【０２１６】さらに、この（５７）式で表わされるゲイ
ン・位相補償器２０の出力正弦波を直流リンク電圧Ｖ_dc
で除して、インバータ４の出力電圧の位相角への補償量
Δθ_v を算出する。

【０２１７】従って、以上のような本実施の形態の電力
変換装置においては、前述した第１の実施の形態の電力
変換装置の場合と同様の効果を得ることが可能である。

【０２１８】また、前述した第１の実施の形態の電力変
換装置の場合と比べて、補償量の演算過程にダイナミッ
クな演算を含まないため、過去の演算結果を記憶する必
要がなく、記憶容量を低減することが可能となる。

【０２１９】さらに、前述した第４の実施の形態の電力
変換装置の場合と比べて、テーブルを持つ分だけある程
度大きな記憶領域が必要であるものの、補償量の算出過
程がテーブルの読み出し処理のみとすることができるた
め、制御毎に補償量を演算する必要がなくなる。

【０２２０】これにより、演算処理量を低減することが
できるため、処理能力の低いＣＰＵを使用して、制御の
応答性をより一層高めることが可能となる。

【０２２１】 （第６の実施の形態：請求項３に対応） 図６は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例
を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。

【０２２２】本実施の形態による電力変換装置では、前
記第１の実施の形態におけるインバータ４の出力電圧の
位相角への補償量Δθ_v の演算を行なう部分の構成のみ
が異なっている。

【０２２３】すなわち、図６において、トルク検出器２
３により検出した誘導電動機６の発生トルクを、トルク
脈動検出器２４によってその脈動量を検出する。

【０２２４】また、このトルク脈動量を、トルク脈動抑
制器２５に入力して、脈動を抑制するようにインバータ
４の出力電圧位相角基準への補償量Δθ_vを出力する。
すなわち、トルク脈動抑制器２５は、例えば一般的なＰ
Ｉ制御器としての構成を有するものであり、トルク脈動
検出器２４からの出力であるトルク脈動量を入力とし
て、例えばＰＩ制御演算を施し、インバータ４の出力電
圧位相角基準への補償量Δθ _v として出力する。

【０２２５】さらに、この補償量Δθ_v を、インバータ
４の出力電圧位相角基準θ_v ^* と加算して、インバータ
４の出力電圧位相角θ_v を算出する。

【０２２６】従って、以上のような本実施の形態の電力
変換装置においては、トルクを直接制御するため、トル
クの脈動に応じてインバータ４の出力電圧位相角に作用
して脈動を抑制することができる。

【０２２７】これにより、前述した第１乃至第５の実施
の形態の電力変換装置の場合に比べて、より効果的に脈
動を抑制することが可能となる。

【０２２８】また、パラメータ等の誤差（モデル化誤
差）や外乱等に対しても、ロバストにトルクリプルを効
果的に抑制することが可能となる。

【０２２９】 （第７の実施の形態：請求項４に対応） 図７は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例
を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。

【０２３０】本実施の形態による電力変換装置では、前
記第１の実施の形態におけるインバータ４の出力電圧の
位相角への補償量Δθ_v の演算を行なう部分の構成のみ
が異なっている。

【０２３１】すなわち、図７において、誘導電動機６の
相電流を電流検出器５によって検出し、座標系変換器２
６に入力する。

【０２３２】また、座標系変換器２６では、３相電流を
ｄｑ軸上の電流に変換する。

【０２３３】そして、この出力であるｑ軸１次電流ｉ_q
とｑ軸１次電流指令値ｉ_q ^* との偏差を、ｑ軸電流制御
器２７に入力する。

【０２３４】さらに、ｑ軸電流制御器２７では、入力を
零とするように、インバータ４の出力電圧位相角基準へ
の補償量Δθ_vを出力する。すなわち、ｑ軸電流制御器
２７は、例えば一般的なＰＩ制御器としての構成を有す
るものであり、ｑ軸１次電流ｉ _q とｑ軸１次電流指令値
ｉ _q ^* との偏差を入力として、例えばＰＩ制御演算を施
し、インバータ４の出力電圧位相角基準への補償量Δθ
_v として出力する。

【０２３５】さらに、このインバータ４の出力電圧位相
角基準への補償量Δθ_v を、インバータ４の出力電圧位
相角基準θ_v ^* と加算して、インバータ４の出力電圧位
相角θ_v を算出する。

【０２３６】この場合、前述した第１の実施の形態の電
力変換装置で示したように、インバータ４の出力電圧の
位相角θ_v と電流とは密接に関係するため、出力電圧位
相角θ_v を操作することによって、ｑ軸１次電流ｉ_q が
その指令値ｉ_q ^* に一致することができる。

【０２３７】従って、以上のような本実施の形態の電力
変換装置においては、トルクを直接制御するため、トル
クの脈動に応じてインバータ４の出力電圧位相角に作用
して、ｑ軸電流の脈動を抑制することができる。

【０２３８】また、前述した第１の実施の形態の電力変
換装置で示したように、ｄ軸２次磁束はほぼ一定である
ため、ｑ軸１次電流の脈動を抑制することで、トルク脈
動を抑えることが可能となる。

【０２３９】これにより、前述した第１乃至第５の実施
の形態の電力変換装置の場合に比べて、より効果的に脈
動を抑制することが可能となる。

【０２４０】さらに、前述した第１の実施の形態の電力
変換装置がフィードフォワード的補償であるのに対し
て、本実施の形態では直接ｑ軸１次電流ｉ_q とその指令
値ｉ_q ^* との偏差を零にするフィードバック的補償であ
るため、パラメータ等の誤差（モデル化誤差）や外乱等
に対しても、ロバストにトルクリプルを効果的に抑制す
ることが可能となる。

【０２４１】

【０２４２】

【０２４３】

【０２４４】

【０２４５】

【０２４６】

【０２４７】

【０２４８】

【０２４９】

【０２５０】

【０２５１】

【０２５２】

【０２５３】

【０２５４】

【０２５５】

【０２５６】

【０２５７】

【０２５８】

【０２５９】

【０２６０】

【０２６１】

【０２６２】

【０２６３】

【０２６４】

【０２６５】

【０２６６】

【０２６７】

【０２６８】

【０２６９】

【０２７０】

【０２７１】（第８の実施の形態） 図８は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例
を示すブロック図であり、前述した図５と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。

【０２７２】本実施の形態による電力変換装置では、前
記第５の実施の形態におけるゲイン・位相補償量演算器
２１の出力部分の構成のみが異なっている。

【０２７３】すなわち、図８において、ゲイン・位相補
償量演算器２１からの出力であるゲイン補償値Ｋおよび
位相補償値γに、ゲイン調整器３１および位相調整器３
２からの出力である補償値Ｋ´およびγ′をそれぞれ加
算して、ゲイン・位相補償器２０へ入力する。

【０２７４】この場合、補償値Ｋ´およびγ′は、制御
の遅れや制御周期を考慮して決定する。すなわち、例え
ば制御周期をＴc、制御遅れをＴdとする。この制御周期
Ｔcとは、制御演算の周期［単位は時間］を表わし、制
御遅れＴdとは、制御演算開始時刻から補償量が反映さ
れるまでの時間［単位は時間］を表わす。 単相電源５０
Ｈｚ、単相コンバータから成るシステムでは、制御演算
で算出された補償量、例えば出力電圧位相角補償量Δθ
_v の等価的な遅れは、 −（Ｔc／２＋Ｔd）×５０×２×３６０［ｄｅｇ］ となる。よって、この遅れ位相分を、あらかじめ進めて
補正することが不可欠である。したがって、位相補償量
への補正値として、 補償値γ′＝＋（Ｔc／２＋Ｔd）×５０×２×３６０［ｄｅｇ］ を設定する。これにより、制御周期や制御遅れの影響を
低減して、トルクリプルを十分に抑制することが可能で
ある。補償値Ｋ´に関しては、制御周期や制御遅れとい
うより、直流リンク電圧の電圧検出における誤差等に対
応した調整量となる。例えば、仮に＋−３％であるとす
れば、補償値Ｋ´も同様に＋−３％として設定する。こ
の意味は、調整時に、この電圧検出器のばらつきを補な
うため、調整が必要になることを表わしている。実際補
償値を＋−３％と設定できるわけではなく、仮に電圧検
出器が＋３％であれば、補償値Ｋ´を−３％と調整する
ことが必要となる。

【０２７５】従って、以上のような本実施の形態の電力
変換装置においては、前述した第５の実施の形態の電力
変換装置の場合と同様の効果を得ることが可能である。

【０２７６】さらに、制御の遅れや制御周期を考慮した
ゲイン補償、位相補償が行なえるため、制御周期が比較
的大きいシステム構成においても、トルクリプルを抑制
することが可能となる。

【０２７７】（その他の実施の形態） 前述した第１乃至第８の実施の形態の電力変換装置にお
いて、インバータ４の動作モードが、定電圧可変周波数
（ＣＶＶＦ）モードで動作するようにすることにより、
特に本発明の電力変換装置が有効となる。

【０２７８】すなわち、インバータ４の動作モードが定
電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）モードである場合には、出
力電圧のベクトル長が直流リンク電圧に依存してしまい
任意に制御することができず、ビート現象が顕著に現わ
れるが、この定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）モードで
は、特に本発明の電力変換装置が極めて有効となる。

【０２７９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の電力変換
装置によれば、理論的に求めた補償量によって逐次補償
を行なうようにしたので、いかなる運転状態、あるいは
各パラメータ値が異なるような制御対象でも、調整を不
要としてトルクリプルを極めて効果的に抑制することが
可能となる。

【０２８０】これにより、調整にかかる時間と労力を極
めて大幅に削減することができる。

【０２８１】また、例えば電源が単相である場合に、イ
ンバータの出力周波数が電源の２倍周波数の付近にある
場合のトルクリプルを抑制することが可能となる。

【０２８２】これにより、騒音の低減、機械系、および
電気系の故障率の低下を期待することができる。

【０２８３】さらに、電車を駆動する誘導電動機に応用
した場合には、乗り心地の改善効果を得ることが可能と
なる。

【０２８４】一方、制御毎に補償量を演算する必要がな
いので、演算処理量を低減することができる、処理能力
の低いＣＰＵを使用して、制御の応答性をより一層高め
ることが可能となる。

【０２８５】また、モデル化誤差や外乱等に対しても、
効果的に作用することが可能となる。

【０２８６】さらに、従来のソフトウェアを流用する場
合に、インバータの出力電圧位相角の算出から、インバ
ータの出力電圧位相角に基づくゲート制御の部分を、な
んら変更する必要がなく、本発明のビートレス制御を容
易に組み込むことが可能となる。

【０２８７】これにより、ソフトウェアによって実現す
る上では、インバータの出力電圧位相角の演算処理以後
の部分を共有化することができるため、ソフトウェアの
開発時間および開発予算を低減することができる。

【０２８８】さらに、制御の遅れや制御周期を考慮した
位相補償、ゲイン補償が行なえるので、制御周期が比較
的大きいシステム構成においても、トルクリプルを抑制
することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態による電力変換装置
の構成例を示すブロック図。

【図２】本発明の第２の実施の形態による電力変換装置
の構成例を示すブロック図。

【図３】本発明の第３の実施の形態による電力変換装置
の構成例を示すブロック図。

【図４】本発明の第４の実施の形態による電力変換装置
の構成例を示すブロック図。

【図５】本発明の第５の実施の形態による電力変換装置
の構成例を示すブロック図。

【図６】本発明の第６の実施の形態による電力変換装置
の構成例を示すブロック図。

【図７】本発明の第７の実施の形態による電力変換装置
の構成例を示すブロック図。

【図８】本発明の第８の実施の形態による電力変換装置
の構成例を示すブロック図。

【図９】インバータから出力される電圧のｄｑ軸回転座
標系上でのベクトルの一例を示す図。

【図１０】従来の電力変換装置の概略構成例を示すブロ
ック図。

【符号の説明】

１…単相電源、２…単相コンバータ、３…直流コンデン
サ、４…インバータ、５…電流検出器、６…誘導電動
機、７…速度検出器、８…電圧検出器、９…磁束指令補
正器、１０…滑り角周波演算器、１１…積分器、１２…
ｄ軸電流指令演算器、１３…ｑ軸電流指令演算器、１４
…ｄ軸電圧指令演算器、１５…ｑ軸電圧指令演算器、１
６…座標系変換器、１７…ゲート制御器、１８…変動量
演算器、１９…補償量演算器、２０…ゲイン位相・補償
器、２１…ゲイン・位相補償量演算器、２２…ゲイン・
位相補償量参照器、２３…トルク検出器、２４…トルク
脈動検出器、２５…トルク脈動抑制器、２６…座標系変
換器、２７…ｑ軸電流制御器、２８…擬似微分器、２９
…滑り周波数制御器、３０…平均値演算器、３１…ゲイ
ン調整器、３２…位相調整器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−58777（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−84689（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−241100（ＪＰ，Ａ) 特公 平７−46918（ＪＰ，Ｂ２) 中村清、他，コンバータ・インバータ システムにおけるビート現象の抑制法, 電機学会論文誌Ｄ，日本，ＶＯＬ．109, Ｎｏ．５，363−369 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 H02M 7/42 - 7/98 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電源からの交流電力を直流電力に変換し
   て出力するコンバータと、 前記コンバータから出力される直流電力を平滑化する直
   流コンデンサと、 前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意
   の周波数の交流電力に変換して誘導電動機を駆動制御す
   るインバータと、 前記誘導電動機の２次磁束ベクトルを演算する手段と、 前記演算された２次磁束ベクトルに直交する電流を演算
   する手段と、 前記演算された２次磁束ベクトルに一致する電流に脈動
   が存在する状態で、前記演算された２次磁束ベクトルに
   直交する電流の値が一定となるように、前記２次磁束ベ
   クトルに対する前記インバータの出力電圧の位相角を制
   御する手段と、 を備えて成ることを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 電源からの交流電力を直流電力に変換し
   て出力するコンバータと、 前記コンバータから出力される直流電力を平滑化する直
   流コンデンサと、 前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意
   の周波数の交流電力に変換して誘導電動機を駆動制御す
   るインバータと、 前記誘導電動機の２次磁束軸に一致した軸をｄ軸とし、
   かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸回転座標
   系上で制御を行なうベクトル制御手段と、 前記ｑ軸成分の電流を検出あるいは演算する手段と、 前記ｄ軸成分の電流に脈動が存在する状態で、前記検出
   あるいは演算されたｑ軸成分の電流の値が一定となるよ
   うに、前記ｄ軸に対する前記インバータの出力電圧の位
   相角を制御する手段と、 を備えて成ることを特徴とする電力変換装置。
3. 【請求項３】 電源からの交流電力を直流電力に変換し
   て出力するコンバータと、 前記コンバータから出力される直流電力を平滑化する直
   流コンデンサと、 前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意
   の周波数の交流電力に変換して誘導電動機を駆動制御す
   るインバータと、 前記誘導電動機の２次磁束ベクトルを演算する手段と、 前記誘導電動機の出力トルクを検出あるいは演算する手
   段と、 前記演算された２次磁束ベクトルに一致する電流に脈動
   が存在する状態で、前記検出あるいは演算された出力ト
   ルクの値が一定となるように、前記演算された２次磁束
   ベクトルに対する前記インバータの出力電圧の位相角を
   制御する手段と、 を備えて成ることを特徴とする電力変換装置。
4. 【請求項４】 電源からの交流電力を直流電力に変換し
   て出力するコンバータと、 前記コンバータから出力される直流電力を平滑化する直
   流コンデンサと、 前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意
   の周波数の交流電力に変換して誘導電動機を駆動制御す
   るインバータと、 前記誘導電動機の２次磁束軸に一致した軸をｄ軸とし、
   かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸回転座標
   系上で制御を行なうベクトル制御手段と、 前記ｑ軸成分の電流を検出あるいは演算する手段と、 ｑ軸１次電流指令値を演算する手段と、 前記検出あるいは演算されたｑ軸成分の電流の値と前記
   演算されたｑ軸１次電流指令値との偏差を演算する手段
   と、 前記ｄ軸成分の電流に脈動が存在する状態で、前記演算
   された偏差が零となるように、前記ｄ軸に対する前記イ
   ンバータの出力電圧の位相角を制御する手段と、 を備えて成ることを特徴とする電力変換装置。