JP2014113007A

JP2014113007A - 電力変換装置、リアクタ損の算出方法、リアクタの保護方法

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Publication number: JP2014113007A
Application number: JP2012266529A
Authority: JP
Inventors: Takuya Shimomugi; 卓也下麥; Kenta Yuasa; 健太湯淺; Yosuke Shinomoto; 洋介篠本; Shinsaku Kusube; 真作楠部
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2012-12-05
Filing date: 2012-12-05
Publication date: 2014-06-19

Abstract

【課題】演算負荷を大幅に増大させることなく簡易な方法にてリアクタ損を把握すること。
【解決手段】本発明の電力変換装置は、交流電源１２と負荷３６の間に配置され、リアクタ２０が備えられた電力変換装置１０であって、リアクタ２０よりも負荷３６側に設けられた平滑化部２６と、平滑化部２６の出力電圧を検出する電圧検出部３０と、リアクタ２０の電流を検出する電流検出部２８と、少なくとも電圧検出部３０と電流検出部２８の検出信号を用いてリアクタ２０の損失を算出する演算部３４と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流を直流に変換する電力変換装置、リアクタ損の算出方法、リアクタの保護方法に関する。

従来、交流電源を直流に変換して負荷に供給する電力変換装置として、例えば、交流電源からの電圧を全波整流する整流部と、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号により開閉するスイッチング素子を有するチョッパー回路部と、を備えるものがある。

このような電力変換装置において、チョッパー回路部では、スイッチング素子の開閉を制御することで、リアクタを介して交流電源の短絡が制御され、電流波形が整形される。このような構成とすると、電力変換装置の力率が向上し、入力電流の高調波が低減される。また、リアクタにおいてエネルギーの充放電が行われ、出力電圧が制御される。

このような電力変換装置では、リアクタにおける損失は、電力変換装置の全損失の中でも大きな割合を占める。このようなリアクタにおける損失を把握する方法として、例えば、特許文献１には、「ＰＷＭスイッチングにより変化するリアクトル電流及びリアクトル両端電圧から所定周波電流成分と所定周波電圧成分を求め、該リアクトル電流と所定周波電流成分との交叉時点を求め、隣り合う奇数番目又は偶数番目の該交叉時点の間隔を損失算定期間とし、該損失算定期間に対応するリアクトル電流から算出された磁界の強さＨとリアクトル両端電圧から算出された磁束密度ＢによるＢ−Ｈ曲線Γの面積αから、所定周波電流成分から算出した磁界の強さと所定周波電圧成分から算出した磁束密度で描かれたＢ−Ｈ曲線Γbの面積αbを差し引き、当該損失算定期間のリアクトル損失を求める」技術が開示されている。この特許文献１に開示された技術によれば、リアクタの両端の電圧及びリアクタの電流から所定の周波数成分を抽出して、磁気的な損失である鉄損を正確に算定することができるとの記載がある。

特開２００８−１２２２１０号公報

しかしながら、特許文献１に開示された技術では、演算が複雑であるため、演算装置における演算負荷が高いという問題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、演算負荷を大幅に増大させることのない簡易な方法にてリアクタ損（リアクタの全損失）を把握することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の交流電源と負荷の間に配置される、リアクタが備えられた電力変換装置は、前記リアクタよりも負荷側に設けられた平滑化部と、前記平滑化部の出力電圧を検出する電圧検出部と、前記リアクタの電流を検出する電流検出部と、少なくとも前記電圧検出部と前記電流検出部の検出信号を用いて前記リアクタの損失を算出する演算部と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、検出素子などを新たに設けることなく、演算負荷を大幅に増大させることのない簡易な方法にてリアクタ損を把握することができる。さらには、リアクタ損を把握することで電力変換装置の動作を必要に応じて制限し、リアクタと電力変換装置を保護することができる。

図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の一構成例を示す図である。図２は、実施の形態１に係る短絡制御部の一構成例を示す図である。図３は、実施の形態１に係るチョッパー回路部の動作時の電流波形を示す図である。図４は、実施の形態１に係るスイッチング素子がオンする期間における電流の変化量が、オフする期間における電流の変化量より大きくなる場合の電流波形を示す図である。図５は、実施の形態１に係るスイッチング素子がオンする期間における電流の変化量が、オフする期間における電流の変化量より小さくなる場合の電流波形を示す図である。図６は、実施の形態１に係るリアクタ電流の電流モードを説明する図である。図７は、実施の形態１に係る不連続モードにおける波形を示す図である。図８は、実施の形態１に係る連続モードにおける波形を示す図である。図９は、実施の形態１に係るリアクタの前後における電力を説明する図である。図１０は、実施の形態１に係るリアクタの電流、両端の電圧及びこれらの積の波形を示す図である。図１１は、実施の形態１に係る演算負荷を増大させずにリアクタ損を算出する方法を説明する図である。図１２は、実施の形態１に係るリアクタ電流を制御する構成を有する短絡制御部を示す図である。図１３は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１４は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１５は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１６は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１７は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１８は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１９は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図２０は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図２１は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図２２は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図２３は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図２４は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図２５は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図２６は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図２７は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図２８は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図２９は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図３０は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図３１は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図３２は、三角波のキャリア信号と、オンデューティー値と、駆動信号と、リアクタ電流の関係を示す概略図である。

以下に、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の一形態である本実施の形態の電力変換装置１０の一構成例を示す図である。図１に示す電力変換装置１０は、交流電源１２と負荷３６の間に配置され、昇圧を行う。図１に示す電力変換装置１０は、整流回路部１４と、チョッパー回路部１８と、平滑化部２６と、電流検出部２８と、電圧検出部３０と、短絡制御部３２と、演算部３４と、を備える。

交流電源１２は、３相交流電源であり、リアクタ２０を介して短絡部２２において短絡されている。

整流回路部１４は、交流電源１２の出力を整流する。図１に示す構成において、整流回路部１４では６個のダイオード素子１６ａ〜１６ｆがブリッジ接続されている。

チョッパー回路部１８より負荷３６側には、平滑化部２６が配置されている。平滑化部２６は平滑化コンデンサ４０を有し、平滑化コンデンサ４０によりチョッパー回路部１８の出力（負荷３６側の直流電圧）が平滑化される。

チョッパー回路部１８は、リアクタ２０と、短絡部２２と、逆流防止素子２４と、を備える。図１に示すチョッパー回路部１８の構成では、リアクタ２０は短絡部２２よりも交流電源１２側に配置され、逆流防止素子２４は、平滑化部２６から交流電源１２側への電流の逆流を防止するように短絡部２２よりも負荷３６側に配置されている。

短絡部２２は、平滑化部２６よりも交流電源１２側に配置され、交流電源１２を短絡する。短絡部２２は、スイッチング素子３８を有し、スイッチング素子３８により短絡部２２の開閉が制御される。スイッチング素子３８としては、例えばＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることができる。

逆流防止素子２４は、平滑化部２６から交流電源１２側への電流の逆流を防止する。逆流防止素子２４としては、図１に例示するようにダイオード素子を用いればよい。逆流防止素子２４に用いるダイオード素子としては、ファストリカバリダイオードを例示することができる。

電流検出部２８は、リアクタ２０に流れる電流を検出する。

電圧検出部３０は、平滑化されたチョッパー回路部１８の出力電圧（母線電圧）を検出し、出力する。

短絡制御部３２は、スイッチング素子３８を動作させる駆動信号を生成し、スイッチング素子３８の開閉を制御し、短絡部２２が開閉するか否かを制御する。短絡制御部３２としては、例えばマイコン（マイクロコンピュータ）またはＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）のような演算器を用いればよい。

図２は、短絡制御部３２の一構成例を示す図である。短絡制御部３２は、母線電圧制御部４２と、駆動パルス生成部４４と、を備える。母線電圧制御部４２は、電圧検出部３０の出力信号値（母線電圧値）と、短絡制御部３２にて生成した母線電圧指令値から、スイッチング素子３８のオンデューティーを演算する。

ここで、オンデューティーの演算は、例えば、電圧検出部３０の出力信号値（母線電圧値）と母線電圧指令値の偏差を比例積分制御（ＰＩ制御）して行う。

なお、母線電圧制御部４２の演算方法はこれに限定されるものではなく、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）を用いてもよい。

駆動パルス生成部４４は、母線電圧制御部４２にて演算したオンデューティーに基づいて、スイッチング素子３８を動作させる駆動パルスを生成する。駆動パルス生成部４４は、例えば、三角波や鋸歯波のようなキャリア信号とオンデューティーを比較して、キャリア信号よりオンデューティーが大きくなる区間でのみ、スイッチング素子３８がオンするようにパルス信号を出力する。

次に、チョッパー回路部１８の動作について説明する。チョッパー回路部１８の入力電圧は、整流回路部１４にて整流されて出力された電圧であり、これをＶ_ｄｓと表記する。チョッパー回路部１８の出力電圧は、平滑化部２６で平滑化される。平滑化部２６で平滑化された電圧をＶ_ｏと表記する。スイッチング素子３８がオンするときには、逆流防止素子２４は導通せず、リアクタ２０の両端の電圧はＶ_ｄｓである。

スイッチング素子３８がオフするときには、逆流防止素子２４が導通し、リアクタ２０の両端の電圧はＶ_ｄｓ−Ｖ_ｏであり、オンするときとは逆向きに誘導される。

このとき、エネルギーの観点からは、スイッチング素子３８のオン時にリアクタ２０にエネルギーが蓄積され、該エネルギーが、スイッチング素子３８のオフ時に負荷３６へ移送されるということができる。

スイッチング素子３８のオン時とオフ時において、リアクタ２０を出入りするエネルギーが等しいとすると、Ｖ_ｄｓとＶ_ｏは、オンデューティーＤ_ｏｎを用いてＶ_ｏ＝Ｖ_ｄｓ／（１−Ｄ_ｏｎ）と表される。

従って、スイッチング素子３８のオンデューティーＤ_ｏｎを制御することで、Ｖ_ｄｓを制御することができる。また、上記の式をオンデューティーＤ_ｏｎについて解くと、Ｄ_ｏｎ＝（Ｖ_ｏ−Ｖ_ｄｓ）／Ｖ_ｏと表される。

従って、所望の母線電圧を得るためのオンデューティー理論値は、この式のＶ_０に所望の母線電圧指令値を代入することで得られる。

図３は、チョッパー回路部１８の動作時の電流波形を示す図である。図３（ａ）は、スイッチング素子３８がオンしている時の電流波形を示す図であり、図３（ｂ）は、スイッチング素子３８がオフしている時の電流波形を示す図である。スイッチング素子３８がオンしているときには、リアクタ２０にはＶ_ｄｓが印加される。このとき、リアクタ２０を交流電源１２側から負荷３６側に流れるリアクタ電流Ｉ_Ｌｏｎは、時間とともに直線的に増加し、リアクタ２０のインダクタンス値をＬとすると、その傾きΔＩ_Ｌｏｎは、ΔＩ_Ｌｏｎ＝Ｖ_ｄｓ／Ｌと表される。

また、スイッチング素子３８がオフしているときには、リアクタ２０にはＶ_ｄｓ−Ｖ_ｏが、オン時とは逆向きに印加される。このときリアクタ２０を交流電源１２側から負荷３６側に流れる電流Ｉ_Ｌｏｆｆは、直線的に減少し、その傾きΔＩ_Ｌｏｆｆは、ΔＩ_Ｌｏｆｆ＝（Ｖ_ｄｓ−Ｖ_ｏ）／Ｌと表される。

これらの式より、母線電圧指令値であるＶ_ｏ、整流電圧であるＶ_ｄｓ及びオンデューティーＤ_ｏｎが、上記の式の関係を満たすとき、スイッチング素子３８がオンする期間とオフする期間での電流の変化量が等しくなる。

また、オンデューティーＤ_ｏｎが、上記の式の関係よりも大きい場合には、スイッチング素子３８がオンする期間における電流の変化量が、オフする期間における電流の変化量よりも大きくなる。

図４は、スイッチング素子３８がオンする期間における電流の変化量が、オフする期間における電流の変化量より大きくなる場合の電流波形を示す図である。図４に示すように、スイッチング素子３８の開閉を繰り返すことによって、電流は次第に増加していく。

また、オンデューティーＤ_ｏｎが、上記の式の関係よりも小さい場合には、スイッチング素子３８がオンする期間における電流の変化量が、オフする期間における電流の変化量よりも小さくなる。

図５は、スイッチング素子３８がオンする期間における電流の変化量が、オフする期間における電流の変化量より小さくなる場合の電流波形を示す図である。図５に示すように、スイッチング素子３８の開閉を繰り返すことによって、電流は次第に減少していく。

従って、リアクタ２０を交流電源１２側から負荷３６側に流れる電流の波形は、オンデューティーによって、制御することが可能である。

ここで、リアクタ電流の電流モードについて説明する。図６（ａ）〜（ｃ）は、リアクタ電流の電流モードを説明する図である。

図６（ａ）に示すように、スイッチング素子３８の１回のスイッチング（オンし、オフする）毎に、リアクタ電流がゼロとなる電流モードを不連続モードと呼ぶ。

一方、図６（ｃ）に示すように、スイッチング素子３８の１回のスイッチング（オンし、オフする）毎に、リアクタ電流がゼロとならない電流モードを連続モードと呼ぶ。連続モードでは、次にスイッチング素子３８がオンする時に、前回のスイッチング素子３８のオフ区間の電流の最終値を初期値とした挙動となる。

また、図６（ｂ）に示すように、スイッチング素子３８のオフ区間に電流がゼロとなったと同時に、次のスイッチング素子３８のオン区間が始まる電流モードを、前記不連続モードと前記連続モードの境界という意味で、臨界モードと呼ぶ。

図１に示すように、交流電源１２として３相交流電源を用いて、交流電圧を整流回路部１４で整流する場合には、各相の入力電流は、電源電圧周期の１８０度中に１２０度の通電区間を有する。

また、この通電区間における電流は、その通電区間に、リアクタ２０を交流電源１２側から負荷３６側に流れる電流と等しい。

したがって、上記説明したようにオンデューティーを制御して変化させると、リアクタ２０に流れる電流の波形が変化し、このとき各相の入力電流の波形も変化する。このようにして、チョッパー回路部１８によって、母線電圧を昇圧するのみならず、力率の向上と入力電流に含まれる高調波成分の低減も可能となる。

図７（ａ），（ｂ）は、不連続モードにおける波形である。図７（ａ）は、不連続モードにおいてオンデューティーが大きい場合の波形を示し、図７（ｂ）は、不連続モードにおいてオンデューティーが小さい場合の波形を示す。

図８（ａ），（ｂ）は、連続モードにおける波形である。図８（ａ）は、連続モードにおいてオンデューティーが大きい場合の波形を示し、図８（ｂ）は、連続モードにおいてオンデューティーが小さい場合の波形を示す。

ここで、演算部３４において算出するリアクタ損について説明する。リアクタ損は、一般に、銅損と鉄損に大別される。銅損は、リアクタ２０の巻線の抵抗成分によって発生する損失である。鉄損は、磁気的な損失であり、渦電流損とヒステリシス損に分けられる。時間変化する磁界中にあるリアクタ２０のコア内には電磁誘導によって磁束の変化を打ち消すように、磁束と垂直な面に流れる渦状の誘導電流（渦電流）が発生する。このコア内に渦電流が流れることで発生する損失を渦電流損と呼ぶ。

また、コアの磁化は、磁界の強さで一意に決まらず、それまでに加えた磁界の履歴に影響される（ヒステリシス特性）。このコアの磁化のヒステリシス特性から生じる損失をヒステリシス損と呼ぶ。

銅損Ｐ_ｃは、巻線抵抗をＲ、巻線に流れる電流（リアクタ電流）をＩ_Ｌとすると、Ｐ_ｃ＝Ｒ＊Ｉ_Ｌ ^２で表される。

渦電流損Ｐ_ｅは、コアの導電率χ、誘導電界をＥとすると、Ｐ_ｅ＝χ＊Ｅ^２で表される。

ヒステリシス損Ｐ_ｈは、交流磁界の周波数をｆ、ヒステリシスループの面積をωhとすると、Ｐ_ｈ＝ｆ＊ωhで表される。

これらの損失のうち、磁気的な損失である渦電流損Ｐ_ｅとヒステリシス損Ｐ_ｈは、実測が困難であり、従来はリアクタの損失（鉄損）を把握するのは困難であった。

なお、特許文献１に開示された技術によれば、磁気的な損失である鉄損を精度良く演算することができるが、演算が複雑であるため、演算装置における演算負荷が高い。

本発明では、銅損Ｐ_ｃ、渦電流損Ｐ_ｅ及びヒステリシス損Ｐ_ｈの総和であるリアクタ損Ｐ_Ｌを簡易な方法にて把握する。

ここで、リアクタ２０の前後における電力について説明する。図９は、リアクタ２０の前後における電力を説明するための図である。リアクタ２０の前段の電力（リアクタ２０の入力電力）は、整流された電圧Ｖ_ｄｓとリアクタ電流Ｉ_Ｌの積である。

また、リアクタ２０の後段の電圧は、整流された電圧Ｖ_ｄｓからリアクタ２０の電圧Ｖ_Ｌだけ電圧降下するため、Ｖ_ｄｓ−Ｖ_Ｌとなる。従って、リアクタ２０の後段の電力（リアクタ２０の出力電力）は、リアクタ２０の後段における電圧Ｖ_ｄｓ−Ｖ_Ｌとリアクタ電流Ｉ_Ｌの積である。リアクタ２０の入力電力と出力電力の差が、リアクタ２０における全損失であるため、リアクタ損Ｐ_Ｌは、Ｐ_Ｌ＝Ｖ_ｄｓ＊Ｉ_Ｌ−（Ｖ_ｄｓ−Ｖ_Ｌ）＊Ｉ_Ｌ＝Ｖ_Ｌ＊Ｉ_Ｌで表される。

従って、リアクタ２０の両端の電圧Ｖ_Ｌとリアクタ電流Ｉ_Ｌの積によりリアクタ損Ｐ_Ｌを求めることができる。

図１０（ａ）は、リアクタ２０の電流の波形を示す図であり、図１０（ｂ）は、リアクタ２０の両端の電圧の波形を示す図であり、図１０（ｃ）は、これらの積の波形を示す図である。

前述したように、リアクタ２０の両端の電圧とリアクタ２０の電流は、スイッチング素子３８の状態によって異なる。スイッチング素子３８がオンしている区間では、リアクタ２０の両端の電圧がＶ_ｄｓであり、リアクタ２０の電流の変化量はΔＩ_Ｌｏｎ＝Ｖ_ｄｓ／Ｌである。スイッチング素子３８がオフしている区間では、リアクタ２０の両端の電圧がＶ_ｄｓ−Ｖ_ｏであり、リアクタ２０の電流の変化量はΔＩ_Ｌｏｆｆ＝（Ｖ_ｄｓ−Ｖ_ｏ）／Ｌである。リアクタ２０の両端の電圧とリアクタ２０の電流の積は、その時刻におけるリアクタ損Ｐ_Ｌの瞬時値であり、単位時間あたりのリアクタ損Ｐ_Ｌは、リアクタ２０の両端の電圧とリアクタ２０の電流の積を単位時間中積算したものである。

ここで、本実施の形態においては、上記説明したように、短絡制御部３２及び演算部３４は、例えばマイコンによって構成されていればよい。短絡制御部３２及び演算部３４がマイコンによって構成されている場合、電流検出部２８及び電圧検出部３０にて検出した情報は、マイコンに離散的に取り込まれる。これらの情報が取り込まれる検出（サンプリング）タイミングは、例えば、上記説明したような三角波のキャリア信号の上下のピーク（山ピーク及び谷ピーク）に同期すると、スイッチング素子３８の１回のスイッチング（１つのオン期間と１つのオフ期間の合計）あたりに１回または２回となる。

なお、ここで、スイッチング素子３８の駆動パルス生成とは異なる周波数を持つタイマを用いてサンプリング周波数を上げ、リアクタ損の瞬時値を細かに算出すると、マイコンの演算負荷が増大し、マイコンの使用数の増加やマイコンのスペックの向上によってコストの増大を引き起こす問題がある。

そこで、本実施の形態では、スイッチング素子３８の１つのオン期間と１つのオフ期間にそれぞれ１回ずつのサンプリングを行うことで、演算負荷を増大させずにリアクタ損を算出する方法について、図１１（ａ）〜（ｃ）を参照して説明する。

図１１（ａ）〜（ｃ）は、このような演算負荷を増大させずにリアクタ損を算出する方法を説明するための図である。図１１（ａ）は、リアクタ２０の電流の波形を示す図であり、図１１（ｂ）は、リアクタ２０の両端の電圧の波形を示す図であり、図１１（ｃ）は、これらの積の波形を示す図である。

スイッチング素子３８のオン区間の中心は、三角波のキャリア信号の谷ピークに同期し、スイッチング素子３８のオフ区間の中心は、三角波のキャリア信号の山ピークに同期する（図３２を参照）。ここで、図３２は、三角波のキャリア信号と、オンデューティー値と、駆動信号と、リアクタ電流の関係を示す概略図である。図３２（ａ）は三角波のキャリア信号及びオンデューティー値を示す図であり、図３２（ｂ）は駆動信号を示す図であり、図３２（ｃ）はリアクタ電流を示す図である。三角波キャリアとタイマ値（オンデューティー値）の比較により駆動信号が生成され、該駆動信号に基づいてスイッチング素子のオンオフを制御すると、スイッチング素子がオンしているときにはリアクタ電流は直線的に増加し、オフしているときにはリアクタ電流は直線的に減少するため、リアクタ電流も三角波状になる。そして、オン区間のリアクタ２０の両端の電圧とリアクタ電流の積（面積Ｓ_ｏｎ）は、Ｓ_ｏｎ＝（Ｖ_ｄｓ＊Ｉ_Ｌｏｎ）＊（Ｄ_ｏｎ＊Ｔ_ｓｗ）で表される。

また、オフ区間のリアクタ２０の両端の電圧とリアクタ電流の積（面積Ｓ_ｏｆｆ）は、Ｓ_ｏｆｆ＝｛（Ｖ_ｄｓ−Ｖ_ｏ）＊Ｉ_Ｌｏｆｆ｝＊｛（１−Ｄ_ｏｎ）＊Ｔ_ｓｗ｝で表される。

ここで、Ｉ_Ｌｏｎは三角波のキャリア信号の谷ピーク（オン区間の中心）におけるリアクタ電流であり、Ｉ_Ｌｏｆｆは三角波のキャリア信号の山ピーク（オフ区間の中心）におけるリアクタ電流であり、Ｔ_ｓｗはスイッチング周期である。Ｓ_ｏｎとＳ_ｏｆｆの合計が、スイッチング素子３８の１回のスイッチングあたりの損失である。

ここで、本実施の形態の例では、Ｖ_ｄｓを直接検出していない。例えば、マイコンへ取り込む情報が、リアクタ電流と母線電圧というように複数ある場合には、マイコンへ取り込む際のアナログ−ディジタル変換（ＡＤ変換）に時間を要する。このため、サンプリングタイミングを三角波のキャリア信号の山ピーク及び谷ピークと設定しても、例えばリアクタ電流、母線電圧の順にＡＤ変換を行うと、リアクタ電流と母線電圧のサンプリングタイミングは、厳密には数μｓ程度の時間差が生じることになる。この時間差を利用すれば、ある一点（例えば三角波のキャリア信号の山ピークまたは谷ピーク）を基点として同一の項目を複数回取り込むことで、その変化を検出することができる。例えば、三角波のキャリア信号の谷ピークを基点にリアクタ電流を複数回検出すれば、スイッチング素子３８のオン区間の傾きΔＩ_Ｌｏｎを検出することができる。三角波のキャリア信号の山ピークでも同様に、オフ区間の傾きΔＩ_Ｌｏｆｆを検出することができる。Ｖ_ｄｓもΔＩ_Ｌｏｎ＝Ｖ_ｄｓ／Ｌにより求めることができる。

なお、リアクタには電流−インダクタンス値の直流重畳特性があり、一般にリアクタ電流が増大すると、インダクタンス値が減少する。直流重畳特性のよい（高い電流値までインダクタンス値減少が少ない）リアクタであれば、インダクタンス値Ｌを固定値として、上記方法でＶ_ｄｓを求めればよい。直流重畳特性の悪い（低い電流値でもインダクタンス値が減少する）リアクタであれば、例えば直流重畳特性をテーブルデータとして記憶させておき、Ｖ_ｄｓを算出する際にはリアクタ電流に応じたインダクタンス値Ｌを用いてＶ_ｄｓを求める構成としてもよい。

ただし、上記の方法を用いず、Ｖ_ｄｓを検出するための電圧検出部を別途設けて電圧を直接検出することで精度を上げてもよい。なお、Ｖ_ｄｓは、交流電源１２の電圧に応じて変化するが、スイッチング素子３８のスイッチング周波数が電源周波数に対して十分に高ければ、一定値として扱うことができる。

また、スイッチング素子３８の１スイッチング区間（１つのオン期間と１つのオフ期間の合計）におけるリアクタ電流のピーク値Ｉ_{Ｌｐｅａｋ}を用いることで、オン区間中のリアクタ損瞬時値の最大値Ｖ_ｄｓ＊Ｉ_{Ｌｐｅａｋ}や、オフ区間中のリアクタ損瞬時値の最大値（Ｖ_ｄｓ-Ｖ_ｏ）＊Ｉ_{Ｌｐｅａｋ}を求めることができる。このとき、Ｉ_{Ｌｐｅａｋ}については、ΔＩ_ＬｏｎとＤ_ｏｎとＴ_ｓｗからスイッチング素子３８のその１スイッチング区間における電流ピークを算出してもよいし、三角波のキャリア信号の谷ピークを基点にＤ_ｏｎ＊Ｔ_ｓｗ／２だけ遅れたタイミングで検出してもよい。

また、不連続モードや臨界モードでは、スイッチング素子３８がオンする瞬間の電流初期値はゼロであるため、上記と同様に三角波のキャリア信号の谷ピークでサンプリングするのみで、オン区間での傾きを算出することができる。

このように算出することのできるリアクタ２０における損失は、電力変換装置の全損失の中でも大きな割合を占め、発熱も大きい。そのため、リアクタ２０の放熱性を向上するためにヒートシンク等の放熱対策を施すことが必要であり、リアクタ２０における損失はコストにも大きな影響を及ぼすものである。

本発明においては、上記のようにリアクタ損を算出し、予め設定した発熱量の閾値を超える場合には機器の動作（負荷）を停止する等して制限することで、リアクタ２０における発熱を抑制することができる。このようにして、リアクタ２０における放熱対策を従来よりも簡素化し、または不要なものとすることで、コスト低減を図ることができる。

なお、短絡制御部３２は、図１２に示すように、リアクタ電流を制御する構成を有していてもよい。図１２は、リアクタ電流を制御する構成を有する短絡制御部３２を示す図である。図１２において、母線電圧制御部４２は、母線電圧指令値Ｖ_ｏ ^＊と電圧検出部３０の検出値Ｖ_ｏの偏差より、リアクタ電流指令値を算出する。リアクタ電流制御部４６は、電流指令値Ｉ_Ｌ ^＊と電流検出部２８の検出値の偏差を算出し、オンデューティーを得る。ここで、電流指令値Ｉ_Ｌ ^＊は、短絡制御部３２にて生成される。オンデューティーの算出には、比例積分制御（ＰＩ制御）等を行う。これにより、リアクタ電流の制御を行うことができ、力率の向上や入力電流の高調波低減等の効果を高めることができる。このような構成においても、リアクタ損の算出が可能であり、同様の効果が得られる。

なお、本実施の形態では、短絡部の開閉が、電圧検出部の検出信号のみを用いて制御される場合と、電圧検出部の検出信号と電流検出部の検出信号の双方を用いて制御される場合について説明したが、短絡部の開閉が、電流検出部の検出信号のみを用いて制御されていてもよい。

実施の形態２．
本発明の電力変換装置は、実施の形態１にて説明したものに限定されない。図１３〜３１は、本実施の形態の電力変換装置の構成例を示す図である。

なお、本実施の形態において、実施の形態の図１と同様の構成であるものには同じ符号を付し、また、当該構成が複数設けられている場合には、符号に小文字のアルファベットを付すものとする。また、以下の説明において、図示していない部分は、図１と同様の構成とする。

図１３は、交流電源１２を単相交流電源とした電力変換装置を示す。図１３に示すように、単相交流電源に対して本発明を適用することもできる。

図１４は、交流電源１２を単相交流電源とし、チョッパー回路部１８ａ，１８ｂをデュアル接続した電力変換装置を示す図である。図１４に示すように、交流電源１２を単相交流電源とし、２つのチョッパー回路部をデュアル接続とした電力変換装置にも本発明を適用することができる。

図１５は、図１４の構成に対して、交流電源１２を三相交流電源とした電力変換装置を示す図である。図１５に示すように、交流電源１２を三相交流電源とし、２つのチョッパー回路部をデュアル接続とした電力変換装置にも本発明を適用することができる。

図１６は、交流電源１２を単相交流電源とし、リアクタ２０を介して交流電源１２を短絡する短絡部２２と、直列に接続された２つの平滑化コンデンサ４０ａ，４０ｂにより構成された平滑化部２６と、を備える電力変換装置を示す図である。なお、図１６には、短絡用スイッチとして、例えばＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を一つ用いる場合における一般的な構成を示している。

図１６の短絡部２２は、４つのダイオード素子をブリッジ接続した短絡用の整流回路部と、短絡用スイッチと、を備える。図１６のように交流電源を短絡する場合には、位相によって短絡部２２に流れる電流の向きが異なる。

また、図１６に示す平滑化部２６は、２つの平滑化コンデンサ４０ａ，４０ｂにより構成されており、リアクタ２０が接続されている端子のほうが高電位である場合、短絡用スイッチがオフしていると、平滑化コンデンサ４０ａのコンデンサが充電される。リアクタ２０が接続されている端子のほうが低電位である場合、平滑化コンデンサ４０ｂが充電され、負荷３６に印加される電圧は全波整流のときの２倍となる。そして、短絡部２２に設けられた短絡用スイッチがオンすると、短絡部２２に電流が流れる。

図１７は、図１６の構成に対して、スイッチ４８が設けられている電力変換装置を示す図である。図１６の整流回路部１４におけるダイオード素子が直列接続された部分と、２つの平滑化コンデンサ４０ａ，４０ｂが接続された部分が、スイッチ４８を介して接続されている。図１７に示す構成とすることで、全波整流と倍電圧整流の切り替えを行うことができる。

図１８は、短絡部２２が２つの双方向スイッチにより構成され、短絡部２２の２つの双方向スイッチの間に共振コンデンサ５０が設けられている電力変換装置を示す図である。図１８に示す構成とすることで、共振コンデンサ５０とリアクタ２０の共振を利用して電力供給を行うことができる。

図１９は、図１８と同様に共振コンデンサ５０を有し、平滑化部２６が、図１６等と同様に、直列に接続された２つの平滑化コンデンサ４０ａ，４０ｂにより構成されている電力変換装置を示す図である。図１９に示す構成とすることで、図１８と同様に、共振コンデンサ５０とリアクタ２０の共振を利用して電力供給を行うことができる。なお、図１９に示す構成では、平滑化部２６からの逆流を防止するための逆流防止素子２４ａ，２４ｂが設けられている。

図２０は、単相交流電源の双方の端子にそれぞれリアクタ２０ａ，２０ｂが接続されている電力変換装置を示す図である。図２０に示す構成では、リアクタ２０ａ，２０ｂとダイオード素子１６ａ，１６ｂとの間には、それぞれ短絡部２２ａ，２２ｂが接続され、短絡部２２ａ，２２ｂには、それぞれ並列に還流ダイオード５２ａ，５２ｂが接続されている。図２０に示す構成とすることで、交流電源１２のそれぞれの端子のうち、電位の高い位相となったほうの短絡部を短絡させることができる。

図２１は、図１６等と同様に、直列に接続された平滑化コンデンサ４０ａ，４０ｂにより平滑化部２６が構成され、ダイオード素子１６ａとダイオード素子１６ｃの間には短絡部２２ａが接続され、ダイオード素子１６ｂとダイオード素子１６ｄの間には短絡部２２ｂが接続されている電力変換装置を示す図である。短絡部２２ａ，２２ｂは双方向スイッチであり、例えば、他の図と同様に整流回路とスイッチにより構成してもよいし、複数のスイッチにより構成してもよい。

図２２は、短絡部２２をダイオードブリッジと２つのスイッチで構成した電力変換装置を示す図である。

図２３は、図１３に示す構成に対して、リアクタ２０を交流電源１２の端子側に移動させた構成の電力変換装置を示す図である。

図２４は、図２３に示す構成に対して、直列に接続されたダイオード素子１６ａ，１６ｃの間、ダイオード素子１６ｂ，１６ｄの間のそれぞれに逆流防止素子２４ａ，２４ｂと短絡部２２ａ，２２ｂが接続された構成の電力変換装置を示す図である。

図２５は、図１３に示す構成に対して、スイッチング素子３８を有する短絡部と逆流防止素子が除かれた構成であって、逆流防止素子とスイッチング素子とコンデンサにより構成された部分５４ａ，５４ｂが設けられた構成の電力変換装置を示す図である。

なお、上記の説明では、図１５を除き、交流電源１２を単相交流電源とする場合について説明したが、図１と同様に、三相交流電源に対して本発明を適用してもよい。図２６〜図３１は、交流電源１２を三相交流電源とする電力変換装置の構成例を示す図である。

本実施の形態にて示す図１３〜３１の電力変換装置に本発明を適用することで、実施の形態１にて説明した電力変換装置１０と同様の効果を享受する。すなわち、図１３〜３１においても、検出素子などを新たに設けることなく、演算負荷を大幅に増大させることなく簡易な方法にてリアクタ損を把握することができる。さらには、リアクタ損を把握することで電力変換装置の動作を必要に応じて制限し、リアクタと電力変換装置を保護することができる。

以上のように、本発明に係る電力変換装置は、リアクタ損を把握し、さらには保護することができるため、長期間使用される電力変換装置として有用である。

１０電力変換装置、１２交流電源、１４整流回路部、１６ａ〜１６ｆダイオード素子、１８，１８ａ，１８ｂチョッパー回路部、２０，２０ａ〜２０ｃリアクタ、２２，２２ａ〜２２ｃ短絡部、２４，２４ａ，２４ｂ逆流防止素子、２６平滑化部、２８電流検出部、３０電圧検出部、３２短絡制御部、３４演算部、３６負荷、３８，３８ａ，３８ｂスイッチング素子、４０，４０ａ，４０ｂ平滑化コンデンサ、４２母線電圧制御部、４４駆動パルス生成部、４６リアクタ電流制御部、４８スイッチ、５０共振コンデンサ、５２ａ〜５２ｃ還流ダイオード、５４ａ，５４ｂ逆流防止素子とスイッチング素子とコンデンサにより構成された部分。

Claims

交流電源と負荷の間に配置される電力変換装置であって、
前記交流電源の電圧を整流する整流回路部と、
前記整流回路部より前記負荷側の直流電圧を平滑化する平滑化部と、
前記平滑化部より前記交流電源側に配置され、前記交流電源を短絡する短絡部と、
前記短絡部より前記交流電源側に配置されたリアクタと、
前記短絡部の開閉を制御する短絡制御部と、
前記平滑化部の出力電圧を検出する電圧検出部と、
前記リアクタの電流を検出する電流検出部と、
少なくとも前記電圧検出部と前記電流検出部の検出信号を用いて前記リアクタの損失を算出する演算部と、を備え、
前記短絡部の開閉は、前記電圧検出部と前記電流検出部の検出信号の少なくとも一方を用いて前記短絡制御部により制御される電力変換装置。
前記平滑化部から前記交流電源側への電流の逆流を防止する逆流防止素子が備えられた請求項１に記載の電力変換装置。
前記演算部は、
前記電圧検出部と前記電流検出部の検出信号を離散的なタイミングで検出し、
前記離散的な検出タイミングにおける前記短絡部の開閉状態に基づいた算出式にてリアクタ損を算出することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
前記演算部にて算出した前記リアクタの損失に基づいて、前記短絡部の開閉を制限することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の電力変換装置が備える前記リアクタのリアクタ損の算出方法であって、
前記平滑化部の出力電圧を検出する第１のステップと、
前記リアクタの電流を検出する第２のステップと、
少なくとも前記第１のステップにて検出した信号と前記第２のステップにて検出した信号により前記リアクタの損失を算出する第３のステップと、を含むことを特徴とするリアクタ損の算出方法。
請求項５に記載のリアクタ損の算出方法により前記リアクタ損を算出する第４のステップと、
前記リアクタ損を算出した結果に基づいて、前記リアクタの発熱量が閾値を超える場合には前記短絡部の開閉を制限する第５のステップと、を含むことを特徴とするリアクタの保護方法。
交流電源と負荷の間に配置され、リアクタが備えられた電力変換装置であって、
前記リアクタよりも負荷側に設けられた平滑化部と、
前記平滑化部の出力電圧を検出する電圧検出部と、
前記リアクタの電流を検出する電流検出部と、
少なくとも前記電圧検出部と前記電流検出部の検出信号を用いて前記リアクタの損失を算出する演算部と、を備える電力変換装置。