WO2019026729A1 - 電源装置、駆動装置、制御方法、及びプログラム - Google Patents

電源装置、駆動装置、制御方法、及びプログラム Download PDF

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  • FIG. 21 is a flowchart showing a control method of the drive device in the third embodiment.
  • controller 19 for example, a formula that represents a basic advance angle [delta] b as a function of the rotational speed of the rotor, by substituting the measured value of the rotational speed of the rotor, based on the measured value of the rotational speed of the rotor
  • the basic advance angle ⁇ b can be calculated.

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Abstract

電源装置に備わる平滑コンデンサの劣化を抑制する。電源装置１は出力部１３と入力部１１と整流回路１５とスイッチング回路１７とコントローラ１９とを備える。入力部１１は交流入力Ｖｉｎを入力する。整流回路１５は、平滑コンデンサＳＣを有し、交流入力Ｖｉｎを整流出力Ｖｏｕｔに変換する。スイッチング回路１７は、入力インピーダンスが低いオン状態と、入力インピーダンスがオン状態よりも高いオフ状態と、を切り替える。コントローラ１９は、スイッチング回路１７をオン状態とオフ状態との間で切り替える制御を実行する際に、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖｒｍａｘとなるまでの期間内に、変調デューティ比ＤＲの変調幅が最大値となる期間の少なくとも一部を含むよう、変調デューティ比ＤＲを設定する。

Description

電源装置、駆動装置、制御方法、及びプログラム
　本発明は、交流入力を所定の出力に変換して負荷に出力する電源装置、当該電源装置の負荷をモータとした駆動装置、当該電源装置の制御方法、当該制御方法をコンピュータに実行させるプログラムに関する。
　従来、交流入力を直流出力に変換して出力する電源装置が知られている。この電源装置は、所定の周期にてオン状態とオフ状態とが切り替わるスイッチング素子を含んでおり、スイッチング素子がオン状態（又はオフ状態）である期間の上記の所定の周期に対する割合（デューティ比と呼ばれる）を調整することで、当該電源装置により駆動する負荷に供給する直流出力の電力を調整できる。また、交流入力を直流出力に変換する電源装置には、直流出力を一定の電圧に保持するためのコンデンサ（平滑コンデンサと呼ばれる）が備わっている（例えば、特許文献１）。
特開平１１－１７９５５９号公報
　上記の電源装置において、例えば、整流回路から平滑コンデンサに電流が供給されず平滑コンデンサを充電できないときには、平滑コンデンサが放電することにより、直流出力の電圧が低下する。一方、整流回路から平滑コンデンサに電流が供給されるときには、平滑コンデンサが充電される。これにより、放電により低下していた直流出力の電圧を再度上昇できる。
　すなわち、上記の電源装置では、平滑コンデンサが放電と充電とを周期的に繰り返すことで、直流出力の電圧（の平均値）を一定とできる。
　その一方、電源装置が作動中に平滑コンデンサが放電と充電とを繰り返すことは、平滑コンデンサには電源装置の作動中に常に電流が流れていることを意味している。この結果、平滑コンデンサは電源装置を使用する毎に劣化し、当該平滑コンデンサの劣化が電源装置の寿命を短縮させる要因となっていた。
　本発明は、電源装置に備わる平滑コンデンサの劣化を抑制することを目的とする。
　本願の例示的な一実施形態の電源装置は、出力部と、入力部と、整流回路と、スイッチング回路と、コントローラと、を備える。出力部は、負荷を接続する。入力部は、電圧が正と負の間で所定の周期にて変動する交流入力を入力する。整流回路は、入力部から入力した交流入力を、電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力に変換する回路である。整流回路は、整流出力を平滑化する平滑コンデンサを有する。スイッチング回路は、平滑コンデンサを入力として接続し、出力部を出力として接続し、平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、当該入力インピーダンスがオン状態のときよりも高いオフ状態と、を交流入力の所定の周期よりも短いスイッチング周期にて切り替える。
　コントローラは、オン状態を維持する期間のスイッチング周期に対する割合であるデューティ比を、整流出力の変動に従って変調させた変調デューティ比を出力しつつ、スイッチング回路をオン状態とオフ状態との間で切り替える制御を実行する際に、平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内に、変調デューティ比の変調幅が最大値となる期間の少なくとも一部を含むよう、変調デューティ比を設定する。
　本願の例示的な一実施形態の電源装置では、平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低い状態を、平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内、すなわち、平滑コンデンサが充電する期間内においてより長くすることで、平滑コンデンサに流れる電流量を抑制し、平滑コンデンサの劣化を抑制できる。
図１は、実施の形態１に係る駆動装置の構成を示す図である。 図２は、交流入力の電圧波形の一例を示す図である。 図３Ａは、全波整流を模式的に示す図である。 図３Ｂは、半波整流を模式的に示す図である。 図４は、整流出力の電圧波形の一例を示す図である。 図５は、駆動装置の詳細構成を示す図である。 図６は、スイッチング回路の各スイッチング素子の動作を表すタイムチャートの一例を示す図である。 図７は、実施の形態１における駆動装置（電源装置）の制御方法を示すフローチャートである。 図８は、駆動装置にて設定される変調デューティ比の変動の一例を示す図である。 図９は、変調デューティ比の遅延の有無による負荷電流の一例を示す図である。 図１０は、リプル電圧及びリプル電流の変調デューティ比の遅延時間の依存性の一例を示す図である。 図１１は、過大な遅延時間を設定したときの変調デューティ比の変動と負荷電流の一例を示す図である。 図１２は、各スイッチング素子に対して設定される基本デューティ比の一例を示す図である。 図１３は、各スイッチング素子の変調デューティ比の一例を示す図である。 図１４は、基本デューティ比の変動周波数をより大きくしたときの変調デューティ比の一例を示す図である。 図１５は、基本デューティ比の変動周波数をさらに大きくしたときの変調デューティ比の一例を示す図である。 図１６は、各スイッチング素子に対して設定される基本デューティ比の他の一例を示す図である。 図１７は、変調デューティ比の変調幅と各スイッチング素子の変調デューティ比の他の一例を示す図である。 図１８は、基本デューティ比の変動周波数をより大きくしたときの変調デューティ比の変調幅と変調デューティ比の他の一例を示す図である。 図１９は、基本デューティ比の変動周波数をさらに大きくしたときの変調デューティ比の変調幅と変調デューティ比の他の一例を示す図である。 図２０は、進角変調を模式的に表すタイムチャートの一例を示す図である。 図２１は、実施の形態３における駆動装置の制御方法を示すフローチャートである。 図２２は、進角の算出方法を示すフローチャートである。 図２３は、駆動装置にて設定される進角の変動の一例を示す図である。 図２４は、進角変調の有無による負荷電流の一例を示す図である。 図２５は、進角変調の遅延の有無による負荷電流の一例を示す図である。 図２６は、リプル電流の進角の遅延時間の依存性の一例を示す図である。 図２７は、負荷電流の最大値の進角の遅延時間の依存性の一例を示す図である。 図２８は、デューティ比／進角の算出方法の他の実施形態（その１）を示す図である。 図２９は、デューティ比／進角の算出方法の他の実施形態（その２）を示す図である。 図３０は、デューティ比／進角の算出方法の他の実施形態（その３）を示す図である。
　以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。なお、本発明の範囲は、以下の実施形態に限定されず、本発明の技術的思想の範囲内で任意に変更可能である。
　以下の説明において、「スイッチング素子のオン」とは、スイッチング素子の両端間を電気的に接続するか、又は、低インピーダンス状態とすることを意味する。一方、「スイッチング素子のオフ」とは、スイッチング素子の両端間を電気的に切断するか、又は、高インピーダンス状態とすることを意味する。
（実施の形態１）
［１－１．駆動装置の構成］
　図１は、実施の形態１に係る駆動装置１００の構成を示す図である。駆動装置１００は、電源装置１と、負荷ＬＯと、を有する。電源装置１は、交流電力を所定の電気出力（高周波出力）に変換して負荷ＬＯに出力する。負荷ＬＯは、例えば、モータ、誘導加熱（ＩＨ）装置などである。モータは、例えば、同期モータ、誘導モータなどのブラシレスモータである。
　負荷ＬＯをモータとして用いた駆動装置１００は、たとえは、掃除機の吸引装置、電動工具の駆動装置、車両の駆動装置、などとして使用できる。負荷ＬＯを誘導加熱装置として用いた駆動装置１００は、例えば、ＩＨ調理器の駆動装置などとして使用できる。
［１－２．電源装置の全体構成］
　図１に示すように、電源装置１は、入力部１１と、出力部１３と、整流回路１５と、スイッチング回路１７と、コントローラ１９と、を備える。
　入力部１１は、交流電源ＰＳを整流回路１５に接続する接続端子である。本実施形態において、交流電源ＰＳは、２つの極を有する単相の交流電源である。交流電源ＰＳは、図２に示すように、電圧が正と負の間で所定の周波数にて正弦波状に変動する交流入力Ｖｉｎを出力する。交流電源ＰＳが商用の電源の場合には、上記の所定の周波数は、例えば、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚである。
　入力部１１に接続される交流電源ＰＳは、例えば、一般に供給される家庭用又は商用の交流電源、インバータ電源、交流発電機などである。なお、入力部１１は、変圧器（図示せず）を介して交流電源ＰＳを接続してもよい。この場合、入力部１１は、交流電源ＰＳから出力される電圧よりも低い又は高い交流入力Ｖｉｎを入力する。
　出力部１３は、駆動装置１００にて駆動する負荷ＬＯを、スイッチング回路１７に接続する接続端子である。
　整流回路１５は、整流部１５１と、平滑コンデンサＳＣと、を有する。整流部１５１は、入力部１１から入力した交流入力Ｖｉｎを、電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力Ｖｏｕｔに変換する回路である。後述するように、整流部１５１は、主に整流素子から構成される。
　後述するように、本実施形態の整流部１５１は、図３Ａに示すような、交流入力Ｖｉｎの正側の電圧を通過させる一方、負側の電圧を正側の電圧に反転して通過させる全波整流回路である。これにより、整流部１５１は、交流入力Ｖｉｎの交流周期（所定の周期）の全域に亘り、正の電圧を有する整流出力Ｖｏｕｔを出力する。
　他の実施形態において、整流部１５１は、上記とは逆に、交流入力Ｖｉｎの負側の電圧を通過させる一方、正側の電圧を負側に反転して通過させる全波整流回路であってもよい。この場合、整流部１５１は、交流入力Ｖｉｎの交流周期（所定の周期）の全域に亘り、負の電圧を有する整流出力Ｖｏｕｔを出力する。
　さらなる他の実施形態において、整流部１５１は、図３Ｂに示すように、交流入力Ｖｉｎの正側の電圧、又は、負側の電圧の一方を通過させる一方、他方を通過させない半波整流回路であってもよい。これにより、整流部１５１は、交流入力Ｖｉｎの交流周期のうちの半周期のみに正又は負の電圧を有する整流出力Ｖｏｕｔを出力する。
　平滑コンデンサＳＣは、整流出力Ｖｏｕｔを「平滑化」するコンデンサである。具体的には、平滑コンデンサＳＣは、例えば、図３Ａに示すような交流入力Ｖｉｎを電圧の正側に整流した電圧出力を、図４に示すような、平均電圧Ｖａｖｅを有し、当該平均電圧Ｖａｖｅの近傍で周期的に変動する整流出力Ｖｏｕｔとする。平均電圧Ｖａｖｅの近傍で周期的に変動する電圧は、「リプル電圧」と呼ばれることもある。なお、平滑コンデンサＳＣの電圧は、整流出力Ｖｏｕｔに対応する。
　上記の「リプル電圧」は、主に、平滑コンデンサＳＣの充電と放電とが繰り返されることにより生じ、その変動幅は、特に平滑コンデンサＳＣが有する時定数により決まる。従って、平滑コンデンサＳＣとしては、例えば、電解コンデンサなどの容量の大きな（時定数の大きい）コンデンサを用いる。これにより、「リプル電圧」の変動幅を減少し、平均電圧Ｖａｖｅにて電圧がほぼ一定した整流出力Ｖｏｕｔを出力できる。
　スイッチング回路１７の入力は、平滑コンデンサＳＣに並列接続される。スイッチング回路１７は、主に、コントローラ１９によりオンとオフが制御されるスイッチング素子により構成される回路である。スイッチング素子のオンとオフとを制御することで、スイッチング回路１７は、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、当該入力インピーダンスがオン状態のときよりも高いオフ状態と、を切り替える。
　上記の入力インピーダンスは、スイッチング回路１７と、スイッチング回路１７の出力を接続する出力部１３と、出力部１３に接続された負荷ＬＯと、を含めた平滑コンデンサＳＣからのインピーダンスとして定義する。
　スイッチング回路１７は、交流入力Ｖｉｎの交流周期よりも短いスイッチング周期にてオン状態とオフ状態を切り替える。後述するように、本実施形態のスイッチング回路１７は、オン状態とオフ状態の切り替えパターンを適宜調整されることにより、任意の周波数と任意の大きさの電力とを有する交流出力を負荷ＬＯに出力するインバータである。
　他の実施形態において、スイッチング回路１７は、例えば、昇圧チョッパ方式のコンバータ、降圧チョッパ方式のコンバータ、ＬＬＣコンバータ、疑似共振フライバックコンバータ、などであってもよい。これらのスイッチング回路１７では、これらの回路に含まれるスイッチング素子のオンとオフのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御の周波数により、スイッチング回路１７への入力電力を調整できる。
　コントローラ１９は、電源装置１を制御するシステムである。コントローラ１９は、特に、スイッチング回路１７のオン状態とオフ状態の切り替えを制御する。従って、コントローラ１９は、例えば、ＰＷＭ信号発生回路と、電位測定回路及び／又は電流測定回路と、を含んだハードウェアとして構成できる。
　または、コントローラ１９は、ＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭなどの記憶素子、Ａ／Ｄインターフェース、Ｄ／Ａインターフェースなどを含んだコンピュータシステムであってもよい。この場合、記憶素子などに記憶された、コントローラ１９により実行可能なプログラムが、コントローラ１９にて行われる電源装置１の制御を実現してもよい。
　その他、ＰＷＭ信号発生回路と、電位測定回路及び／又は電流測定回路と、を１つのチップ上に形成したＳｏＣ（Ｓｙｓｔｅｍ　ｏｎ　Ｃｈｉｐ）、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）などをコントローラ１９として使用できる。
［１－３．駆動装置の詳細構成］
　以下、実施の形態１に係る駆動装置１００の詳細構成について、図５を用いて説明する。実施の形態１に係る駆動装置１００は、図５に示すように、三相ブラシレスモータＭを負荷ＬＯとする駆動装置１００である。三相ブラシレスモータＭは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３つの相を有する。
　従って、実施の形態１に係る駆動装置１００において、三相ブラシレスモータＭの各相を接続する３つの端子が、出力部１３を構成する。以下、整流回路１５の整流部１５１と、スイッチング回路１７の詳細構成を説明する。
［１－３－１．整流部の詳細構成］
　上記のように、実施の形態１において、整流部１５１は全波整流回路である。具体的には、図５に示すように、整流部１５１は、４つの整流素子Ｄ１～Ｄ４と、インダクタ素子Ｌと、を有する。
　４つの整流素子Ｄ１～Ｄ４は、ブリッジ回路を形成している。具体的には、整流素子Ｄ１は、アノード側を、インダクタ素子Ｌを介して、入力部１１の第１入力端子Ｉ１に接続し、カソード側を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。整流素子Ｄ２は、カソード側を、インダクタ素子Ｌを介して第１入力端子Ｉ１に接続し、アノード側を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。平滑コンデンサＳＣの他端は、整流素子Ｄ１のカソード側が接続する一端とは反対側である。
　整流素子Ｄ３は、アノード側を第２入力端子Ｉ２に接続し、カソード側を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。整流素子Ｄ４は、カソード側を第２入力端子Ｉ２に接続し、アノード側を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。
　４つの整流素子Ｄ１～Ｄ４により構成される上記のブリッジ回路において、交流入力Ｖｉｎの電圧が正で、かつその絶対値が平滑コンデンサＳＣの電圧を超えるとき、整流素子Ｄ１と整流素子Ｄ４が導通状態となり、整流素子Ｄ２とＤ３が非導通状態となる。本実施形態において、交流入力Ｖｉｎの電圧は、第１入力端子Ｉ１の電位が第２入力端子Ｉ２の電位よりも高い場合を正とする。
　その結果、平滑コンデンサＳＣの電圧は、正の電圧となる。すなわち、平滑コンデンサＳＣの上記の一端側が正の電位、他端側が負の電位（０電位）となる。
　一方、交流入力Ｖｉｎの電圧が負で、かつその絶対値が平滑コンデンサＳＣの電圧を超えるとき、整流素子Ｄ２と整流素子Ｄ３が導通状態となり、整流素子Ｄ１と整流素子Ｄ４が非導通状態となる。その結果、平滑コンデンサＳＣの一端側が正の電位、他端側が負の電位（０電位）となる。すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧は、正の電圧となる。
　整流素子Ｄ１～Ｄ４としては、例えば、ＰＮダイオード、ショットキーダイオードなどのダイオードを使用できる。
　インダクタ素子Ｌは、例えば、コイルなどのインダクタンス成分を有する素子である。インダクタ素子Ｌは、一端を第１入力端子Ｉ１に接続し、他端を整流素子Ｄ１のアノード側、または、整流素子Ｄ２のカソード側を接続する。上記のように接続されたインダクタ素子Ｌは、平滑コンデンサＳＣとともにパッシブ型の力率改善回路を形成し、交流電源ＰＳからの入力電流における高調波の発生を抑制する。
　なお、上記の例では、インダクタ素子Ｌは、第１入力端子Ｉ１～整流素子Ｄ１、Ｄ２間に設けられているが、これに限られない。例えば、インダクタ素子Ｌを、第２入力端子Ｉ２～整流素子Ｄ３、Ｄ４間に設けてもよいし、その両方に設置してもよい。また、これら整流素子が、インダクタ素子Ｌに対し、入力部１１側にくるように配置してもよい。
［１－３－２．スイッチング回路の詳細構成］
　駆動装置１００の負荷ＬＯは三相ブラシレスモータＭであるので、スイッチング回路１７（モータ制御回路の一例）はインバータ回路である。具体的には、スイッチング回路１７は、６つのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６と、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６に対応して６つの整流素子Ｄ５～Ｄ１０と、を有する。
　スイッチング素子ＳＷ１は、一端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続し、他端を出力部１３のＵ端子に接続する。スイッチング素子ＳＷ１の制御極（ゲート極）は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ１は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ端子との間を接続するか、又は、切断する。
　スイッチング素子ＳＷ１に対応する整流素子Ｄ５は、アノード側の一端をＵ端子に接続し、カソード側の他端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。
　スイッチング素子ＳＷ２は、一端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続し、他端を出力部１３のＶ端子に接続する。スイッチング素子ＳＷ２の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ２は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの一端とＶ端子との間を接続するか、又は、切断する。
　スイッチング素子ＳＷ２に対応する整流素子Ｄ６は、アノード側の一端をＶ端子に接続し、カソード側の他端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。
　スイッチング素子ＳＷ３は、一端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続し、他端を出力部１３のＷ端子に接続する。スイッチング素子ＳＷ３の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ３は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの一端とＷ端子との間を接続するか、又は、切断する。
　スイッチング素子ＳＷ３に対応する整流素子Ｄ７は、アノード側の一端をＷ端子に接続し、カソード側の他端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。
　スイッチング素子ＳＷ４は、一端を出力部１３のＵ端子に接続し、他端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。スイッチング素子ＳＷ４の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ４は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの他端とＵ端子との間を接続するか、又は、切断する。
　スイッチング素子ＳＷ４に対応する整流素子Ｄ８は、アノード側の一端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続し、カソード側の他端をＵ端子に接続する。
　スイッチング素子ＳＷ５は、一端を出力部１３のＶ端子に接続し、他端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。スイッチング素子ＳＷ５の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ５は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの他端とＶ端子との間を接続するか、又は、切断する。
　スイッチング素子ＳＷ５に対応する整流素子Ｄ９は、アノード側の一端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続し、カソード側の他端をＶ端子に接続する。
　スイッチング素子ＳＷ６は、一端を出力部１３のＷ端子に接続し、他端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。スイッチング素子ＳＷ６の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ６は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの他端とＷ端子との間を接続するか、又は、切断する。
　スイッチング素子ＳＷ６に対応する整流素子Ｄ１０は、アノード側の一端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続し、カソード側の他端をＷ端子に接続する。
　スイッチング回路１７においてはオン状態とオフ状態とが高速に切り替えられるため、スイッチング回路１７に含まれるスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６は、高速なスイッチング動作が可能な素子であることが好ましい。
　従って、本実施形態において、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。その他、例えば、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタなどのスイッチング特性を有する半導体素子を使用できる。また、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６として、これら半導体素子を複数組み合わせた構成を用いてもよい。
　整流素子Ｄ５～Ｄ１０は、例えば、ＰＮダイオード、ショットキーダイオードなどのダイオードである。その他、整流素子Ｄ５～Ｄ１０は、対応するスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の内部に形成された整流素子であってもよい。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の内部に形成された整流素子は、本体ダイオード、寄生ダイオードなどと呼ばれる。
　これにより、スイッチング回路１７において整流素子Ｄ５～Ｄ１０をスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６とは個別の部品とする必要がなくなる。その結果、スイッチング回路１７の部品点数を減少できる。
　上記の構成を有するスイッチング回路１７に対して、コントローラ１９は、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の制御極に各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のオン信号とオフ信号とを印加することにより、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のオンとオフを切り替える。上記のオン信号は、例えば、正電圧信号である。一方、上記のオフ信号は、例えば、ゼロ電圧信号である。
　本実施形態において、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の切り替えのタイミングは、１２０度通電方式（後述）に基づいて決定される。具体的には、例えば、図６に示すように、ハイサイドスイッチであるスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３をＰＷＭ制御する。
　以下において、負荷ＬＯとしての三相ブラシレスモータＭは、例えば、Ｗ相巻線とＵ相巻線との間に配置されたＵ相のロータ検出素子と、Ｕ相巻線とＶ相巻線の間に配置されたＶ相のロータ検出素子と、Ｖ相巻線とＷ相巻線との間に配置されたＷ相のロータ検出素子と、を有する（いずれも、図示せず）。コントローラ１９は、これらのロータ検出素子の出力信号から、三相ブラシレスモータＭのロータがどの位置に存在するかを検知できる。
　上記のロータ検出素子としては、例えば、ロータが有する磁界を検出するホール素子を用いることができる。
　また、図６に示す例では、Ｕ相のロータ検出素子がロータの通過を検出（図６では「Ｕ相」がオン）したタイミングを時間０とし、ロータの回転周期をＴとする。また、整流出力Ｖｏｕｔの電圧は正であるとする。すなわち、平滑コンデンサＳＣのスイッチング素子ＳＷ１に接続された側の電位が、スイッチング素子ＳＷ４に接続された側の電位よりも高いとする。
　時間が０からＴ／６までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ５をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ１、Ｕ相、Ｖ相、スイッチング素子ＳＷ５、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。
　その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＵ相とＶ相との間に整流出力Ｖｏｕｔが供給される。
　一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ１をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＵ相とＶ相との間への整流出力Ｖｏｕｔの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ８～Ｕ相～Ｖ相～スイッチング素子ＳＷ５の経路で還流電流が流れる。
　時間がＴ／６から２Ｔ／６（＝Ｔ／３）までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ６をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。これにより、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ１、Ｕ相、Ｗ相、スイッチング素子ＳＷ６、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。
　これにより、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から三相ブラシレスモータＭのＵ相とＷ相との間に整流出力Ｖｏｕｔが供給される。
　一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ１をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＵ相とＷ相との間への整流出力Ｖｏｕｔの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ８～Ｕ相～Ｗ相～スイッチング素子ＳＷ６の経路で還流電流が流れる。
　Ｖ相のロータ検出素子がオンとなったタイミングであるＴ／３から３Ｔ／６（＝Ｔ／２）までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ２及びスイッチング素子ＳＷ６をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ２、Ｖ相、Ｗ相、スイッチング素子ＳＷ６、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。
　その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＶ相とＷ相との間に整流出力Ｖｏｕｔが供給される。
　一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ２をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＶ相とＷ相との間への整流出力Ｖｏｕｔの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ９～Ｖ相～Ｗ相～スイッチング素子ＳＷ６の経路で還流電流が流れる。
　時間がＴ／２から４Ｔ／６（＝２Ｔ／３）までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ２及びスイッチング素子ＳＷ４をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ２、Ｖ相、Ｕ相、スイッチング素子ＳＷ４、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。
　その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＶ相とＵ相との間に整流出力Ｖｏｕｔが供給される。
　一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ２をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＶ相とＵ相との間への整流出力Ｖｏｕｔの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ９～Ｖ相～Ｕ相～スイッチング素子ＳＷ４の経路で還流電流が流れる。
　Ｗ相のロータ検出素子がオンとなったタイミングである２Ｔ／３から５Ｔ／６までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ４をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ３、Ｗ相、Ｕ相、スイッチング素子ＳＷ４、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。
　その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＷ相とＵ相との間に整流出力Ｖｏｕｔが供給される。
　一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ３をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＷ相とＵ相との間への整流出力Ｖｏｕｔの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ１０～Ｗ相～Ｕ相～スイッチング素子ＳＷ４の経路で還流電流が流れる。
　時間が５Ｔ／６からＴまでの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ５をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ３、Ｗ相、Ｖ相、スイッチング素子ＳＷ５、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。
　その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＷ相とＶ相との間に整流出力Ｖｏｕｔが供給される。
　一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ３をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＷ相とＶ相との間への整流出力Ｖｏｕｔの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ１０～Ｗ相～Ｖ相～スイッチング素子ＳＷ５の経路で還流電流が流れる。
　上記のようにスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のオンとオフとを組み合わせることにより、スイッチング回路１７は、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低い状態であるオン状態と、当該入力インピーダンスが高い状態であるオフ状態と、を切り替えることができる。
　スイッチング回路１７がオン状態とオフ状態とを切り替えることにより、整流回路１５から三相ブラシレスモータＭへ整流出力Ｖｏｕｔを出力する状態と、三相ブラシレスモータＭへの整流出力Ｖｏｕｔの出力を停止する状態と、を切り替えて、三相ブラシレスモータＭのロータを回転させることができる。
　上記の時間０～Ｔ／３の間におけるスイッチング素子ＳＷ１のスイッチング動作、時間Ｔ／３～２Ｔ／３の間におけるスイッチング素子ＳＷ２のスイッチング動作、及び、時間２Ｔ／３～Ｔの間におけるスイッチング素子ＳＷ３のスイッチング動作において、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３がオンとなってからオフに切り替わり再度オンとなるまでの時間を「スイッチング周期Ｔｓｗ」（図６）と呼ぶことにする。
　また、スイッチング動作において、スイッチング周期Ｔｓｗに対する各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３がオンとなる時間の長さの割合を「デューティ比」と定義する。さらに、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３においてスイッチング動作が実行される期間を、「電力供給期間Ｔｐｓ」と呼ぶことにする。
　上記のように、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３がスイッチング動作を実行する期間、すなわち、電力供給期間Ｔｐｓは、いずれもＴ／３である。すなわち、電力供給期間Ｔｐｓは、ロータの回転周期の１／３の時間である。このように、電力供給期間Ｔｐｓがロータの回転周期の１／３の時間となる通電方式は、一般的には、「１２０度通電方式」と呼ばれる。
　コントローラ１９は、スイッチング回路１７の各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３の制御極に、電力供給期間Ｔｐｓにおいて交流入力Ｖｉｎの交流周期よりも短いスイッチング周期Ｔｓｗにて高速にオン信号とオフ信号が切り替わる信号を入力する。これにより、スイッチング回路１７は、コントローラ１９の制御により、電力供給期間Ｔｐｓにおいて、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、当該入力インピーダンスが高いオフ状態と、をスイッチング周期Ｔｓｗにて高速に切り替えることができる。
　また、コントローラ１９は、所定の条件に基づいて、インバータ回路であるスイッチング回路１７の各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３のデューティ比を決定し、当該決定したデューティ比に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３の制御極に入力するオン信号とオフ信号のスイッチング周期Ｔｓｗにおける比率を調整する（ＰＷＭ制御）。
　後述するように、本実施形態において、デューティ比は平滑コンデンサＳＣの電圧（整流出力Ｖｏｕｔ）の変動に従って変調させる。従って、以後、最終的に算出されるデューティ比を「変調デューティ比ＤＲ」と呼ぶことにする。変調デューティ比ＤＲの具体的な算出方法については、後ほど詳しく説明する。
　スイッチング回路１７において変調デューティ比ＤＲを調整することにより、スイッチング周期Ｔｓｗにおける負荷ＬＯへの整流出力Ｖｏｕｔの出力時間を調整できる。すなわち、電力供給期間Ｔｐｓにおける整流出力Ｖｏｕｔの出力時間の合計を調整して、電力供給期間Ｔｐｓにおいて供給される電流及び電圧の平均値を調整できる。
　本実施形態においては、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣと並列接続された測定部１９１を有している。測定部１９１は、平滑コンデンサＳＣの電圧（整流出力Ｖｏｕｔ）を測定する電圧計である。
　測定部１９１は、例えば、平滑コンデンサＳＣの電圧を分圧する複数の抵抗素子を直列接続した回路として構成される。この場合、コントローラ１９は、コントローラ１９に備わるＡ／Ｄ変換器に、直列接続された複数の抵抗素子の何れかの間を接続する。これにより、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧をモニターできる。
［１－４．実施の形態１における駆動装置の制御方法］
　以下、本実施形態に係る駆動装置１００の制御方法について、図７を用いて説明する。図７は、駆動装置の制御方法を示すフローチャートである。
　駆動装置１００が三相ブラシレスモータＭの制御を開始すると、コントローラ１９は、測定部１９１から現在の平滑コンデンサＳＣの電圧を測定する（ステップＳ１）。
　後述するように、平滑コンデンサＳＣの現在の電圧測定値は、将来の変調デューティ比ＤＲを算出するために使用される。従って、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を、当該電圧測定値を測定した時間に関連付けて、コントローラ１９の記憶素子の記憶領域に記憶する。
　他の実施形態において、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を、当該電圧測定値が測定を開始してから何番目に測定されたものかを示す番号と関連付けて記憶してもよい。
　次に、コントローラ１９は、ユーザがコントローラ１９にて設定したか、又は、外部の装置にて設定した三相ブラシレスモータＭの回転速度の指令値と、現在の実際の三相ブラシレスモータＭのロータの回転速度と、の差分を算出する（ステップＳ２）。上記の三相ブラシレスモータＭの回転速度の指令値を、目標回転速度と呼ぶことにする。
　三相ブラシレスモータＭのロータの回転速度は、例えば、ロータの出力回転軸に設けられたエンコーダ（図示せず）から入力した単位時間あたりのパルス数に基づいて測定できる。または、コントローラ１９は、例えば、上記のロータ検出素子におけるオン又はオフの時間長さ、または、オンとオフの１周期の長さ、に基づいてロータの回転速度を測定できる。
　目標回転速度と実際のロータの回転速度との差分を算出後、コントローラ１９は、当該差分に基づいて、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３の変調前のデューティ比を算出する（ステップＳ３）。ステップＳ３において算出される変調前のデューティ比は、整流出力Ｖｏｕｔの変動とは独立して設定されるので、「基本デューティ比ＤＲＢ」と呼ぶ。
　また、本実施形態において、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３は、１２０度通電方式にてスイッチング動作をしている。そのため、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３の基本デューティ比ＤＲＢはそれぞれが異なる位相を有している。また、これらの基本デューティ比ＤＲＢは、整流出力Ｖｏｕｔとは独立して設定される。さらに、その合計は、目標回転速度等に基づいて変動する以外は、時間に対して独立な一定値となる。
　例えば、目標回転速度の方が実際のロータの回転速度よりも大きい場合には、コントローラ１９は、現在設定されている基本デューティ比ＤＲＢを増加させて、基本デューティ比ＤＲＢを算出する。一方、目標回転速度の方が実際のロータの回転速度よりも小さい場合には、現在設定されている基本デューティ比ＤＲＢを減少させて、基本デューティ比ＤＲＢを算出する。
　上記のステップＳ２において、三相ブラシレスモータＭに出力する電力指令値がユーザによって設定されもよい。三相ブラシレスモータＭに出力する電力指令値を、目標電力と呼ぶことにする。この場合、コントローラ１９は、目標電力と、実際に三相ブラシレスモータＭに入力されている電力の実測値と、の差分を算出してもよい。
　三相ブラシレスモータＭに入力されている電力は、例えば、整流回路１５からスイッチング回路１７へと流れる電流の検出機構（図示せず）を設けることにより得られる電流値と、測定部１９１によって検知される平滑コンデンサＳＣの電圧とを、コントローラ１９が乗算することによって算出できる。
　上記の電流の検出機構としては、例えば、スイッチング素子ＳＷ４～ＳＷ６から平滑コンデンサＳＣの紙面下端に至る経路に、電流検出用の抵抗を設けることにより実現できる。コントローラ１９は、当該抵抗の両端電圧の差の測定値に基づいて、スイッチング回路１７へと流れる電流を測定できる。
　この場合、上記のステップＳ３において、コントローラ１９は、目標電力の方が実際に三相ブラシレスモータＭに入力している電力よりも大きい場合には、現在設定されている基本デューティ比ＤＲＢを増加させて、基本デューティ比ＤＲＢを算出する。一方、目標電力の方が実際に三相ブラシレスモータＭに入力している電力よりも小さい場合には、現在設定されている基本デューティ比ＤＲＢを減少させて、基本デューティ比ＤＲＢを算出する。
　上記のようにして基本デューティ比ＤＲＢを算出後、コントローラ１９は、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３について、平滑コンデンサＳＣの電圧変動に従って変調させた変調デューティ比ＤＲを、上記の基本デューティ比ＤＲＢを用いて算出する（ステップＳ４）。
　本実施形態においては、コントローラ１９は、ステップＳ１において測定した、所定の時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を記憶領域から読み出し、当該電圧測定値の絶対値の逆数に基づいて、基本デューティ比ＤＲＢを補正することで、設定すべき変調デューティ比ＤＲを算出する。
　コントローラ１９は、例えば、以下の数式により、現在の時間ｔにおいて設定すべき変調デューティ比ＤＲ（ｔ）を算出する。
ＤＲ（ｔ）＝｛（Ａ＊Ｖａｖｅ）／Ｖ（ｔ－ｔ’）｝＊ＤＲＢ（ｔ）＋（１－Ａ）＊ＤＲＢ（ｔ）（Ａ：１以下の正の定数、Ｖａｖｅ：平滑コンデンサＳＣの電圧の平均値、Ｖ（ｔ－ｔ’）：時間ｔ’だけ過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値、ＤＲＢ（ｔ）：時間ｔにおける基本デューティ比ＤＲＢ。）
　上記の変調デューティ比ＤＲ（ｔ）をさらに書き直すと、以下のようになる。
ＤＲ（ｔ）＝［｛（Ａ＊Ｖａｖｅ）／Ｖ（ｔ－ｔ’）｝＋（１－Ａ）］＊ＤＲＢ（ｔ）
　すなわち、変調デューティ比ＤＲ（ｔ）は、基本デューティ比ＤＲＢ（ｔ）を、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値に従って変動する値である［｛（Ａ＊Ｖａｖｅ）／Ｖ（ｔ－ｔ’）｝＋（１－Ａ）］倍したものである。従って、この［｛（Ａ＊Ｖａｖｅ）／Ｖ（ｔ－ｔ’）｝＋（１－Ａ）］と表される値を、変調デューティ比ＤＲ（ｔ）の変調幅と呼ぶ。
　上記の時間ｔにおける変調デューティ比ＤＲ（ｔ）を算出する数式に含まれる、１以下の正の定数Ａの値は、整流出力Ｖｏｕｔに含まれるリプル電圧の大きさなどに応じて、適宜決定できる。また、平滑コンデンサＳＣの電圧の平均電圧Ｖａｖｅは、例えば、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を平均することにより、算出できる。
　また、上記の数式にて用いられる過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値は、当該電圧測定値が所定の時間毎に測定される場合には、例えば、記憶領域に記憶されている電圧測定値のうち、今回の電圧測定値よりも所定の個数分前の電圧測定値としてもよい。
　上記のようにして変調デューティ比ＤＲを算出後、コントローラ１９は、当該算出した変調デューティ比ＤＲに基づいて、スイッチング周期Ｔｓｗにおけるスイッチング回路１７のオン状態及びオフ状態の時間を算出する（ステップＳ５）。
　コントローラ１９は、例えば、スイッチング回路１７をオン状態とする時間をＴｓｗ＊ＤＲ（Ｔｓｗ：スイッチング周期、ＤＲ：算出された変調デューティ比）と算出し、オフ状態とする時間をＴｓｗ＊（１－ＤＲ）と算出できる。
　その後、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３のいずれかにおいて、スイッチング周期Ｔｓｗのうち、スイッチング回路１７をオン状態とするオン信号をＴｓｗ＊ＤＲの時間だけ出力し、オフ状態とするオフ信号をＴｓｗ＊（１－ＤＲ）の時間だけ出力することを、電力供給期間Ｔｐｓ中に繰り返し実行する（ステップＳ６）。
　いずれのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３に上記の信号を出力するかは、例えば、ロータ検出素子のオンとオフの状態を確認し、図６に示すようなタイムチャートに従って決定できる。
　上記のステップＳ５～Ｓ６を実行することで、コントローラ１９は、設定された変調デューティ比ＤＲに従って、オン状態を維持する長さとオフ状態を維持する長さとを調節して、スイッチング回路１７のオン状態とオフ状態との切り替えを制御できる。
　例えば、コントローラ１９が駆動装置１００の動作を停止させる指令を受信するか、又は、駆動装置１００の異常を検出して、駆動装置１００の制御を終了すると判定しない限り（ステップＳ７において「Ｎｏ」である限り）、上記のステップＳ１～Ｓ６は繰り返し実行される。すなわち、駆動装置１００の制御を継続する。
　一方、駆動装置１００の制御を終了すると判定した場合（ステップＳ７において「Ｙｅｓ」の場合）、コントローラ１９は、必要に応じ適切な終了シーケンス制御を行った後、駆動装置１００の制御を停止する。
　上記のステップＳ１～Ｓ６を繰り返し実行することにより、コントローラ１９にて設定される変調デューティ比ＤＲは、図８に示すように変動する。図８は、駆動装置にて設定される変調デューティ比の変動の一例を示す図である。
　図８において、整流出力Ｖｏｕｔは点線にて示す。一方、各時間において設定される変調デューティ比ＤＲは、白三角と実線にて示す。図８においては、整流出力Ｖｏｕｔの変動のほぼ１周期分の変調デューティ比ＤＲの設定値を示しており、図８に示した変調デューティ比ＤＲの設定値の変動は、駆動装置１００の動作中に継続する。
　図８に示すように、上記のようにして算出した変調デューティ比ＤＲは、整流出力Ｖｏｕｔの周期的な電圧変動に対応するように、第１デューティ比ＤＲ１と、第１デューティ比ＤＲ１よりも大きい第２デューティ比ＤＲ２との間で周期的に変動している。第１デューティ比ＤＲ１と第２デューティ比ＤＲ２の大きさは、例えば、デューティ比を算出する上記の数式における定数Ａにより決定できる。また、第２デューティ比ＤＲ２を、電源装置１にて設定できる最大のデューティ比としてもよい。
　ただし、上記の変調デューティ比ＤＲの変動は、整流出力Ｖｏｕｔの電圧変動とは逆方向となっている。なぜなら、本実施形態において、変調デューティ比ＤＲは、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値の逆数に基づいて算出されているからである。
　また、変調デューティ比ＤＲの周期的な変動は、整流出力Ｖｏｕｔの周期的な変動よりも所定の時間だけずれている。具体的には、変調デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングｔ２は、図８において整流出力Ｖｏｕｔが極小値Ｖｒｍｉｎとなるタイミングｔ１から時間ｔ’だけ遅延している。
　また、変調デューティ比ＤＲが第１デューティ比ＤＲ１となるタイミングｔ４も、整流出力Ｖｏｕｔが極大値Ｖｒｍａｘとなるタイミングｔ３から時間ｔ’だけ遅延している。
　上記の変調デューティ比ＤＲの変動の整流出力Ｖｏｕｔの変動に対する遅延幅（時間ｔ’）は、例えば、変調デューティ比ＤＲを算出する上記の数式におけるＶ（ｔ－ｔ’）により決定できる。すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値のうち、どれだけ過去の電圧測定値を使用して変調デューティ比ＤＲを算出するかにより決定できる。
　また、整流出力Ｖｏｕｔは交流入力Ｖｉｎの周波数に対応して変動する。具体的には、例えば、交流入力Ｖｉｎの周波数が大きくなれば、整流出力Ｖｏｕｔの変動の周期も短くなる。従って、コントローラ１９は、変調デューティ比ＤＲの変動と整流出力Ｖｏｕｔの変動との具体的なずれ幅である時間ｔ’を、交流入力Ｖｉｎの交流周期に基づいて決定してもよい。
　例えば、交流入力Ｖｉｎの交流周期が短くなった場合には、コントローラ１９は、交流周期が小さくなる前において選択していた平滑コンデンサＳＣの過去の電圧測定値よりも現在により近い時間に測定した電圧測定値を選択して、変調デューティ比ＤＲを算出する。すなわち、上記の数式における時間ｔ’を小さくする。
　これにより、交流入力Ｖｉｎの交流周期が変化しても、整流出力Ｖｏｕｔの変動に対する変調デューティ比ＤＲの変動のずれを最適値に維持できる。具体的には、例えば、整流出力Ｖｏｕｔの変動の位相と、変調デューティ比ＤＲの変動の位相とのずれを一定に維持できる。
　変調デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングが、整流出力Ｖｏｕｔの電圧が極小値Ｖｒｍｉｎとなるタイミングから所定の時間ｔ’だけずれることにより、図８に示すように、変調デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミング、すなわち、変調デューティ比ＤＲの変調幅が最大値となるタイミングが、整流出力Ｖｏｕｔの電圧が極小値Ｖｒｍｉｎから極大値Ｖｒｍａｘに上昇する期間内に含まれることとなる。
　整流出力Ｖｏｕｔの電圧が極小値Ｖｒｍｉｎから極大値Ｖｒｍａｘに上昇する期間内に、変調デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングを含めることにより、当該期間内において、変調デューティ比ＤＲが大きい状態を維持できる。
　整流出力Ｖｏｕｔの電圧が極小値Ｖｒｍｉｎから極大値Ｖｒｍａｘに上昇する期間内においては、平滑コンデンサＳＣには、平滑コンデンサＳＣを充電するための入力電流が流れる。
　従って、変調デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングが、整流出力Ｖｏｕｔの電圧が極小値Ｖｒｍｉｎから極大値Ｖｒｍａｘに上昇する期間内、すなわち、入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖｒｍａｘとなるまでの期間内に含まれることにより、平滑コンデンサＳＣの充電期間中において、変調デューティ比ＤＲを大きくすることにより、整流回路１５からより多くの電力を負荷ＬＯに供給できる。
　その一方、整流出力Ｖｏｕｔの電圧が極小値Ｖｒｍｉｎから極大値Ｖｒｍａｘに上昇する期間以外の期間、特に、整流出力Ｖｏｕｔの電圧が極大値Ｖｒｍａｘから減少する期間において、変調デューティ比ＤＲは比較的小さい設定値とされている。
　上記の期間における整流出力Ｖｏｕｔの電圧の減少は、平滑コンデンサＳＣの放電により負荷ＬＯへ電力が供給されていることを意味している。従って、整流出力Ｖｏｕｔの電圧が減少する期間において変調デューティ比ＤＲを小さい設定値とすることにより、当該期間における負荷ＬＯへの電力供給量を抑制し、平滑コンデンサＳＣの放電量を抑制できる。
　また、平滑コンデンサＳＣの放電量を抑制することにより、平滑コンデンサＳＣの電圧を極大値Ｖｒｍａｘにするための充電量も抑制できる。
　このようにして平滑コンデンサＳＣの放電量と充電量とを抑制することにより、平滑コンデンサＳＣの電流の流出と流入を抑制して、平滑コンデンサＳＣの経時劣化を抑制できる。平滑コンデンサＳＣとして電解コンデンサを用いる場合、電解コンデンサの寿命は温度の影響を大きく受けるが、電解コンデンサは比較的大きな内部抵抗を有する。そのため、平滑コンデンサＳＣに出入りする電流、いわゆるリプル電流が大きいと、平滑コンデンサＳＣ内部の発熱を招き、寿命を縮めることになる。
　本実施形態においては、このリプル電流を抑制することができるため、発熱による平滑コンデンサＳＣの劣化を抑え、回路の信頼性を向上することができる。またリプル電流が少ない分、より容量の小さい電解コンデンサを用いることもできるので、回路の製造コストを抑えることができる。
　なお、上記のように、負荷ＬＯの駆動中に負荷ＬＯに時間的に変化する電力量を供給しても、特に、当該負荷ＬＯが三相ブラシレスモータＭのロータのように大きな慣性モーメントを有する場合、又は、負荷ＬＯの供給電力に対する応答性が悪い場合には、負荷ＬＯの駆動に脈動が生じることはほとんどなく、与えた電力量の平均値に応じて負荷ＬＯを安定して駆動できる。
［１－５．実験結果］
　以下、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して、変調デューティ比ＤＲの変動を所定の時間だけ遅延させる効果について検証するための実験結果を説明する。
　上記の効果を検証するため、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖｒｍｉｎとなるタイミングに対する、変調デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングの遅延幅（時間ｔ’）を種々設定して駆動装置１００を動作させたときの、三相ブラシレスモータのＵ相に流れる負荷電流を測定した。
　まず、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して変調デューティ比ＤＲの変動を遅延させるか否かにより、負荷電流がどのように変化するかについて、図９を用いて説明する。
　図９の下図において、実線のプロットが遅延あり（時間ｔ’＝ｔ２’）の場合における負荷電流の絶対値を示す。一方、点線のプロットが遅延なし（時間ｔ’＝０）の場合における負荷電流の絶対値を示す。
　図９に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して変調デューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖｒｍｉｎから極大値Ｖｒｍａｘまで増加する期間内において、変調デューティ比ＤＲの変動を遅延させない場合と比較して、三相ブラシレスモータのＵ相により大きな電流が流れている。すなわち、デューティ比の変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させることで、平滑コンデンサＳＣが充電中に、電流をより積極的に三相ブラシレスモータのＵ相に流すことができている。
　一方、平滑コンデンサＳＣの電圧が減少する期間において、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して変調デューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、遅延させない場合と比較して、三相ブラシレスモータのＵ相により小さな電流が流れている。すなわち、デューティ比の変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させることで、平滑コンデンサＳＣが放電中に、三相ブラシレスモータのＵ相に流れる電流を抑制できている。
　次に、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して変調デューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ’を種々変化させたときの平滑コンデンサＳＣの電圧の変動幅（リプル電圧）と、平滑コンデンサＳＣに出入りする電流（充電電流及び放電電流、いわゆるリプル電流）がどのように変化するかについて、図１０を用いて説明する。
　図１０に示す検証結果において、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して変調デューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ’は、０（遅延なし）、ｔ１’、ｔ２’、ｔ３’、ｔ４’（ｔ１’＜ｔ２’＜ｔ３’＜ｔ４’）とした。また、リプル電圧は、整流出力Ｖｏｕｔの極大値Ｖｒｍａｘと極小値Ｖｒｍｉｎとの差分とした。さらに、リプル電流は、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流のＲＭＳ（Ｒｏｏｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ、二乗平均平方根）値とした。
　図１０に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して変調デューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、リプル電圧とリプル電流のいずれもが、遅延をさせない場合と比較して大きく減少している。すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して変調デューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流量を大きく抑制できている。
　また、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して変調デューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、リプル電圧を減少して、電圧がより安定したリプル率がより小さい整流出力Ｖｏｕｔを出力できている。
　さらに、図１０に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して変調デューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ’の長さを大きくするほど、リプル電圧、及び、リプル電流が減少している。リプル電流を減少させることにより、平滑コンデンサＳＣの劣化を抑制し回路の信頼性を高められる効果、あるいは平滑コンデンサＳＣとしてより容量の小さいコンデンサを使用することによりコストを抑制する効果を得ることができる。
　ただし、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して変調デューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ’は、過剰に大きくしないことが好ましい。当該遅延させる時間ｔ’を過大に設定した結果、例えば、図１１に示すように、変調デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングｔ２が、平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖｒｍａｘとなるタイミングｔ３の近傍の時間になったとする。図１１に示す例では、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して変調デューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ’をｔ５’としている。
　上記の場合には、図１１に示すように、特に、平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖｒｍａｘ近傍となる時間範囲において、図１１の下図において実線にて示す負荷ＬＯへの負荷電流が過剰となる。なお、図１１の下図において、点線にて示すプロットは、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して変調デューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ’をｔ２’に設定したときの負荷電流の絶対値である。
　なぜなら、変調デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングｔ２が平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖｒｍａｘとなるタイミングｔ３の近傍となる場合には、平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖｒｍａｘの近傍であるときに、変調デューティ比ＤＲが大きくなるからである。すなわち、整流出力Ｖｏｕｔの電圧が大きいときに、負荷ＬＯに積極的に電力を供給しようとするからである。
　負荷ＬＯに過剰な電流が流れると、整流回路１５及びスイッチング回路１７を構成する各素子などにおける導通損失が大きくなる。その結果、エネルギー効率が悪くなるか、及び／又は、電源装置１が大きな導電損失により過熱される。その結果、電源装置１が異常動作するか、又は、故障する。
　また、負荷ＬＯに過剰な電流が流れる場合には、スイッチング回路１７のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６として、電流容量の大きくかつ高速なスイッチング素子を使用する必要があるなど、駆動装置１００の高コスト化を招く。
（実施の形態２）
［２－１．実施の形態２の概要］
　上記の実施の形態１においては、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３の基本デューティ比ＤＲＢは、目標回転速度、目標電力などに応じて変動する以外は、時間に対して独立な一定値であった。これに限られず、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３の基本デューティ比ＤＲＢは、目標回転速度、目標電力などに応じて変動する以外にも、時間に対して変動するものであってもよい。すなわち、基本デューティ比ＤＲＢは、時間の関数として表されてもよい。
［２－２．実施例１］
　以下、図１２～図１５を用いて、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の基本デューティ比ＤＲＢを、他のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の基本デューティ比ＤＲＢとは位相が異なる所定の周期にて変動する正弦波として設定する実施例１を説明する。図１２は、各スイッチング素子に対して設定される基本デューティ比の一例を示す図である。図１３は、各スイッチング素子の変調デューティ比の一例を示す図である。図１４は、基本デューティ比の変動周波数をより大きくしたときの変調デューティ比の一例を示す図である。図１５は、基本デューティ比の変動周波数をさらに大きくしたときの変調デューティ比の一例を示す図である。
　図１２～図１５において、太実線にて示す基本デューティ比ＤＲＢ及び変調デューティ比ＤＲは、Ｕ相のデューティ比である。太点線にて示す基本デューティ比ＤＲＢ及び変調デューティ比ＤＲは、Ｖ相のデューティ比である。太一点鎖線にて示す基本デューティ比ＤＲＢ及び変調デューティ比ＤＲは、Ｗ相のデューティ比である。また、図１２～図１５の上のグラフにおいて、太実線にて変調幅を示し、太点線にて整流出力Ｖｏｕｔの値を示す。
　実施例１では、スイッチング回路１７のハイサイド側、すなわち、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３のデューティ比を正弦波状に変動させる。なお、ローサイド側のスイッチング素子ＳＷ４～ＳＷ６は、対応するスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３とは相補的にデューティ比を変動させる。また、以下の図において、スイッチング素子ＳＷ１のデューティ比を「Ｕ相」と表し、スイッチング素子ＳＷ２のデューティ比を「Ｖ相」と表し、スイッチング素子ＳＷ３のデューティ比を「Ｗ相」と表すこととする。
　図１２に示すように、実施例１では、Ｕ相の基本デューティ比ＤＲＢが正弦波状に変動し、Ｕ相を基準とすると、Ｖ相の基本デューティ比ＤＲＢは位相が１２０度遅延した正弦波状に変動し、Ｗ相の基本デューティ比ＤＲＢは位相が２４０度遅延した正弦波状に変動する。すなわち、各相の基本デューティ比ＤＲＢは、互いに異なる位相を有している。
　従って、各相の基本デューティ比ＤＲＢを数式で表すと、以下のようになる。以下の数式において、Ｃは基本デューティ比の振幅であり、０≦Ｃ≦１／２の範囲にて目標回転速度及び／又は目標電力等によって変動するが、整流出力Ｖｏｕｔ及び時間に対しては独立の値である。Ｃ＝０のとき、各相の基本デューティ比はともに１／２となる。ωは角速度であり、周波数ｆを用いて２πｆと表せる。ｔは時間である。
Ｕ相の基本デューティ比：１／２＋Ｃ＊ｓｉｎ（ωｔ）
Ｖ相の基本デューティ比：１／２＋Ｃ＊ｓｉｎ（ωｔ－２π／３）
Ｗ相の基本デューティ比：１／２＋Ｃ＊ｓｉｎ（ωｔ－４π／３）
　上記のような正弦波状に変動する基本デューティ比ＤＲＢを設定することで、スイッチング回路１７は、ωで決定される周波数を有する正弦波状の電圧及び電流を、出力部１３に出力できる。
　本実施形態においては、コントローラ１９は、上記のように表される正弦波状の基本デューティ比ＤＲＢの振幅Ｃに、第１実施形態において説明した、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値に従って変動する変調幅［｛（Ａ＊Ｖａｖｅ）／Ｖ（ｔ－ｔ’）｝＋（１－Ａ）］を乗算することで、変調デューティ比ＤＲを算出する。従って、実施例１において、各相の変調デューティ比ＤＲは、以下のように表される。
Ｕ相の変調デューティ比：１／２＋［｛（Ａ＊Ｖａｖｅ）／Ｖ（ｔ－ｔ’）｝＋（１－Ａ）］＊｛Ｃ＊ｓｉｎ（ωｔ）｝
Ｖ相の変調デューティ比：１／２＋［｛（Ａ＊Ｖａｖｅ）／Ｖ（ｔ－ｔ’）｝＋（１－Ａ）］＊｛Ｃ＊ｓｉｎ（ωｔ－２π／３）｝
Ｗ相の変調デューティ比：１／２＋［｛（Ａ＊Ｖａｖｅ）／Ｖ（ｔ－ｔ’）｝＋（１－Ａ）］＊｛Ｃ＊ｓｉｎ（ωｔ－４π／３）｝
　上記のように表される各相の変調デューティ比ＤＲは、図１３に示すように、変動の周期には大きな変動は見られない。その一方で、変調デューティ比ＤＲにおいて、基本デューティ比ＤＢに含まれる正弦波の振幅は、Ｃ＊［｛（Ａ＊Ｖａｖｅ）／Ｖ（ｔ－ｔ’）｝＋（１－Ａ）］と変調されるため、変調デューティ比ＤＲの波形は正弦波からわずかに歪んだ形状となる。ただし、変調デューティ比ＤＲの正弦波部分の振幅の変調幅は、第１実施形態と同様に、整流出力Ｖｏｕｔが極大となるまでの期間内に最大となる。
　また、上記の変調デューティ比ＤＲの設定方法は、基本デューティ比ＤＲＢの周波数が図１１に示した場合とは異なる場合でも適用できる。具体的には、図１４及び図１５に示すように、基本デューティ比ＤＲＢの角速度ωを大きくしても、各相の変調デューティ比ＤＲの正弦波部分の振幅の変調幅は、第１実施形態の変調デューティ比ＤＲと同様に、整流出力Ｖｏｕｔが極大となるまでの期間内にその変調幅が最大となる。つまり、基本デューティ比ＤＲＢの任意の角速度ω、すなわち、任意の周波数に対して、変調デューティ比ＤＲを適切に設定できている。
　さらに、上記の基本デューティ比ＤＢの変調は、所定の周期にて変動する正弦波以外の任意の形状の基本デューティ比ＤＢ、例えば台形状の基本デューティ比に対しても、同様に適用できる。
［２－３．実施例２］
　以下、図１６～図１９を用いて、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の基本デューティ比ＤＲＢを、２相変調方式にて変調する場合の実施例２を説明する。図１６は、各スイッチング素子に対して設定される基本デューティ比の他の一例を示す図である。図１７は、変調デューティ比の変調幅と各スイッチング素子の変調デューティ比の他の一例を示す図である。図１８は、基本デューティ比の変動周波数をより大きくしたときの変調デューティ比の変調幅と変調デューティ比の他の一例を示す図である。図１９は、基本デューティ比の変動周波数をさらに大きくしたときの変調デューティ比の変調幅と変調デューティ比の他の一例を示す図である。
　図１６～図１９において、太実線にて示す基本デューティ比ＤＲＢ及び変調デューティ比ＤＲは、Ｕ相のデューティ比である。太点線にて示す基本デューティ比ＤＲＢ及び変調デューティ比ＤＲは、Ｖ相のデューティ比である。太一点鎖線にて示す基本デューティ比ＤＲＢ及び変調デューティ比ＤＲは、Ｗ相のデューティ比である。また、図１７～図１９の上のグラフにおいて、太実線にて変調幅を示し、太点線にて整流出力Ｖｏｕｔの値を示す。
　２相変調方式は、３つのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３のうち、いずれか２つのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ２をＰＷＭ変調させる一方、他の１つのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３はオフ状態とするデューティ比の変調方式である。２相変調方式は、いずれかのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３をオフ状態とできる期間を設けることができるので、上記の実施例１と比較すると、スイッチング損を減少できるというメリットがある。
　各相に対して設定される基本デューティ比ＤＲＢの時間変動は、図１６に示すようになる。当該基本デューティ比ＤＲＢを数式で表すと、以下のようになる。なお、以下に示す数式は、Ｕ相の基本デューティ比ＤＲＢを表す。Ｖ相及びＷ相の基本デューティ比ＤＲＢは、それぞれ、Ｕ相の基本デューティ比ＤＲＢを１２０度及び２４０度遅延させたものとなる。
　以下の数式において、Ｄは基本デューティ比の振幅であり、目標回転速度、目標電力等によって変動するが、整流出力Ｖｏｕｔ及び時間に対しては独立の値である。ωは角速度である。ｎは整数である。ｔは時間である。
（ｉ）Ｄ＊ｓｉｎ（ωｔ）（２πｎ≦ωｔ＜２πｎ＋２π／３）
（ｉｉ）Ｄ＊ｓｉｎ（ωｔ－π／３）（２πｎ＋２π／３≦ωｔ＜２πｎ＋４π／３）
（ｉｉｉ）０（２πｎ＋４π／３≦ωｔ＜２π（ｎ＋１））
　本実施形態においては、コントローラ１９は、上記のように表される基本デューティ比ＤＲＢの振幅Ｄに、第１実施形態において説明した、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値に従って変動する変調幅［｛（Ａ＊Ｖａｖｅ）／Ｖ（ｔ－ｔ’）｝＋（１－Ａ）］を乗算することで、変調デューティ比ＤＲを算出する。このようにして算出される各相の変調デューティ比ＤＲは、図１７～図１９に示すように、上記の実施例１と同様に、上記の変動幅に従って変動する。
　また、図１７～図１９に示すように、本実施形態の変調デューティ比ＤＲの設定方法は、２相変調方式にて変調した基本デューティ比ＤＲＢを用いた場合でも、上記の実施例１と同様に、基本デューティ比ＤＲＢの任意の周波数に対して適用できる。
　上記の実施例１及び２に示すように、基本デューティ比ＤＲＢを時間の関数として任意に変動させた場合であっても、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低い状態を、平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大となるまでの期間内、すなわち、平滑コンデンサＳＣが充電する期間内においてより長くすることで、平滑コンデンサＳＣに流れる電流量を抑制し、平滑コンデンサＳＣの劣化を抑制できる。
（実施の形態３）
［３－１．実施の形態３の概要］
　上記の実施の形態１においては、スイッチング回路１７がオン状態である時間のスイッチング周期Ｔｓｗに対する割合であるデューティ比を、平滑コンデンサＳＣの充電期間内、すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖｒｍｉｎから極大値Ｖｒｍａｘに上昇する期間内に大きい設定値とし、平滑コンデンサＳＣの充電期間内に積極的に負荷ＬＯへ電力を供給することで、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流量を抑制していた。
　負荷ＬＯとして、特に三相ブラシレスモータＭのようなブラシレスモータを使用する場合には、モータの効率的な駆動のため、負荷ＬＯに電力を供給する期間である電力供給期間Ｔｐｓの開始タイミングを調整する、いわゆる進角制御が行われる。
　進角制御においては、ブラシレスモータのロータの回転に対して、電磁石であるステータに流す電流の位相が調整される。ステータの電磁石に流す電流の位相は、主にステータのコイルが有するインダクタンス成分により、ステータのコイルに印加する電圧の位相に対して遅れる。当該遅れは、ロータを高速に回転させるために、ステータのコイルに流す電流を大きくし、及び／又は、当該電流の周期を短くしたときに特に顕著となる。
　そのため、上記の図６に示すように、ロータ検出素子にてロータを検出したタイミングにて三相ブラシレスモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に電圧を印加しても、これらの相に電流が流れ始めるタイミングは、ロータ検出素子にてロータを検出したタイミングよりも後になる。これにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に流れる電流により発生するステータからの回転磁界の位相が、ロータの回転に対して最適な位相とならなくなる。その結果、例えばロータの回転トルクが低下するなど、ロータを効率よく回転できなくなることがある。
　従って、実施の形態３においては、電力供給期間Ｔｐｓの開始タイミング、すなわち、整流出力Ｖｏｕｔの電圧の出力を開始するタイミングを、図２０に示すように、ロータ検出素子によりロータを検出したタイミングよりも前とする。これにより、ロータ検出素子によりロータを検出したタイミング、あるいは、その近傍のタイミングにて、ステータのコイルへの電流の供給を開始できる。
　以下、電力供給期間Ｔｐｓの開始タイミングを時間的に前にずらすときの大きさを「進角δ」と呼ぶことにする。また、進角δが０であることは、電力供給期間Ｔｐｓの開始タイミングが、ロータ検出素子によりロータが検出されたタイミングと一致することを意味するものとする。
　実施の形態３においては、さらに、平滑コンデンサＳＣの充電期間内、すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖｒｍｉｎから極大値Ｖｒｍａｘに上昇する期間内において、負荷ＬＯである三相ブラシレスモータＭに積極的に電力を供給するために、当該期間内において、電力供給期間Ｔｐｓの開始タイミングを、ロータを効率よく回転させるために調整したタイミングよりもさらに前のタイミングとすることを特徴とする。すなわち、当該期間内の進角δを、ロータを効率よく回転させるための進角δよりも大きくする。
　なお、例えばロータの回転速度が大きくなく、進角δを０としても、ステータのコイルの電流の位相が印加電圧の位相に対して大きく遅れない場合、及び／又は、ステータのコイルの電流の位相が印加電圧の位相に対してずれていてもロータの回転効率に大きな影響がない場合などには、進角δを０としてもよい。
　実施の形態３においては、平滑コンデンサＳＣの充電期間内に積極的に負荷ＬＯに電力（電流）を供給する方法が実施の形態１と異なるのみで、駆動装置１００の構成、各構成要素の機能等は、実施の形態１に係る駆動装置１００と同一である。
　従って、以下においては、実施の形態３に係る駆動装置１００の制御方法のみを説明し、駆動装置１００の構成等についての説明は省略する。
［３－２．実施の形態３における駆動装置の制御方法］
　以下、駆動装置１００の実施の形態３における制御方法について、図２１を用いて説明する。図２１は、実施の形態３における駆動装置の制御方法を示すフローチャートである。
　駆動装置１００が三相ブラシレスモータＭの制御を開始すると、コントローラ１９は、測定部１９１から現在の平滑コンデンサＳＣの電圧を測定する（ステップＳ１’）。
　次に、コントローラ１９は、ユーザがコントローラ１９にて設定したか、又は、外部の装置にて設定した三相ブラシレスモータＭの回転速度の指令値と、現在の実際の三相ブラシレスモータＭのロータの回転速度と、の差分を算出する（ステップＳ２’）。三相ブラシレスモータＭの回転速度の指令値を、目標回転速度と呼ぶことにする。
　目標回転速度と実際のロータの回転速度との差分を算出後、コントローラ１９は、当該差分に基づいて、基本デューティ比ＤＲＢを算出する（ステップＳ３’）。
　例えば、目標回転速度の方が実際のロータの回転速度よりも大きい場合には、コントローラ１９は、現在設定されている基本デューティ比ＤＲＢを増加させて、新たな基本デューティ比ＤＲＢを算出する。一方、目標回転速度の方が実際のロータの回転速度よりも小さい場合には、現在設定されている基本デューティ比ＤＲＢを減少させて、新たな基本デューティ比ＤＲＢを算出する。
　上記のステップＳ２’において、目標電力がユーザによって設定されもよい。この場合、コントローラ１９は、目標電力と、実際に三相ブラシレスモータＭに入力されている電力の実測値と、の差分を算出してもよい。
　この場合、上記のステップＳ３’において、コントローラ１９は、目標電力の方が実際に三相ブラシレスモータＭに入力している電力よりも大きい場合には、現在設定されている基本デューティ比ＤＲＢを増加させて、新たな基本デューティ比ＤＲＢを算出する。一方、目標電力の方が実際に三相ブラシレスモータＭに入力している電力よりも小さい場合には、現在設定されている基本デューティ比ＤＲＢを減少させて、新たな基本デューティ比ＤＲＢを算出する。
　基本デューティ比ＤＲＢを算出後、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧変動に従って変動する進角δを算出する（ステップＳ４’）。本実施形態においては、具体的には、例えば、図２２に示すフローチャートに従って進角δを算出する。
　まず、コントローラ１９は、三相ブラシレスモータＭのロータを効率よく回転させるための進角を算出する（ステップＳ４１’）。三相ブラシレスモータＭのロータを効率よく回転させるための進角を、基本進角δｂと呼ぶことにする。
　具体的には、例えば、基本デューティ比ＤＲＢを算出する際に測定したロータの回転速度の実測値に基づいて、基本進角δｂを算出する。
　より具体的には、例えば、コントローラ１９は、ロータの回転速度と、当該ロータの回転速度に対して最適な基本進角δｂと、を対応付けたテーブルを参照して、当該テーブルにおいて、ロータの回転速度の実測値がどの基本進角δｂに対応付けられているかを検索することにより、ロータの回転速度の実測値に基づいて、基本進角δｂを算出できる。
　その他、コントローラ１９は、例えば、基本進角δｂをロータの回転速度の関数として表した数式に、ロータの回転速度の実測値を代入することによっても、ロータの回転速度の実測値に基づいて、基本進角δｂを算出できる。
　次に、コントローラ１９は、今回設定すべき進角δを算出するに際して、新たに算出した基本進角δｂを補正するか否かを判定する。具体的には、コントローラ１９は、所定時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を記憶領域から読み出し、当該電圧測定値が、平滑コンデンサＳＣの電圧の平均電圧Ｖａｖｅよりも小さいか否か判定する（ステップＳ４２’）。
　所定時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値が、平滑コンデンサＳＣの電圧の平均電圧Ｖａｖｅ以上である場合（ステップＳ４２’において「Ｎｏ」の場合）、コントローラ１９は、ステップＳ４１’にて算出した基本進角δｂを、今回設定すべき進角δとする（ステップＳ４３’）。
　一方、所定時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値が、平滑コンデンサＳＣの電圧の平均電圧Ｖａｖｅよりも小さい場合（ステップＳ４２’において「Ｙｅｓ」の場合）、コントローラ１９は、ステップＳ４１’にて算出した基本進角δｂを、当該所定時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値の逆数に基づいて補正し、補正後の基本進角を今回設定すべき進角δとする（ステップＳ４４’）。
　具体的には、例えば、コントローラ１９は、以下に示す数式を用いて今回設定すべき進角δ（δ（ｔ））を算出する。
δ（ｔ）＝δｂ（ｔ）＊｛Ｂ＊Ｖａｖｅ／Ｖ（ｔ－ｔ’）－Ｅ｝
（Ｂ、Ｅ：正の定数（ただし、Ｂ≧Ｅ＋１）、Ｖａｖｅ：平滑コンデンサＳＣの電圧（整流出力Ｖｏｕｔの電圧）の平均値、Ｖ（ｔ－ｔ’）：時間ｔ’だけ過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値、δｂ（ｔ）：時間ｔにおける基本進角。）
　上記の正の定数Ｂ及びＥの値は、上記の条件、例えばＢ≧Ｅ＋１を満たせば、整流出力Ｖｏｕｔに含まれるリプル電圧の大きさなどに応じて、適宜決定できる。
　また、上記の数式にて用いられる過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値は、当該電圧測定値が所定の時間毎に測定される場合には、例えば、記憶領域に記憶されている電圧測定値のうち、今回の電圧測定値よりも所定の個数分前の電圧測定値としてもよい。
　上記のようにして設定すべき進角δを算出後、コントローラ１９は、当該算出した進角δに基づいて、電力供給期間Ｔｐｓの開始タイミング決定し、当該決定した開始タイミングに電力供給期間Ｔｐｓを開始する（ステップＳ５’）。
　電力供給期間Ｔｐｓを開始するにあたり、コントローラ１９は、まず、上記のステップＳ１’～Ｓ３’にて算出した基本デューティ比ＤＲＢに基づいて、当該電力供給期間Ｔｐｓ内において実行されるスイッチング動作のオン状態及びオフ状態の時間を算出する。
　コントローラ１９は、例えば、スイッチング周期Ｔｓｗを用いて、スイッチング回路１７をオン状態とする時間をＴｓｗ＊ＤＲＢと算出し、オフ状態とする時間をＴｓｗ＊（１－ＤＲＢ）と算出できる。
　次に、コントローラ１９は、算出した進角δに基づいて、具体的にどの時間的なタイミングにて電力供給期間Ｔｐｓを開始するかを決定する。具体的には、例えば、以下のようにして具体的なタイミングを算出できる。以下の説明においては、コントローラ１９が、ある１つの相のロータ検出素子の出力が立ち上がるか又は立ち下がって検出結果が変わったタイミングから、他の相のロータ検出素子の出力が立ち上がるか又は立ち下がって検出結果が変わるタイミングまでの時間を計数する。
　また、図２０に示すように、ある１つの相のロータ検出素子の検出結果が変わるタイミングから、他の相のロータ検出素子の検出結果が変わるタイミングまでの最短時間は、Ｔ／６にて一定である。これは、ある１つの相のロータ検出素子の検出結果が変わってから、他の相のロータ検出素子の検出結果が変わるまでに、ロータの位相は一定のπ／３だけ変化することを意味する。ここで、上記のロータの位相がπ／３だけ変化する時間をＴａと定義する。
　従って、例えば、スイッチング素子ＳＷ１の電力供給期間Ｔｐｓの開始タイミングを決定する場合には、コントローラ１９は、Ｖ相のロータ検出素子の信号がオフとなってから上記の時間の計数を開始し、当該時間が｛１－δ／（π／３）｝＊Ｔａと計数されたタイミングにて、スイッチング素子ＳＷ１の電力供給期間Ｔｐｓを開始する。
　すなわち、コントローラ１９は、Ｖ相のロータ検出素子の信号がオフとなってから、ロータの位相がπ／３－δだけ変化したタイミングにて、スイッチング素子ＳＷ１の電力供給期間Ｔｐｓを開始する。
　また、他の相の電力供給期間Ｔｐｓの開始タイミングについても、上記と同様にして算出できる。
　ロータの位相がπ／３だけ変化する時間Ｔａは、ロータの回転速度により変化する。従って、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１の電力供給期間Ｔｐｓの開始タイミングを決定する場合には、例えば、当該開始タイミングを決定する直前において、Ｗ相のロータ検出素子の信号がオンとなってから、Ｖ相のロータ検出素子の信号がオフとなるまでの時間を、時間Ｔａとして予め計数しておく。
　逆にいうと、ある１つの相のロータ検出素子の検出結果が変わるタイミングから、他の相のロータ検出素子の検出結果が変わるタイミングまでの最短時間Ｔａを計数することにより、コントローラ１９は、ロータの角速度を（π／３）／Ｔａ＝π／（３Ｔａ）と算出できる。
　その後、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３のいずれかにおいて、上記のようにして決定した開始タイミングにて電力供給期間Ｔｐｓを開始し、当該電力供給期間Ｔｐｓ中に、スイッチング周期Ｔｓｗのうち、スイッチング回路１７をオン状態とするオン信号をＴｓｗ＊ＤＲｉｎｓｔだけ出力し、オフ状態とするオフ信号をＴｓｗ＊（１－ＤＲｉｎｓｔ）だけ出力することを繰り返し実行する。
　上記のステップＳ５’を実行することで、コントローラ１９は、設定された開始タイミングにおいて、スイッチング回路１７のオン状態とオフ状態との切り替えを開始し、当該切り替えを電力供給期間において継続させることができる。
　例えば、コントローラ１９が駆動装置１００の動作を停止させる指令を受信するか、又は、駆動装置１００の異常を検出して、駆動装置１００の制御を終了すると判定しない限り（ステップＳ６’において「Ｎｏ」である限り）、上記のステップＳ１’～Ｓ５’は繰り返し実行される。すなわち、駆動装置１００の制御を継続する。
　一方、駆動装置１００の制御を終了すると判定した場合（ステップＳ６’において「Ｙｅｓ」の場合）、コントローラ１９は、駆動装置１００の制御を停止する。
　上記のステップＳ１’～Ｓ６’を繰り返し実行することにより、コントローラ１９にて設定される進角δは、例えば、図２３に示すように変動する。図２３において、整流出力Ｖｏｕｔは点線にて示す。一方、各時間において設定される進角δは、白三角と実線にて示す。
　図２３に示すように、上記のようにして算出した進角δは、整流出力Ｖｏｕｔの周期的な電圧変動に対応するように、第１進角δ１（第１タイミングの一例）と、第１進角δ１よりも大きい第２進角δ２（第２タイミングの一例）との間で周期的に変動している。ここで、第１進角δ１は、基本進角δｂと等しい。
　また、第２進角δ２は、駆動装置１００にて設定できる進角の最大値であってもよい。
　ただし、進角δの変動は、整流出力Ｖｏｕｔの電圧変動とは逆方向となっている。なぜなら、本実施形態において、進角δは、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値の逆数に基づいて算出されているからである。
　また、進角δの周期的な変動は、整流出力Ｖｏｕｔの周期的な変動よりも所定の時間だけずれている。具体的には、進角δが第２進角δ２となるタイミングｔ２’’は、図２３において整流出力Ｖｏｕｔが極小値Ｖｒｍｉｎとなるタイミングｔ１’’から時間ｔ’だけ遅延している。
　進角δの変動の整流出力Ｖｏｕｔの変動に対する遅延幅は、例えば、進角δを算出する上記の数式におけるＶ（ｔ－ｔ’）により決定できる。すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧（整流出力Ｖｏｕｔの電圧）測定値のうち、どれだけ過去の電圧測定値を使用するかにより決定できる。
　また、実施の形態１と同様に、コントローラ１９は、進角δの変動と整流出力Ｖｏｕｔの変動との具体的なずれ幅である時間ｔ’を、交流入力Ｖｉｎの交流周期に基づいて決定してもよい。これにより、交流入力Ｖｉｎの交流周期が変化しても、整流出力Ｖｏｕｔの変動に対する進角δの変動のずれを最適値に維持できる。
　さらに、図２３に示すように、上記のようにして算出した進角δは、第２進角δ２となるタイミングが、整流出力Ｖｏｕｔの電圧が極小値Ｖｒｍｉｎから極大値Ｖｒｍａｘに上昇する期間内に含まれる。
　これにより、平滑コンデンサＳＣの充電期間中において、電力供給期間Ｔｐｓの開始タイミングを、ロータの回転角度が所定の角度となるタイミングに対してより早めて、整流回路１５からより多くの電力及び電流を三相ブラシレスモータＭに供給できる。
　その一方、整流出力Ｖｏｕｔの電圧が極小値Ｖｒｍｉｎから極大値Ｖｒｍａｘに上昇する期間以外の期間においては、進角δは第１進角δ１、すなわち、基本進角δｂにてほぼ一定となっている。これにより、平滑コンデンサＳＣの放電期間中において、三相ブラシレスモータＭのロータの回転効率を高く維持しつつ、平滑コンデンサＳＣの放電量を抑制できる。
　平滑コンデンサＳＣの電流流出及び流入を抑制することにより、コンデンサリプル電流に起因する平滑コンデンサＳＣの発熱を抑え、回路の信頼性を向上することができる。またリプル電流が少ない分、より容量の小さい電解コンデンサを用いることもできるので、回路の製造コストを抑えることができる。
［３－３．実験結果］
　以下、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δを変動させること、及び、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させることの効果について検証するための実験結果を説明する。
　まず、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δを変動させる効果について検証するため、駆動装置１００において、進角δを基本進角δｂにて一定にした場合と、進角δを変動させるが当該変動を遅延させない場合とにおいて、三相ブラシレスモータＭのＵ相に流れる負荷電流を測定した結果を図２４に示す。
　図２４の下図において、点線にて示すプロットが、進角δを変動させなかった場合の負荷電流の絶対値を示し、実線にて示すプロットが、進角δを変動させるが当該変動を遅延させない場合の負荷電流の絶対値を示す。
　図２４に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δを変動させることにより、進角δを変動させない場合と比較して、特に平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖｒｍａｘとなる時間ｔ３’’の近傍において、負荷電流を抑制できる。
　次に、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させることの効果について説明する。当該効果を検証するために、以下の実験においては、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖｒｍｉｎとなるタイミングに対する、進角δが第２進角δ２となるタイミングの遅延幅である時間ｔ’を種々設定して、負荷電流を測定した。
　まず、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させるか否かにより、負荷電流がどのように変化するかについて、図２５を用いて説明する。
　図２５の下図において、点線にて示すプロットが、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させなかった場合の負荷電流の絶対値を示し、実線にて示すプロットが、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させた場合の負荷電流の絶対値を示す。
　図２５に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させることにより、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖｒｍｉｎから極大値Ｖｒｍａｘまで増加する期間内において、遅延させない場合と比較して、より大きな負荷電流が流れている。すなわち、進角δを遅延させることで、平滑コンデンサＳＣの充電期間中に、電流をより積極的に負荷ＬＯに流すことができている。
　次に、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させる時間ｔ’を種々変化させたときの平滑コンデンサＳＣに出入りする電流（リプル電流）がどのように変化するかについて、図２６を用いて説明する。
　図２６において、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させる時間ｔ’は、０、ｔ１’’’、ｔ２’’’、ｔ３’’’（ｔ１’’’＜ｔ２’’’＜ｔ３’’’）とした。また、リプル電流は、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流のＲＭＳ値とした。さらに、参考として、進角δを変動させなかった場合のリプル電流の大きさを一点鎖線にて示す。
　図２６に示すように、進角δを変動させ、かつ、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させなかった場合には、進角δを変動させなかった場合と比較して、リプル電流が若干大きくなった。その一方で、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させることで、リプル電流を進角δの変動をしなかった場合と比較して小さくできている。また、リプル電流は、進角δの変動の平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対する遅延の時間に対してリニアに減少している。
　すなわち、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させることで、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流量を減少できている。これにより、平滑コンデンサＳＣ内部の発熱を抑え、信頼性を向上することができる。あるいは、平滑コンデンサＳＣの容量をより小さいものとできるため、コストを抑えることができる。
　さらに、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させる時間ｔ’を種々変化させたときの負荷電流の絶対値の最大値、すなわち、ピーク電流がどのように変化するかについて、図２７を用いて説明する。
　図２７に示すように、負荷電流の絶対値の最大値は、進角δを変動させることで、進角δを変動しない場合と比較して抑制できている。進角δの変動の平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対する遅延時間がある所定の時間ｔ２’’’以上になると、負荷電流の最大値は増加する傾向にある。逆に言うと、進角δの変動の平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対する遅延時間を所定の時間範囲内とすることで、負荷電流が過大となることを抑制できる。
　以上の結果から、進角δを変動させ、かつ、進角δの変動の平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対する遅延時間を所定の範囲内とすることで、三相ブラシレスモータＭへの電流が過大となることを抑制しつつ、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流量を減少できていることが分かる。
（その他実施形態）
　以上のように、本出願において開示する技術の例示として、上記実施形態を説明した。しかしながら、本開示における技術は、これに限定されず、適宜、変更、置き換え、付加、省略などを行うことは可能である。そこで、以下、他の実施の形態を例示する。
［１］
　図７、図２１、及び図２２に示すフローチャートの処理の順番及び／又は処理内容は、本開示における技術の範囲内において適宜変更できる。例えば、これらのフローチャートにおける平滑コンデンサＳＣの電圧の測定と、デューティ比及び／又は進角δの算出は、順番が逆になってもよい。すなわち、最初にデューティ比及び／又は進角δの算出を実行し、その後、平滑コンデンサＳＣの電圧の測定を実行してもよい。
［２］
　上記の実施の形態１～実施の形態３は組み合わせることができる。すなわち、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖｒｍａｘとなるまでの期間内に変調デューティ比ＤＲの変調幅の最大値となる期間が少なくとも含まれる変調デューティ比ＤＲと、当該期間内に進角δが変動の最大値である第２進角δ２となる期間が少なくとも含まれる進角δと、を算出してもよい。
　この場合、コントローラ１９は、所定の条件に従って、変調デューティ比ＤＲのみを平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させるか、進角δのみを遅延させるか、又は、変調デューティ比ＤＲと進角δの両方を遅延させるかを切り替えてもよい。
　また、コントローラ１９は、所定の条件に従って、変調デューティ比ＤＲを平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させる効果の度合いと、進角δを遅延させる効果の度合いと、を変更してもよい。例えば、変調デューティ比ＤＲ及び進角δを算出する上記にて説明した数式の定数Ａ～Ｅの値を所定の条件に従って変更することにより、当該効果の度合いを変更することを達成できる。
［３］
　上記の実施の形態１～実施の形態３においては、平滑コンデンサＳＣの電圧の所定時間前の過去の測定値に基づいて、変調デューティ比ＤＲ及び進角δを算出していた。これに限られず、他のパラメータに基づいても、変調デューティ比ＤＲ及び進角δを算出できる。
　例えば、コントローラ１９は、変調デューティ比ＤＲ及び／又は進角δを三角波状に周期的に変動させ、三角波状の変調デューティ比ＤＲ及び／又は進角δが最大値となるタイミングを、整流出力Ｖｏｕｔの電圧の絶対値が最小となるタイミングよりも遅れたタイミングとしてもよい。
　具体的には、例えば、図２８に示すように、コントローラ１９は、三角波状に周期的に変動させた変調デューティ比ＤＲの変動幅及び／又は進角δの最大値となるタイミングが、平滑コンデンサＳＣの電圧が平均電圧Ｖａｖｅとなるタイミングｔａｖｅとなるか、あるいは、当該タイミングｔａｖｅよりも若干遅延したタイミングとなるようにしてもよい。
　三角波状の変調デューティ比ＤＲの変調幅及び／又は進角δの変動における、変調デューティ比ＤＲの変調幅及び／又は進角δの時間経過に対する上昇割合及び／又は下降割合は、所定の条件に従って適宜調整できる。
　また、三角波状の変調デューティ比ＤＲの変調幅及び／又は進角δの変動において、変調デューティ比ＤＲの変調幅及び／又は進角δが変調デューティ比ＤＲの変調幅が最小値及び／又は第１進角δ１である期間を所定の長さ継続してもよい。
［４］
　コントローラ１９は、整流出力Ｖｏｕｔの電圧の絶対値が、整流出力の電圧の絶対値の極小値Ｖｒｍｉｎの近傍に設定された第１電圧Ｖ１となってから、整流出力Ｖｏｕｔの電圧の絶対値の極大値Ｖｒｍａｘの近傍に設定された第２電圧Ｖ２となるまでの間、変調デューティ比ＤＲの変調幅及び／又は進角δを変調デューティ比ＤＲの変調幅の最大値及び／又は第２進角δ２に設定してもよい。
　具体的には、例えば、図２９に示すように、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧が減少している期間において平滑コンデンサＳＣの電圧が第１電圧Ｖ１となるタイミングｔ１１と、平滑コンデンサＳＣの電圧が増加している期間において平滑コンデンサＳＣの電圧が第２電圧Ｖ２となるタイミングｔ１２と、の期間中に変調デューティ比ＤＲの変調幅及び／又は進角δを変調デューティ比ＤＲの変調幅の最大値及び／又は第２進角δ２とし、それ以外の期間中に変調デューティ比ＤＲの変調幅及び／又は進角δを変調デューティ比ＤＲの最小値及び／又は第１進角δ１としてもよい。
［５］
　さらに、コントローラ１９は、図３０に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧が増加している期間において平滑コンデンサＳＣの電圧が第１電圧Ｖ１となるタイミングｔ１３と、平滑コンデンサＳＣの電圧が増加している期間において平滑コンデンサＳＣの電圧が第２電圧Ｖ２となるタイミングｔ１２と、の期間中に変調デューティ比ＤＲの変調幅及び／又は進角δを変調デューティ比ＤＲの変調幅の最大値及び／又は第２進角δ２とし、それ以外の期間中に変調デューティ比ＤＲ及び／又は進角δを変調デューティ比ＤＲの変調幅の最小値及び／又は第１進角δ１としてもよい。
　この場合には、図３０に示すように、変調デューティ比ＤＲの変調幅及び／又は進角δは、整流出力Ｖｏｕｔの電圧の絶対値が上昇する期間において変調デューティ比ＤＲの変調幅の最大値及び／又は第２進角δ２となる。
　整流出力Ｖｏｕｔの電圧の絶対値が上昇する期間において変調デューティ比ＤＲの変調幅の最大値及び／又は第２進角δ２となるような変調デューティ比ＤＲ及び／又は進角δは、例えば、平滑コンデンサＳＣの電圧の現在の測定値が、当該現在の測定値の近傍における過去の測定値よりも大きくなっているときに、変調デューティ比ＤＲの変調幅及び／又は進角δを変調デューティ比ＤＲの最大値及び／又は第２進角δ２とすることによっても算出できる。
　上記の［３］～［５］にて説明した方法によっても、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖｒｍａｘとなるまでの期間内に、変調デューティ比ＤＲの変動幅及び／又は進角δが変調デューティ比ＤＲの変動幅の最大値及び／又は第２進角δ２となる期間の少なくとも一部を含むような、変調デューティ比ＤＲ及び／又は進角δを算出できる。
［６］
　スイッチング回路１７が、特に、臨界モード昇圧チョッパ方式のコンバータ、臨界モード降圧チョッパ方式のコンバータ、ＬＬＣコンバータ、疑似共振フライバックコンバータ、などのコンバータである場合には、コントローラ１９は、スイッチング周期Ｔｓｗを、第１周期Ｔ１ｓｗと、第１周期Ｔ１ｓｗよりも大きい第２周期Ｔ２ｓｗとの間で変動させてもよい。
　具体的には、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖｒｍａｘとなるまでの期間内に、スイッチング周期Ｔｓｗが第２周期となる期間の少なくとも一部を含むよう、スイッチング周期Ｔｓｗを設定してもよい。スイッチング周期Ｔｓｗの当該変動は、上記にて説明した変調デューティ比ＤＲ及び進角δの変動方法と同様にして実現できる。
　その後、コントローラ１９は、上記のようにして設定されたスイッチング周期Ｔｓｗにて、スイッチング回路１７のオン状態とオフ状態とを切り替えることで、スイッチング周期Ｔｓｗを、第１周期Ｔ１ｓｗと、第１周期Ｔ１ｓｗよりも大きい第２周期Ｔ２ｓｗとの間で変動させて、スイッチング回路１７のスイッチング動作を実行できる。
［７］
　コントローラ１９は、交流入力Ｖｉｎの電圧値及び／又は位相に基づいて、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖｒｍａｘとなるまでの期間を検出してもよい。
　平滑コンデンサＳＣを充電させる入力電流は、交流入力Ｖｉｎの電圧の絶対値が、平滑コンデンサＳＣの電圧よりも大きくなると発生する。平滑コンデンサＳＣの電圧は、回路中のインダクタ成分などの影響により、これよりも若干遅れて上昇する。
　交流入力Ｖｉｎの電圧の絶対値が極大値（交流入力Ｖｉｎの位相が（２ｎ＋１）π／２（ｎ：整数））となった後、交流入力Ｖｉｎの電圧の絶対値が減少し平滑コンデンサＳＣの電圧よりも小さくなるタイミングの近傍で入力電流が減少を開始し、入力電流は最終的に０となる。平滑コンデンサＳＣの電圧は、入力電流が減少を開始する若干前に減少を開始する。
　従って、コントローラ１９は、入力電流の発生及び減少のタイミングと平滑コンデンサＳＣの電圧が上昇及び下降するタイミングとのずれを発生される要因を考慮して、交流入力Ｖｉｎの電圧値及び／又は位相に基づいて、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖｒｍａｘとなるまでの期間を検出できる。
　入力電流の発生及び減少のタイミングと平滑コンデンサＳＣの電圧が上昇及び下降するタイミングとのずれを発生される要因としては、例えば、回路中のインダクタ成分、負荷ＬＯへの電力、又は、平滑コンデンサＳＣのリプル電圧などがある。
［８］
　上記の実施の形態３において電力供給期間Ｔｐｓの開始タイミングを調整する場合に、当該開始タイミングの調整に伴って、電力供給期間Ｔｐｓの終了タイミングも移動していた。すなわち、開始タイミングが調整されても、電力供給期間Ｔｐｓの長さは一定とされていた。
　しかし、これに限られず、コントローラ１９は、電力供給期間Ｔｐｓを増減することによって、開始タイミングを調整してもよい。電力供給期間Ｔｐｓを増減することによって開始タイミングを調整することを、通電角変調と呼ぶこともある。
　例えば、電力供給期間Ｔｐｓの終了タイミングを開始タイミングの調整前後で固定し、電力供給期間Ｔｐｓを増加させることにより、開始タイミングを時間的に前へ移動、すなわち、進角δを増加させることができる。一方、電力供給期間Ｔｐｓの終了タイミングを開始タイミングの調整前後で固定し、電力供給期間Ｔｐｓを減少させることにより、開始タイミングを時間的に後へ移動、すなわち、進角δを減少させることができる。
　また、例えば、電力供給期間Ｔｐｓ中の所定のタイミングを開始タイミングの調整前後で固定し、電力供給期間Ｔｐｓを増加させることにより、開始タイミングを時間的に前へ移動させると同時に、終了タイミングを時間的に後に移動できる。一方、電力供給期間Ｔｐｓ中の所定のタイミングを開始タイミングの調整前後で固定し、電力供給期間Ｔｐｓを減少させることにより、開始タイミングを時間的に後へ移動させると同時に、終了タイミングを時間的に前に移動できる。
［９］
　上記の実施の形態１～実施の形態３においては、インバータであるスイッチング回路１７のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３をＰＷＭ制御していた。その一方、スイッチング素子ＳＷ４～ＳＷ６は、図６及び図２０に示すように、それぞれ、オンをＴ／３だけ継続し、オフを２Ｔ／３だけ継続する低速のスイッチング動作を繰り返していた。
　しかし、これに限られず、スイッチング素子ＳＷ４～ＳＷ６をＰＷＭ制御する一方、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３を、実施の形態１～実施の形態３におけるスイッチング素子ＳＷ４～ＳＷ６のように、低速にスイッチング動作させてもよい。
［１０］
　上記の実施の形態１～実施の形態３においては、入力電流の力率改善として、インダクタ素子Ｌと平滑コンデンサＳＣよりなる力率改善回路、いわゆるパッシブ型ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ　Ｆａｃｔｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路を用いていたが、チョッパ回路等のスイッチング回路より構成される力率改善回路、いわゆるアクティブ型ＰＦＣ回路を用いてもよい。この場合、さらに高い力率が得られるとともに、交流周期に伴って発生するリプル電流を抑えることができ、電解コンデンサの劣化の抑制、あるいは小容量化によるコスト削減といったメリットを得ることができる。
１００ 駆動装置
１     電源装置
１１   入力部
Ｉ１   第１入力端子
Ｉ２   第２入力端子
１３   出力部
１５   整流回路
１５１ 整流部
Ｌ     インダクタ素子
ＳＣ   平滑コンデンサ
１７   スイッチング回路
ＳＷ１～ＳＷ６              スイッチング素子
Ｄ１～Ｄ１０  整流素子
１９   コントローラ
１９１ 測定部
ＬＯ   負荷
Ｍ     三相ブラシレスモータ
ＰＳ   交流電源
ＤＲ   変調デューティ比
ＤＲＢ        基本デューティ比
ＤＲ１        第１デューティ比
ＤＲ２        第２デューティ比
Ｔｓｗ        スイッチング周期
Ｔ１ｓｗ             第１周期
Ｔ２ｓｗ             第２周期
Ｔｐｓ        電力供給期間
Ｖ１   第１電圧
Ｖ２   第２電圧
Ｖｉｎ        交流入力
Ｖｏｕｔ             整流出力
Ｖａｖｅ             平均電圧
Ｖｒｍａｘ    極大値
Ｖｒｍｉｎ    極小値
δ     進角
δ１   第１進角
δ２   第２進角

Claims (30)

  1. 　負荷を接続する出力部と、
    　電圧が正と負の間で所定の周期にて変動する交流入力を入力する入力部と、
    　前記入力部から入力した前記交流入力を電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力に変換する回路であって、前記整流出力を平滑化する平滑コンデンサを有する整流回路と、
    　前記平滑コンデンサを入力として接続し、前記出力部を出力として接続し、前記平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、前記入力インピーダンスが前記オン状態のときよりも高いオフ状態と、を前記所定の周期よりも短いスイッチング周期にて切り替えるスイッチング回路と、
    　前記オン状態を維持する期間の前記スイッチング周期に対する割合であるデューティ比を前記整流出力の変動に従って変調させた変調デューティ比を出力しつつ、前記スイッチング回路を前記オン状態と前記オフ状態との間で切り替える制御を実行する際に、前記平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから前記平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内に前記変調デューティ比の変調幅が最大値となる期間の少なくとも一部を含むよう、前記変調デューティ比を設定するコントローラと、
    　を備える電源装置。
  2. 　前記コントローラは、前記整流出力の電圧を測定する測定部を有する、請求項１に記載の電源装置。
  3. 　前記平滑コンデンサは電解コンデンサである、請求項１又は２に記載の電源装置。
  4. 　前記コントローラは、前記変調デューティ比の変調幅が前記最大値である期間の少なくとも一部が、前記整流出力の電圧の絶対値が上昇する期間内に含まれるよう、前記変調デューティ比を設定する、請求項１～３のいずれかに記載の電源装置。
  5. 　前記コントローラは、前記変調デューティ比の変調幅を、前記整流出力が有する周期的な変動よりも所定の時間だけずれた変動とする、請求項１～４のいずれかに記載の電源装置。
  6. 　前記所定の時間は、前記交流入力の周波数に基づいて決定される、請求項５に記載の電源装置。
  7. 　前記コントローラは、前記変調デューティ比の変調幅を、前記所定の時間前の過去の前記整流出力の電圧の絶対値の逆数に基づいて設定する、請求項５又は６に記載の電源装置。
  8. 　前記コントローラは、前記変調デューティ比の変調幅を三角波状に周期的に変動させ、三角波状の前記変調デューティ比の変調幅が最大値となるタイミングを、前記整流出力の電圧の絶対値が最小となるタイミングよりも遅れたタイミングとする、請求項５又は６のいずれかに記載の電源装置。
  9. 　前記コントローラは、前記整流出力の電圧の絶対値が、前記整流出力の電圧の絶対値の極小値の近傍に設定された第１電圧となってから、前記整流出力の電圧の絶対値の極大値の近傍に設定された第２電圧となるまでの間、前記変調デューティ比の変調幅を前記最大値に設定する、請求項１～７のいずれかに記載の電源装置。
  10. 　前記コントローラは、前記整流出力の電圧の絶対値が上昇する期間において、前記変調デューティ比の変調幅を前記最大値に設定する、請求項１～７いずれかに記載の電源装置。
  11. 　前記スイッチング回路はインバータ回路である、請求項１～１０のいずれかに記載の電源装置。
  12. 　前記コントローラは、前記出力部に出力する目標電力と、前記出力部に出力している実際の電力との差分に基づいて、前記変調デューティ比を設定する、請求項１～１１のいずれかに記載の電源装置。
  13. 　前記コントローラは、前記整流出力の変動とは独立して設定される基本デューティ比と前記整流出力の変動とに基づいて、前記変調デューティ比を算出する、請求項１～１２のいずれかに記載の電源装置。
  14. 　前記基本デューティ比は、前記出力部に出力する目標電力と、前記出力部に出力している実際の電力との差分に基づいて設定される、請求項１３に記載の電源装置。
  15. 　前記基本デューティ比は所定の周期にて変動する、請求項１３又は１４に記載の電源装置。
  16. 　前記スイッチング回路は、それぞれが異なる位相を有して前記スイッチング周期にてオン状態とオフ状態とを切り替える複数のスイッチング素子を有し、
    　前記基本デューティ比は、前記整流出力の変動とは独立して、各スイッチング素子のオン状態を維持する期間の前記スイッチング周期に対する割合として設定される、
    　請求項１３に記載の電源装置。
  17. 　各スイッチング素子の前記基本デューティ比は、前記出力部に出力する目標電力と、前記出力部に出力している実際の電力との差分に基づいて設定される、請求項１６に記載の電源装置。
  18. 　各スイッチング素子の前記基本デューティ比は、他のスイッチング素子の前記基本デューティ比とは位相が異なる所定の周期にて変動する、請求項１６又は１７に記載の電源装置。
  19. 　前記コントローラは、各スイッチング素子の前記基本デューティ比を、２相変調方式にて変調する、請求項１８に記載の電源装置。
  20. 　請求項１～１９のいずれかに記載の電源装置と、前記出力部に接続されるモータと、を備える、駆動装置。
  21. 　前記コントローラは、前記モータの目標回転速度と前記モータの実際の回転速度との差分に基づいて、前記変調デューティ比を設定する、請求項２０に記載の駆動装置。
  22. 　負荷を接続する出力部と、
    　電圧が正と負の間で所定の周期にて変動する交流入力を入力する入力部と、
    　前記入力部から入力した前記交流入力を電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力に変換する回路であって、前記整流出力を平滑化する平滑コンデンサを有する整流回路と、
    　前記平滑コンデンサを入力として接続し、前記出力部を出力として接続し、前記平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、前記入力インピーダンスが前記オン状態のときよりも高いオフ状態と、を前記所定の周期よりも短いスイッチング周期にて切り替えるスイッチング回路と、
    　前記スイッチング周期を第１周期と前記第１周期よりも大きい第２周期との間で変動させて、前記スイッチング回路を前記オン状態と前記オフ状態との間で切り替える制御を実行する際に、前記平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから前記平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内に前記スイッチング周期が前記第２周期となる期間の少なくとも一部を含むよう、前記スイッチング周期を設定するコントローラと、
    　を備える電源装置。
  23. 　負荷を接続する出力部と、電圧が正と負の間で所定の周期にて変動する交流入力を入力する入力部と、前記入力部から入力した前記交流入力を電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力に変換する回路であって、前記整流出力を平滑化する平滑コンデンサを有する整流回路と、前記平滑コンデンサを入力として接続し、前記出力部を出力として接続し、前記平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、前記入力インピーダンスが前記オン状態のときよりも高いオフ状態と、を前記所定の周期より短いスイッチング周期にて切り替えるスイッチング回路と、を備える電源装置の制御方法であって、
    　前記オン状態を維持する期間の前記スイッチング周期に対する割合であるデューティ比を前記整流出力の変動に従って変調させた変調デューティ比を出力する際に、前記平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから前記平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内に前記変調デューティ比の変調幅が最大値となる期間の少なくとも一部を含むよう、前記変調デューティ比を設定するステップと、
    　設定された前記変調デューティ比に従って、前記オン状態を維持する長さと前記オフ状態を維持する長さとを調節して、前記スイッチング回路の前記オン状態と前記オフ状態との切り替えを制御するステップと、
    　を含む、制御方法。
  24. 　前記変調デューティ比を設定するステップは、前記整流出力の変動とは独立して設定される基本デューティ比と前記整流出力の変動とに基づいて、前記変調デューティ比を算出するステップを含む、請求項２３に記載の制御方法。
  25. 　前記スイッチング回路は、それぞれが異なる位相を有して前記スイッチング周期にてオン状態とオフ状態とを切り替える複数のスイッチング素子を有し、
    　前記基本デューティ比は、前記整流出力の変動とは独立して、各スイッチング素子のオン状態を維持する期間の前記スイッチング周期に対する割合として設定される、
    　請求項２４に記載の制御方法。
  26. 　前記変調デューティ比を設定するステップは、各スイッチング素子の前記基本デューティ比を、前記出力部に出力する目標電力と前記出力部に出力している実際の電力との差分に基づいて設定する、請求項２５に記載の制御方法。
  27. 　各スイッチング素子の前記基本デューティ比は、他のスイッチング素子の前記基本デューティ比とは位相が異なる所定の周期にて変動する、請求項２５又は２６に記載の制御方法。
  28. 　前記変調デューティ比を設定するステップは、前記基本デューティ比を２相変調方式にて変調する、請求項２７に記載の制御方法。
  29. 　負荷を接続する出力部と、電圧が正と負の間で所定の周期にて変動する交流入力を入力する入力部と、前記入力部から入力した前記交流入力を電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力に変換する回路であって、前記整流出力を平滑化する平滑コンデンサを有する整流回路と、前記平滑コンデンサを入力として接続し、前記出力部を出力として接続し、前記平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、前記入力インピーダンスが前記オン状態のときよりも高いオフ状態と、を前記所定の周期より短いスイッチング周期にて切り替えるスイッチング回路と、を備える電源装置の制御方法であって、
    　前記スイッチング周期を第１周期と前記第１周期よりも大きい第２周期との間で変動させて、前記スイッチング回路を前記オン状態と前記オフ状態との間で切り替える制御を実行する際に、前記平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから前記平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内に前記スイッチング周期が前記第２周期となる期間の少なくとも一部を含むよう、前記スイッチング周期を設定するステップと、
    　設定されたスイッチング周期にて、前記スイッチング回路の前記オン状態と前記オフ状態との切り替えを制御するステップと、
    　を含む、制御方法。
  30. 　請求項２３～２９のいずれかに記載の制御方法をコンピュータに実行させるプログラム。
     
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